JPS5854868A - 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 - Google Patents
無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置Info
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- JPS5854868A JPS5854868A JP15421281A JP15421281A JPS5854868A JP S5854868 A JPS5854868 A JP S5854868A JP 15421281 A JP15421281 A JP 15421281A JP 15421281 A JP15421281 A JP 15421281A JP S5854868 A JPS5854868 A JP S5854868A
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- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
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- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電源側から見た基本波力率を指令値に合わせて
自由に制御する無効電力制御形サイクロコンバータ装置
に関するものである。
自由に制御する無効電力制御形サイクロコンバータ装置
に関するものである。
サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置であるが、その
構成素子たるサイリスタを電源電圧によって転流させる
ため、電源から多くの無効電力をとる欠点がある。また
その無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動して
るだけでなく、無効電力変動により同一系統に接続され
た電気機器に種々の悪影響を及ぼしている。
る周波数の交流電力に直接変換する装置であるが、その
構成素子たるサイリスタを電源電圧によって転流させる
ため、電源から多くの無効電力をとる欠点がある。また
その無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動して
るだけでなく、無効電力変動により同一系統に接続され
た電気機器に種々の悪影響を及ぼしている。
第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバータ装置
の構成図である。図中ＣＣは循環電流式サイクロコンバ
ータ本体、５ｓ−ｐ及び８８−Ｎはその正群及び負群コ
ンバータ、Ｌｏｌ及びＬｏ２は中間タップ付直流リアク
トル、ＬＯＡＤは負荷である。またＴＲは電源トランス
、Ｃは△又はユ接続された進相コンデンサ、ＢＵＳけ３
相電線路である。制御回路としては受電端の３相交流電
流を検出する変流器ＣＴｓ、３相交流電圧を検出する変
成器ＰＴ、無効電力演算器ＶＡＲ。
の構成図である。図中ＣＣは循環電流式サイクロコンバ
ータ本体、５ｓ−ｐ及び８８−Ｎはその正群及び負群コ
ンバータ、Ｌｏｌ及びＬｏ２は中間タップ付直流リアク
トル、ＬＯＡＤは負荷である。またＴＲは電源トランス
、Ｃは△又はユ接続された進相コンデンサ、ＢＵＳけ３
相電線路である。制御回路としては受電端の３相交流電
流を検出する変流器ＣＴｓ、３相交流電圧を検出する変
成器ＰＴ、無効電力演算器ＶＡＲ。
制御補償回路Ｈ（ｓ） 、正群コンバータ５ｓ−ｐの出
力電流Ｉｐを検出する変流器ｃ’ｒｐ 、負群コンバー
タ８８−Ｎの出力電流ＩＮを検出する変流器ｃ’ｒＮ、
加算器ＡＩ−Ａ６、演算増幅器ＫＯ−に２反転増幅器に
３、比較器Ｃ１−Ｃ５、絶対値回路ＡＢＳ及び位相制御
回路ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎが用いられる。
力電流Ｉｐを検出する変流器ｃ’ｒｐ 、負群コンバー
タ８８−Ｎの出力電流ＩＮを検出する変流器ｃ’ｒＮ、
加算器ＡＩ−Ａ６、演算増幅器ＫＯ−に２反転増幅器に
３、比較器Ｃ１−Ｃ５、絶対値回路ＡＢＳ及び位相制御
回路ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎが用いられる。
加算器Ａ３によってＩｐ ＩＮ−ＩＬを求める。これが
負荷電流の検出値である。また、加算器ＡＩｒＡ２と絶
対値回路ＡＢＳ及び増幅器Ｋ。（Ｖ２倍）によって次の
演算を行なう。
負荷電流の検出値である。また、加算器ＡＩｒＡ２と絶
対値回路ＡＢＳ及び増幅器Ｋ。（Ｖ２倍）によって次の
演算を行なう。
■。＝ （Ｉｐ 十ＩＮ ＩＩＬｌ ）／２ ・・
・・・・（１）これが循環電流の検出値である。
・・・・（１）これが循環電流の検出値である。
まず負荷電流制御の動作を説明する。
負荷電流指令■ｔと実際に流れる負荷電流の検出値ＩＬ
を比較し、その偏差ｅ３に比例した電圧をサイクロコン
・マークから発生するように位相制御回路ＰＨ−Ｐ、Ｐ
Ｈ−Ｎを制御する。ＰＨ−Ｐの出力位相αｐに対してＰ
Ｈ−Ｎの出力位相αＮは、αＮ−１８０°−αｐの関係
を保つように増幅器に２から反転増幅器に３を介してＰ
Ｈ−Ｎに入力される。
を比較し、その偏差ｅ３に比例した電圧をサイクロコン
・マークから発生するように位相制御回路ＰＨ−Ｐ、Ｐ
Ｈ−Ｎを制御する。ＰＨ−Ｐの出力位相αｐに対してＰ
Ｈ−Ｎの出力位相αＮは、αＮ−１８０°−αｐの関係
を保つように増幅器に２から反転増幅器に３を介してＰ
Ｈ−Ｎに入力される。
すなわち、正群コン・々−タ５ｓ−ｐの出力電圧Ｖｐ＝
ｋｖ−ＶＢ ・ｃａｓαｐと負群コン／４−夕８８−Ｎ
の出力電圧ｖＮ＝ｋｖ−Ｖｓ−ｃｒｓαＮ ＝ ｋｙ−
Ｖｓ−ｃｏｓ（１８０°−αｐ）は負荷端子でつり合っ
た状態で通常のス軍転カニ行５− なわれる。負荷電流指令Ｉｔを正弦波状に変化させると
それに応じて偏差ε３も変化し負荷に正弦波電流ＩＬが
流れるように前記αｐ及びαＮが制御される。この通常
の運転では正群コンバータ５ｓ−ｐの出力電圧と負群コ
ンバータ８８−Ｎの出力電圧は等しくつシ合っているた
め循環電流Ｉｏはほとんど流れない。
ｋｖ−ＶＢ ・ｃａｓαｐと負群コン／４−夕８８−Ｎ
の出力電圧ｖＮ＝ｋｖ−Ｖｓ−ｃｒｓαＮ ＝ ｋｙ−
Ｖｓ−ｃｏｓ（１８０°−αｐ）は負荷端子でつり合っ
た状態で通常のス軍転カニ行５− なわれる。負荷電流指令Ｉｔを正弦波状に変化させると
それに応じて偏差ε３も変化し負荷に正弦波電流ＩＬが
流れるように前記αｐ及びαＮが制御される。この通常
の運転では正群コンバータ５ｓ−ｐの出力電圧と負群コ
ンバータ８８−Ｎの出力電圧は等しくつシ合っているた
め循環電流Ｉｏはほとんど流れない。
次に循環電流制御の動作を説明する。電源端子には電流
検出器ＣＴｓ及び電圧検出器ＰＴが設置され、無効電力
演算器ＶＡＲによってその無効電力Ｑが演算さＨる。無
効電力の指令値Ｑ＊は通常零に設定され、比較器ＣＩに
よって偏差ε１＝ＱＱが発生させられる。制御補償回路
Ｈ（ｓ）は定常偏差ε１を零にするため通常積分要素が
使われ、その出力Ｉ／が循環電流Ｉｏの指令値となる。
検出器ＣＴｓ及び電圧検出器ＰＴが設置され、無効電力
演算器ＶＡＲによってその無効電力Ｑが演算さＨる。無
効電力の指令値Ｑ＊は通常零に設定され、比較器ＣＩに
よって偏差ε１＝ＱＱが発生させられる。制御補償回路
Ｈ（ｓ）は定常偏差ε１を零にするため通常積分要素が
使われ、その出力Ｉ／が循環電流Ｉｏの指令値となる。
比較器Ｃ２によって偏差ε２−Ｉｏ＊−Ｉｏをと９増幅
器に１を介して加算器Ａ４及びＡ５に入力する。
器に１を介して加算器Ａ４及びＡ５に入力する。
従って、ＰＨ−Ｐ及びＰＨ−Ｎ への入力ｃ４及びεＳ
は各々次のようになる。ただしに３−−１６− とする。
は各々次のようになる。ただしに３−−１６− とする。
ε４−に２ ・ε３＋に１ ・ ε２ ・・・・・・（
２）ε５ ”” Ｋ２・εａ＋Ｋｔ ・ε２ ・・・
・・・（３）故にαＮ＝１８０°−αｐの関係はくずれ
、Ｋ１・ε２に比例しだ分だけ正群コンバータ５ｓ−ｐ
の出力電圧Ｖｐと負群コンバータ５Ｓ−Ｎの出力電圧ｖ
Ｎとが不平向になる。その差電圧が直流リアクトルＬｏ
１及びＬｏ２に印加され、循環電流が流れる。
２）ε５ ”” Ｋ２・εａ＋Ｋｔ ・ε２ ・・・
・・・（３）故にαＮ＝１８０°−αｐの関係はくずれ
、Ｋ１・ε２に比例しだ分だけ正群コンバータ５ｓ−ｐ
の出力電圧Ｖｐと負群コンバータ５Ｓ−Ｎの出力電圧ｖ
Ｎとが不平向になる。その差電圧が直流リアクトルＬｏ
１及びＬｏ２に印加され、循環電流が流れる。
Ｉｏが指令値ＩＯ＊より流れすぎればε２が減少して上
記差電圧を小さくする。結果的にはＩＯはＩ／に等しく
なるように制御される。
記差電圧を小さくする。結果的にはＩＯはＩ／に等しく
なるように制御される。
無効電力Ｑが進みの場合、ε１＝ＱＱ−Ｑは正となり、
■ｏ＊を増加させサイクロコン・々−タの遅れ無効電流
を大きくする。最終的にはＱ＝０になるように循環電流
Ｉｏが制御される。
■ｏ＊を増加させサイクロコン・々−タの遅れ無効電流
を大きくする。最終的にはＱ＝０になるように循環電流
Ｉｏが制御される。
逆にＱが遅れの場合εｔ＜０となり、ＩＯ＊を減少させ
同じくＱ＝０になる。・ようにＩＯを制御している。こ
のようにして受電端の無効電力が零、すなわち基本波力
率を１に保持することができる。
同じくＱ＝０になる。・ようにＩＯを制御している。こ
のようにして受電端の無効電力が零、すなわち基本波力
率を１に保持することができる。
第２図は第１図のサイクロコンパータノ受電端の電圧電
流ベクトル図を示すもので、Ｖｓは電源電圧、Ｉｃａｐ
は進相コンデンサＣの電流、Ｉ ｓｓｐは正群コンバー
タ入力電流、ｌ８ＢＮは負群コ”ハｊ’ 入力型Ｒ１Ｉ
ｃｅはサイクロコン・ぐ−タ入力電流％ ＩＲＥＡＣ
ＴはＩｃｅの；（ＩＩＧ効電流電流分８は電源電流であ
る。このベクトル図は負荷電流が刻々と変化しているあ
る時点をとらえて描いたもので、電流工ａｍｐ ｌ ｌ
８８Ｎ及び位相角αｐ、αＮの値は刻々と変わっていく
ものである。
流ベクトル図を示すもので、Ｖｓは電源電圧、Ｉｃａｐ
は進相コンデンサＣの電流、Ｉ ｓｓｐは正群コンバー
タ入力電流、ｌ８ＢＮは負群コ”ハｊ’ 入力型Ｒ１Ｉ
ｃｅはサイクロコン・ぐ−タ入力電流％ ＩＲＥＡＣ
ＴはＩｃｅの；（ＩＩＧ効電流電流分８は電源電流であ
る。このベクトル図は負荷電流が刻々と変化しているあ
る時点をとらえて描いたもので、電流工ａｍｐ ｌ ｌ
８８Ｎ及び位相角αｐ、αＮの値は刻々と変わっていく
ものである。
前述の無効電力制御を行なうとＩｃａＰ”ＩＲＥＡＣＴ
になるように循ｉ電流Ｉｏが制御されるが、そのＩＲＥ
ＡＣＴは次のように与えられる。ただしαＮζ１８０°
−αｐとする。
になるように循ｉ電流Ｉｏが制御されるが、そのＩＲＥ
ＡＣＴは次のように与えられる。ただしαＮζ１８０°
−αｐとする。
ＩＲＥＡＣＴ ＝ １ｉｓｐ・Ｓ石αｐ−１−１，
８「ｓ＋ｎα、！＝ （Ｉｓａｐ−１−ｌ５ｓＮｅｓ
石αｐ＝ ｋｘ （Ｉｐ ＋’ＩＮ） ｓ石αｐ
＝ ｋｌ （２４ｏ ＋ ｌｆｔ、１）ｓ石αｐ
・・・・・・（４）ここで、ｋｌはコンバータの
変換定数である。
８「ｓ＋ｎα、！＝ （Ｉｓａｐ−１−ｌ５ｓＮｅｓ
石αｐ＝ ｋｘ （Ｉｐ ＋’ＩＮ） ｓ石αｐ
＝ ｋｌ （２４ｏ ＋ ｌｆｔ、１）ｓ石αｐ
・・・・・・（４）ここで、ｋｌはコンバータの
変換定数である。
従ってＱ＝Ｏ１すなわちＩｅａｐ−Ｉ□ＡＣＴとなるよ
゛ うに制御した時、循環電流Ｉｏは次式を満足してい
る。
゛ うに制御した時、循環電流Ｉｏは次式を満足してい
る。
第３図は第１図の循環電流式サイクロコンバータ本体Ｃ
Ｃの等何回路を示す。図中、ｖｐ。
Ｃの等何回路を示す。図中、ｖｐ。
ｖＮは正群及び負群コンバータの出力電圧、ｉ、。
匂はその出力電流、ｉＬは負荷電流、Ｖｄは負荷端子電
圧、Ｖｃは電動機負荷の場合の逆起電力、ＲＬ＋ ＩＪ
Ｌは負荷の抵抗とインダクタンス、ｒ、Ｌ、Ｍは直流リ
アクトルの抵抗と自己及び相互インダクタンスを各々表
わしている。
圧、Ｖｃは電動機負荷の場合の逆起電力、ＲＬ＋ ＩＪ
Ｌは負荷の抵抗とインダクタンス、ｒ、Ｌ、Ｍは直流リ
アクトルの抵抗と自己及び相互インダクタンスを各々表
わしている。
電圧・電流を図示の方向にとって電圧方程式を立てると
（６）〜（８）式が得られる。ただしｐ＝ａ／ｄｔは微
分演算子である。
（６）〜（８）式が得られる。ただしｐ＝ａ／ｄｔは微
分演算子である。
Ｖｐ ＝ （ｒ＋ＬＰ）・ｊ、＋ＭＩ”ｉＮ＋ Ｖｄ
＝−（６）ＶＮ−ＭＰ−ｔ ｐ （ｒ ＋ＬＰ ）
・’Ｎ ＋ ｖａ ＋＋＋＋・（７）Ｖｄ＝（ＲＬ＋
Ｌｔ、Ｐ）ＳＬ＋Ｖｃ ＋・＋＋・（８）また、
循環電流をｉ。とすると、電流は次の関係式を満足する
。
＝−（６）ＶＮ−ＭＰ−ｔ ｐ （ｒ ＋ＬＰ ）
・’Ｎ ＋ ｖａ ＋＋＋＋・（７）Ｖｄ＝（ＲＬ＋
Ｌｔ、Ｐ）ＳＬ＋Ｖｃ ＋・＋＋・（８）また、
循環電流をｉ。とすると、電流は次の関係式を満足する
。
９−
Ｚｐ−ＬＨ＝ ｉＬ ・聞・（９）ｉｐ＋
ｉＮ＝ ２・’０＋Ｉ’Ｌｌ・叫（ＴＩここで、（６）
式＋（７）式及び（６）式−（７）式を求め（９）。
ｉＮ＝ ２・’０＋Ｉ’Ｌｌ・叫（ＴＩここで、（６）
式＋（７）式及び（６）式−（７）式を求め（９）。
０Ｑ式の関係を考慮すると次の（＋＋） 、 ｆｔ２）
式が得られる。
式が得られる。
ＶＩｌ＋ＶＮ＝ （ｒ−ト（Ｉ、−Ｍ）・Ｐ） ・ｊＬ
＋２・Ｖｄ −＝＝ （ＩＩ）Ｖｐ−ｖＮ＝（ｒ
＋（Ｌ−ｆｆｌ）Ｐ ） ・（２・’ｏ＋ｌ ’Ｌｌ
） ＝■（１３（１１）式は負荷電流制御に、壕だｆ
１２ｉ式は循環電流制御に各々関係する。
＋２・Ｖｄ −＝＝ （ＩＩ）Ｖｐ−ｖＮ＝（ｒ
＋（Ｌ−ｆｆｌ）Ｐ ） ・（２・’ｏ＋ｌ ’Ｌｌ
） ＝■（１３（１１）式は負荷電流制御に、壕だｆ
１２ｉ式は循環電流制御に各々関係する。
前に説明した動作原理に基づいてサイクロコンバータの
制御系のブロック線図を描くと第４図のようになる。図
中、破線で囲まれた部分は（８） 、 （Ｉｏ、 （１
２１式の関係を表わしている。また、Ｋｐ−ｅ は正
群コン・々−夕の利得に、とむだ時間ｅ −ｒ Ｂを表
わし、ＫＮ−８−” は負群コン・ぐ−タの利得ＫＮ
とむだ時間ｅ −Ｔ Ｈを表わしている。Ｓはラノラス
演Ａ°子である。なお、ＫＮ” Ｋｐの関係がある。
制御系のブロック線図を描くと第４図のようになる。図
中、破線で囲まれた部分は（８） 、 （Ｉｏ、 （１
２１式の関係を表わしている。また、Ｋｐ−ｅ は正
群コン・々−夕の利得に、とむだ時間ｅ −ｒ Ｂを表
わし、ＫＮ−８−” は負群コン・ぐ−タの利得ＫＮ
とむだ時間ｅ −Ｔ Ｈを表わしている。Ｓはラノラス
演Ａ°子である。なお、ＫＮ” Ｋｐの関係がある。
受電端の無効電力Ｑはサイクロコンバータの遅れ無効電
流ＩＲＥムＣＴと進相コンデンサの進み恢１０− 効電流１ｃａｐとの差に係数ＫＱを乗じた値で表わせる
。ＩＲＫＡＣＴは（４）式で表わせる。
流ＩＲＥムＣＴと進相コンデンサの進み恢１０− 効電流１ｃａｐとの差に係数ＫＱを乗じた値で表わせる
。ＩＲＫＡＣＴは（４）式で表わせる。
この制御系のブロック線図かられかるように従来の無効
電力制御形サイクロコンバータ装置では受電端の無効電
力Ｑを指令値Ｑ＊に等しくなるように循環電流′ｉｏを
制御するのであるが、このとき、循環電流制御系に負荷
電流が流れることにより、次式で示される外乱ΔｅＬが
入ってくる。
電力制御形サイクロコンバータ装置では受電端の無効電
力Ｑを指令値Ｑ＊に等しくなるように循環電流′ｉｏを
制御するのであるが、このとき、循環電流制御系に負荷
電流が流れることにより、次式で示される外乱ΔｅＬが
入ってくる。
Δ８Ｌ ＝ （ｒ ＋ （Ｌ＋Ｍ）Ｓ ） ・目Ｌｌ
−・・（１３循環電流ｉ。をその指令値ｉ。＊に忠実
に応答させるためには上記外乱ΔｅＬを補償する必要が
ある。第４図のｈｏ（ｓ）はその補償回路で、具体的に
は特願昭５５−３９９１１号に詳述している。
−・・（１３循環電流ｉ。をその指令値ｉ。＊に忠実
に応答させるためには上記外乱ΔｅＬを補償する必要が
ある。第４図のｈｏ（ｓ）はその補償回路で、具体的に
は特願昭５５−３９９１１号に詳述している。
上記補償回路ｈｏ（ｓ）は、次の（１４）式で示される
ような伝達関係となっている。
ような伝達関係となっている。
ｈｏ（ｓ）−（ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）Ｓ）／（２４ｐ） −＝
１４）すなわち、（Ｌ−１−Ｍ）に比例した微分項を
含むためノイズに弱く実際の回路ではフィルター回路が
不可欠となシ、結果的に完全な補償が行いきれない。ま
た（１４）式で示される補償ができたとしても、コンバ
ータのむだ時間ｅ−ｒ８による誤差が残るためやはり正
確な補償ができない。
１４）すなわち、（Ｌ−１−Ｍ）に比例した微分項を
含むためノイズに弱く実際の回路ではフィルター回路が
不可欠となシ、結果的に完全な補償が行いきれない。ま
た（１４）式で示される補償ができたとしても、コンバ
ータのむだ時間ｅ−ｒ８による誤差が残るためやはり正
確な補償ができない。
言いかえると循環電流ｉ。がその指令値ｉ。＊に追従で
きなくなり、受電端の；ｌ＋ｉｌｉ効？４．力Ｑはその
指令値Ｑ＊（−〇）からずれてしまうことになる。
きなくなり、受電端の；ｌ＋ｉｌｉ効？４．力Ｑはその
指令値Ｑ＊（−〇）からずれてしまうことになる。
本発明は、以上に鑑みてなされたもので、追従性の良い
無効電力制御特性を有する無効電力制御形サイクロコン
・々−タ装置を提供することを目的とする。
無効電力制御特性を有する無効電力制御形サイクロコン
・々−タ装置を提供することを目的とする。
第５図は本発明の無効電力制御形サイクロコンバータ装
置ｗの一実施例を示す構成図である。
置ｗの一実施例を示す構成図である。
第１図の従来装置と異なる点ｄ：循壌電流１ａを制御す
る代りに正群コンバータの出力電流Ｉｐと負群コンバー
タの出力電流ＩＮの和■ｐＮ＝Ｉｐ ＋ ＩＮを制御し
ていることである。図中、ＨＰＮは上記和電流Ｉ、Ｈの
指令値Ｉ静を発生する電流指令回路である。他の記号は
第１図に準する。
る代りに正群コンバータの出力電流Ｉｐと負群コンバー
タの出力電流ＩＮの和■ｐＮ＝Ｉｐ ＋ ＩＮを制御し
ていることである。図中、ＨＰＮは上記和電流Ｉ、Ｈの
指令値Ｉ静を発生する電流指令回路である。他の記号は
第１図に準する。
第６図は第５図の電流指令回路ＨＰＮの具体例を示した
もので、入力は無効電力偏差ε１＝Ｑ＊−Ｑと負荷電流
指令値■♂で、出力は和電流指令値■ＪＮである。図中
Ｈ（ｓ）は第１図と同じ制御補償回路、ＫＭ ＝ ２は
増幅器、ＡＢＳは絶対値回路である。■（８）の出力は
循環電流指令値■♂でそれを２倍し加算器ＡＨによって
、負荷電流指令値ＩＬの絶対値を加える。その結果、和
電流指令値ｌ１９ｍは次のようになる。
もので、入力は無効電力偏差ε１＝Ｑ＊−Ｑと負荷電流
指令値■♂で、出力は和電流指令値■ＪＮである。図中
Ｈ（ｓ）は第１図と同じ制御補償回路、ＫＭ ＝ ２は
増幅器、ＡＢＳは絶対値回路である。■（８）の出力は
循環電流指令値■♂でそれを２倍し加算器ＡＨによって
、負荷電流指令値ＩＬの絶対値を加える。その結果、和
電流指令値ｌ１９ｍは次のようになる。
ＩｔＮ＝ ２Ｉ（１＊＋ ｌＩＬ＊ｌ ・・・・・
・ αつここで、２・Ｉｏ＊＋ ＩＩＬ＊１−１ｐ＊
＋ ＩＮ＊が成シ立ツカらαω式は次のようにも表わせ
る。
・ αつここで、２・Ｉｏ＊＋ ＩＩＬ＊１−１ｐ＊
＋ ＩＮ＊が成シ立ツカらαω式は次のようにも表わせ
る。
ＩＴＩＮ ＝ Ｉｐ ＋ ＩＮ ””” （１１すな
わち、ここで求めたＩ、Ｎは正群コンバータの出力電流
■、の指令値工、と負群コンバータの出力電流ＩＮの指
令値ＩＮとの和となっている。
わち、ここで求めたＩ、Ｎは正群コンバータの出力電流
■、の指令値工、と負群コンバータの出力電流ＩＮの指
令値ＩＮとの和となっている。
受電端の無効電力Ｑが変化することにより、ε１＝Ｑ＊
−Ｑが変化し、流すべき循環電流の指令値■ｏ＊が制御
補償回路Ｈ（８）を介して与えられるが、本発明では循
環電流Ｉ。を直接制御するのではなく、負荷電流指令ニ
ーを合わせて１．正群及び負群コ／々−夕の出力電流の
和Ｉ、Ｎ ＝ Ｉ、 ＋ ＩＮを制１３− 御している。
−Ｑが変化し、流すべき循環電流の指令値■ｏ＊が制御
補償回路Ｈ（８）を介して与えられるが、本発明では循
環電流Ｉ。を直接制御するのではなく、負荷電流指令ニ
ーを合わせて１．正群及び負群コ／々−夕の出力電流の
和Ｉ、Ｎ ＝ Ｉ、 ＋ ＩＮを制１３− 御している。
第７図は、第５図の装置の制御系のブロック線図を示す
もので、第４図のブロック線図と大きく異なるところは
、ＩｐＮ”” Ｉｐ ＋ ＩＮの制御系には負荷電流Ｉ
Ｌからの外乱が全く入ってとない点である。従って、従
来装置では不可欠であった補償回路ｈ ｏ （ｓ）が不
要となり不完全な補償に伴なう制御誤差の心配もなくな
る。
もので、第４図のブロック線図と大きく異なるところは
、ＩｐＮ”” Ｉｐ ＋ ＩＮの制御系には負荷電流Ｉ
Ｌからの外乱が全く入ってとない点である。従って、従
来装置では不可欠であった補償回路ｈ ｏ （ｓ）が不
要となり不完全な補償に伴なう制御誤差の心配もなくな
る。
Ｉ、Ｎ制御系にＩＬからの外乱が入ってこない理由は、
次のように説明できる。
次のように説明できる。
０ｚ式に０１式の関係を代入することにより次式のよう
に書きなおすことができる。
に書きなおすことができる。
Ｖ、−ｖＮ＝（ｒ＋（Ｌ＋Ｍ）ＰＩ（ｊｐ＋１Ｎ）−＝
（１６）故にＩ、Ｎ−Ｉ、 −１−ＩＮは正解コンバ
ータの出力電圧Ｖ、と負群コンバータの出力電圧ｖＮの
差によって決定され、負荷を流ＩＬの影響はなくなるの
である。
（１６）故にＩ、Ｎ−Ｉ、 −１−ＩＮは正解コンバ
ータの出力電圧Ｖ、と負群コンバータの出力電圧ｖＮの
差によって決定され、負荷を流ＩＬの影響はなくなるの
である。
一方、負荷電流ＩＬの制御は従来と何ら変ることなく行
なうことができ、このとき、もちろん■、Ｎ制御に伴な
う外乱は入ってこない。
なうことができ、このとき、もちろん■、Ｎ制御に伴な
う外乱は入ってこない。
１４−
すなわち、両制御系は全く独立したものとして取り扱う
ことができ、制御系の最適化も容易に行なえる利点があ
る。
ことができ、制御系の最適化も容易に行なえる利点があ
る。
本発明はフィードフォワード制御を行なった場合、さら
に顕著な効果を発揮する。
に顕著な効果を発揮する。
第８図は本発明の無効電力制御形サイクロコンバータ装
置の他の実施例を示す構成図である。
置の他の実施例を示す構成図である。
３相出力のサイクロコン・ぐ−夕の受電端の無効電力を
フィードフォワード制御している。図中、ＢＵＳは３相
交流電源の電線路、Ｃは△又は未接続された進相コンデ
ンサ、ＴｒＵ、 ＴｒＶ 、 ＴｒＷは電源トランス、
ＣＣ−Ｕ、ＣＣ−Ｖ、ＣＣ−Ｗは循環電流式サイクロコ
ンバータ本体、Ｕ、Ｖ、Ｗは３相負荷である。Ｕ相のサ
イクロコン・々−タＣＣ−Ｕｉｄ正群コンバータ５ｓ−
ｐ、 負群コンバータ８８−Ｎ及び直流リアクトルＬｏ
１ ＋ Ｌｏ２から構成されている。ＣＣ−Ｖ、ＣＣ−
Ｗも同様に構成されティる。まだ、Ｃ０ＮＴ−Ｕ 、
Ｃ０ＮＴ−Ｖ、 Ｃ０ＮＴ−Ｗは各々Ｕ、Ｖ、Ｗ相のサ
イクロコンバータの電流制御回路である。制御回路Ｃ０
ＮＴ−Ｕは、演算増幅器に１ ＋ Ｋ２ ＊ Ｋ３
、比較器Ｃ１１Ｃ２、加算器ＡＩ 、Ａ２ Ｔ
Ａ３及び位相制御回路ＰＨ−Ｐ。
フィードフォワード制御している。図中、ＢＵＳは３相
交流電源の電線路、Ｃは△又は未接続された進相コンデ
ンサ、ＴｒＵ、 ＴｒＶ 、 ＴｒＷは電源トランス、
ＣＣ−Ｕ、ＣＣ−Ｖ、ＣＣ−Ｗは循環電流式サイクロコ
ンバータ本体、Ｕ、Ｖ、Ｗは３相負荷である。Ｕ相のサ
イクロコン・々−タＣＣ−Ｕｉｄ正群コンバータ５ｓ−
ｐ、 負群コンバータ８８−Ｎ及び直流リアクトルＬｏ
１ ＋ Ｌｏ２から構成されている。ＣＣ−Ｖ、ＣＣ−
Ｗも同様に構成されティる。まだ、Ｃ０ＮＴ−Ｕ 、
Ｃ０ＮＴ−Ｖ、 Ｃ０ＮＴ−Ｗは各々Ｕ、Ｖ、Ｗ相のサ
イクロコンバータの電流制御回路である。制御回路Ｃ０
ＮＴ−Ｕは、演算増幅器に１ ＋ Ｋ２ ＊ Ｋ３
、比較器Ｃ１１Ｃ２、加算器ＡＩ 、Ａ２ Ｔ
Ａ３及び位相制御回路ＰＨ−Ｐ。
ＰＨ−Ｎから構成されている。Ｃ０ＮＴ−Ｖ、 Ｃ０Ｎ
Ｔ−Ｗも同様に構成されている。さらに、正群コンパ−
ｐｓｓ−ｐの出力電流ＩｐＵ ％負群コンバータ５Ｓ−
Ｎの出力電流ＩＮＵ及び負荷電流ＩＬＵの各々を検出す
るために交流器ＣＴｐｏ、ＣＴＮＵＩ ＣＴｂｕが設置
されている。ｖ、Ｗ相も同様である。
Ｔ−Ｗも同様に構成されている。さらに、正群コンパ−
ｐｓｓ−ｐの出力電流ＩｐＵ ％負群コンバータ５Ｓ−
Ｎの出力電流ＩＮＵ及び負荷電流ＩＬＵの各々を検出す
るために交流器ＣＴｐｏ、ＣＴＮＵＩ ＣＴｂｕが設置
されている。ｖ、Ｗ相も同様である。
Ｕ相のサイクロコンバータＣＣ−Ｕの電流制御の動作を
例にとって説明する。
例にとって説明する。
まず、負荷電流制御の動作を説明する。
負荷電流指令ＩＬＵと実際に流れる負荷電流の検出値Ｉ
Ｌ［Ｉを比較し、その偏差ε２に比例した電圧をサイク
ロコン・ぐ−夕から発生するように位相制御回路Ｐ）（
−Ｐ、ＰＨ−Ｎを制御する。
Ｌ［Ｉを比較し、その偏差ε２に比例した電圧をサイク
ロコン・ぐ−夕から発生するように位相制御回路Ｐ）（
−Ｐ、ＰＨ−Ｎを制御する。
ＰＨ−Ｐの出力位相α、■に対してＰＨ−Ｎの出力位相
αＮＵは、αＮｕ二１８０°−α、υの関係を保つよう
に増幅器に２から反転増幅器に３を介して位相制御回路
ＰＨ−Ｎに入力される。すなわち、正群コンバータ５ｓ
−ｐの出力電圧ＶｐＵと負群コンノ９−タ５Ｓ−Ｎの出
力電圧ＶＮＬＩは負荷端子でつシ合つた状態で通常の運
転が行なわれる。負荷電流指令ＩＬＩＪを正弦波状に変
化させるとそれに応じて偏差ε２も変化し、負荷に正弦
波電流ＩＬＵが流れるように前記α、Ｕ及びαＮＩＪが
制御される。
αＮＵは、αＮｕ二１８０°−α、υの関係を保つよう
に増幅器に２から反転増幅器に３を介して位相制御回路
ＰＨ−Ｎに入力される。すなわち、正群コンバータ５ｓ
−ｐの出力電圧ＶｐＵと負群コンノ９−タ５Ｓ−Ｎの出
力電圧ＶＮＬＩは負荷端子でつシ合つた状態で通常の運
転が行なわれる。負荷電流指令ＩＬＩＪを正弦波状に変
化させるとそれに応じて偏差ε２も変化し、負荷に正弦
波電流ＩＬＵが流れるように前記α、Ｕ及びαＮＩＪが
制御される。
次に正群コン・々−タ５ｓ−ｐの出力電流Ｉｐ■と負群
コン・々−タ８８−Ｎの出力電流ＩＮＵとの和Ｉ Ｎ−
ｕ＝ Ｉｐｕ＋ ＩＮＵを制御するための動作説明を行
なう。
コン・々−タ８８−Ｎの出力電流ＩＮＵとの和Ｉ Ｎ−
ｕ＝ Ｉｐｕ＋ ＩＮＵを制御するための動作説明を行
なう。
加算器Ａ、によって、ＩｐＵとＩＮＵの和を求め、比較
器ＣＩによって和電流指令値ＩｐＮ−Ｕと比較する。そ
の偏差ε１ ”’ ＩｐＮ−Ｕ ＩｐＮ−Ｕを増幅器
Ｋｌによって増幅し、加算器Ａ、、Ａ３に入力する。そ
の結果、前記位相制御回路ＰＨ−Ｐ及びＰＨ−Ｎへの入
力ε３ 、Ｃ４は次式のようになる。
器ＣＩによって和電流指令値ＩｐＮ−Ｕと比較する。そ
の偏差ε１ ”’ ＩｐＮ−Ｕ ＩｐＮ−Ｕを増幅器
Ｋｌによって増幅し、加算器Ａ、、Ａ３に入力する。そ
の結果、前記位相制御回路ＰＨ−Ｐ及びＰＨ−Ｎへの入
力ε３ 、Ｃ４は次式のようになる。
ε３＝に２・ｆｆｚ＋Ｋｘ・εｌ ・・・ （１７）
Ｃ４−−に２ ・８２ ＋に１ ・εｔ −（］
ｌ故に前記αＮｔ＋＝１８０°−α、Ｕの関係はくずれ
、Ｋ、 ・Ｃ１に比例した分だけ正群コンノ９−タ５
ｓ−ｐの出力電圧Ｖ、Ｕと負群コン・々−タ８８−Ｎ−
１７＝ の出力電圧とが不平衡になる。その差電圧が直流リアク
トルＬｏ１及びＬｏ２に印加され、（１６）式で示され
る（ ｘ ｐ＋６）の値を制御する。
Ｃ４−−に２ ・８２ ＋に１ ・εｔ −（］
ｌ故に前記αＮｔ＋＝１８０°−α、Ｕの関係はくずれ
、Ｋ、 ・Ｃ１に比例した分だけ正群コンノ９−タ５
ｓ−ｐの出力電圧Ｖ、Ｕと負群コン・々−タ８８−Ｎ−
１７＝ の出力電圧とが不平衡になる。その差電圧が直流リアク
トルＬｏ１及びＬｏ２に印加され、（１６）式で示され
る（ ｘ ｐ＋６）の値を制御する。
ＩＰＮ−ｕ ＜ ｘ、、Ｎ−■の場合、５１が正となり
Ｖ Ｕ−ＶＮｔｙを増加させ、ＩＩ）Ｎ−Ｕ−” Ｉｐ
Ｕ ＋ ＩＮＵを増加し、ＩｐＮ−Ｕ″−１ＩｐＮ−Ｈ
に落ち着かせる。逆にＩ Ｎ−ＩＪ ＞ ＩＩ）Ｎ−Ｕ
となった場合εｌが負となシ、Ｖｔｒ−ＶＮＵ＜０とし
、Ｉ Ｎ−１１＝ Ｉｐｕ 十ＩＮＵ 全減少ｐ させて、やは！０ Ｉ Ｎ−Ｕ″−、ＩＰＮ−ＩＪに落
ち着かせる。
Ｖ Ｕ−ＶＮｔｙを増加させ、ＩＩ）Ｎ−Ｕ−” Ｉｐ
Ｕ ＋ ＩＮＵを増加し、ＩｐＮ−Ｕ″−１ＩｐＮ−Ｈ
に落ち着かせる。逆にＩ Ｎ−ＩＪ ＞ ＩＩ）Ｎ−Ｕ
となった場合εｌが負となシ、Ｖｔｒ−ＶＮＵ＜０とし
、Ｉ Ｎ−１１＝ Ｉｐｕ 十ＩＮＵ 全減少ｐ させて、やは！０ Ｉ Ｎ−Ｕ″−、ＩＰＮ−ＩＪに落
ち着かせる。
結果的には正群コンバータと負群コン・々−夕の出力電
流の和■、Ｎ−ｕはその指令値に等しく々るように制御
される。
流の和■、Ｎ−ｕはその指令値に等しく々るように制御
される。
■相及びＷ相のサイクロコンバータ夕の電流制御も同様
な動作を行なう。
な動作を行なう。
第８図の本発明装置の実施例では受電端の無効電力検出
は行なっていない。その代りに、当該受電端の無効電力
があらかじめ定められた値になるように、負荷電流指令
値ＩＬＵ ｒ ’ＬＶ ＋＊ ＩＬＷ及び位相制御回路人力ＶαＵ、υαＶ、υαＷか
ら演算によって前記各相サイクロコンバータの１８− 正群及び負群コンバータの出力電流の和ＩｐＮ−Ｉ＋”
’Ｉｐｔｒ十ＩＮＵ ％ ＩｐＮ−Ｖ＝ Ｉｐｖ＋
ＩＮＶ ）ＩＩ）Ｎ−Ｗ ＝ Ｉｐｖｉｒ）ＩＮＷの各
指令値Ｉ Ｎ−ＩＪ ＊ ＩｐＮ−Ｖ ｒ ＩｐＮ−Ｗ
を求めている。第８図のＲＩＰＮはその和電流指令値の
演算回路でその具体的な構成を第９図に示している。な
おＶＲは受電端の無効電力の値を決める設定器である。
は行なっていない。その代りに、当該受電端の無効電力
があらかじめ定められた値になるように、負荷電流指令
値ＩＬＵ ｒ ’ＬＶ ＋＊ ＩＬＷ及び位相制御回路人力ＶαＵ、υαＶ、υαＷか
ら演算によって前記各相サイクロコンバータの１８− 正群及び負群コンバータの出力電流の和ＩｐＮ−Ｉ＋”
’Ｉｐｔｒ十ＩＮＵ ％ ＩｐＮ−Ｖ＝ Ｉｐｖ＋
ＩＮＶ ）ＩＩ）Ｎ−Ｗ ＝ Ｉｐｖｉｒ）ＩＮＷの各
指令値Ｉ Ｎ−ＩＪ ＊ ＩｐＮ−Ｖ ｒ ＩｐＮ−Ｗ
を求めている。第８図のＲＩＰＮはその和電流指令値の
演算回路でその具体的な構成を第９図に示している。な
おＶＲは受電端の無効電力の値を決める設定器である。
第９図において、Ｋ（Ｉｕ ｌ Ｋ（ＩＶ ｒ Ｉ（ａ
ｗ ｌ ＫＭＵ ＊ＫＭＹ ｒ ＫＭＷは演算増幅器、
ＬＭＵ、 ＬＭｖ、 ＬＭＷはリミッタ回路、ＳＱｕ
＊ ＳＱｖ ＋ ＳＱｗは２乗演算回路、５ＱＲｕ ｒ
５ＱＲｖ ＋ ５ＱＲｔｖは平方根演算回路、ＭＪ
、 Ｍｙｌ、 ＭＷｌ 、 ＭＬ＋２ 、 Ｉｙ２ 、
ＭＷ２ 、 Ｉｕ３ 。
ｗ ｌ ＫＭＵ ＊ＫＭＹ ｒ ＫＭＷは演算増幅器、
ＬＭＵ、 ＬＭｖ、 ＬＭＷはリミッタ回路、ＳＱｕ
＊ ＳＱｖ ＋ ＳＱｗは２乗演算回路、５ＱＲｕ ｒ
５ＱＲｖ ＋ ５ＱＲｔｖは平方根演算回路、ＭＪ
、 Ｍｙｌ、 ＭＷｌ 、 ＭＬ＋２ 、 Ｉｙ２ 、
ＭＷ２ 、 Ｉｕ３ 。
Ｉｙ５ 、 ＭＷ５は乗算器、ＤＩＶは割算器、ＡＢＳ
Ｕ。
Ｕ。
ＡＢＳｖ 、 ＡＢＳＷは絶対値回路、ＡＤ１〜ＡＤｔ
ｚには加算器である。
ｚには加算器である。
入力ταＵｎｖαＶ ｒ ｖαＷは第８図の演算増幅器
に２の出力で、位相制御回路ＰＨ−Ｐ及びＰＨ−Ｎの入
力信号の平均値である。すなわち、例えばヤα■は、サ
イクロコン・々−タＣ０−Ｕの出力電圧（Ｖｐｕ ＋
ＶＮＵ）／ ２１１Ｃ比例シｆｃ値トｆｘ Ｆ）、αＮ
Ｕζ１８０°−α、Ｕの関係が成シ立っ状態ではταＵ
ｃ）Ｃ（２）αｐＵ＝Ｑｌ！αＮＵとなっている。同様
に１’ｃｔｖ”ｃｏｓαｐＶ”１ｌＸ１！ｉαＮＶ ｒ
υαｗ’Ｘｃｏｓαｐｗ＝ａ’ｓαＭＮが成シ立ってい
る。
に２の出力で、位相制御回路ＰＨ−Ｐ及びＰＨ−Ｎの入
力信号の平均値である。すなわち、例えばヤα■は、サ
イクロコン・々−タＣ０−Ｕの出力電圧（Ｖｐｕ ＋
ＶＮＵ）／ ２１１Ｃ比例シｆｃ値トｆｘ Ｆ）、αＮ
Ｕζ１８０°−α、Ｕの関係が成シ立っ状態ではταＵ
ｃ）Ｃ（２）αｐＵ＝Ｑｌ！αＮＵとなっている。同様
に１’ｃｔｖ”ｃｏｓαｐＶ”１ｌＸ１！ｉαＮＶ ｒ
υαｗ’Ｘｃｏｓαｐｗ＝ａ’ｓαＭＮが成シ立ってい
る。
従って、第９図において、ツαＵを増幅器にαＵによっ
て定数倍することによｆｉ Ｃ１１３αＵが求められる
。リミッタ回路ＬＭｕは−１く（頂αｕく＋＋を満足さ
せるために使われ、２乗演算回路ＳＱｕによってｍ２α
Ｕを計算する。加算器ＡＤ、は１−ｃｏｓ２αＵを計算
するもので、次の平方根演算回路５ＱＲＵによって、Ｓ
石αＵ＝ １ ＋ｍ’（Ｉｇが求められる。同様にτ
αＶから内αＶ＝ １ ｃｏ３’（Ｉｙが、址だταＷ
から血αｙ ＝ １ ｒｍ’ｃｔｙが求められる。
て定数倍することによｆｉ Ｃ１１３αＵが求められる
。リミッタ回路ＬＭｕは−１く（頂αｕく＋＋を満足さ
せるために使われ、２乗演算回路ＳＱｕによってｍ２α
Ｕを計算する。加算器ＡＤ、は１−ｃｏｓ２αＵを計算
するもので、次の平方根演算回路５ＱＲＵによって、Ｓ
石αＵ＝ １ ＋ｍ’（Ｉｇが求められる。同様にτ
αＶから内αＶ＝ １ ｃｏ３’（Ｉｙが、址だταＷ
から血αｙ ＝ １ ｒｍ’ｃｔｙが求められる。
一方、負荷電流の指令値ＩＬＬＩ ＋ ＩＬＶ ｒ Ｉ
ＬＷがＲＩＰＮに入力され、次の演ｎが行なわれる。
ＬＷがＲＩＰＮに入力され、次の演ｎが行なわれる。
Ｕ相負荷電流の指令値ＩＬＴＩは絶対値回路ＡＢＳＵに
よってその絶対値ＩＩＬＵＩとなり、乗算器ＭＩＪ１、
演算増幅器ＫＭＵ及び加算器ＡＤ、□に入力される。
よってその絶対値ＩＩＬＵＩとなり、乗算器ＭＩＪ１、
演算増幅器ＫＭＵ及び加算器ＡＤ、□に入力される。
演算増幅器ＫＭＵは負荷電流ＩＬＵを正規化するもノテ
、工Ｍヲ例えばサイクロコンバータの最大出力電流に選
んだ場合、上記ＩＩ乙ｌを（１／ＩＭ）倍する。そして
次の加算器ＡＤ４によって、ｋＵ−（１１１ＬＵＩ／Ｉ
Ｍ）を計算している。ｋＵは乗算器ＭＵ２ 、 Ｉｕ３
に入力される。
、工Ｍヲ例えばサイクロコンバータの最大出力電流に選
んだ場合、上記ＩＩ乙ｌを（１／ＩＭ）倍する。そして
次の加算器ＡＤ４によって、ｋＵ−（１１１ＬＵＩ／Ｉ
Ｍ）を計算している。ｋＵは乗算器ＭＵ２ 、 Ｉｕ３
に入力される。
ＩＬＶ ＋ ＩＬＷも同様に演算され、ｋｖ−（１１１
ＬＶＩ／ＩＭ）及び、）ｃｗ＝（Ｉ ＩＩＲｖｌ、４
Ｍ）が求めらレル。
ＬＶＩ／ＩＭ）及び、）ｃｗ＝（Ｉ ＩＩＲｖｌ、４
Ｍ）が求めらレル。
乗算器ＭＵ１・Ｍｙｌｒ Ｍｗ＋によって各々ＩＩＬＵ
Ｉ・画αＵ ＋ ｌＩ：、ｖｌ・Ｓ石αＶ及びｌｆｔ、
ｗｌ・山αＷが求められ、次の加算器ＡＤ７によって １Ｉｆｆｕｌｓ石αｕ＋ ｌＩ′：、ｖｌ ・ｓｌｏ
αｖ＋ ｌＩ：ｗｌ ・ｇｌｎαＷが計算され、さらに
次の加算器ＡＤ、にょって、外部の無効電力設定器ＶＲ
の出力Ｉｅａｐとの差が計算される。
Ｉ・画αＵ ＋ ｌＩ：、ｖｌ・Ｓ石αＶ及びｌｆｔ、
ｗｌ・山αＷが求められ、次の加算器ＡＤ７によって １Ｉｆｆｕｌｓ石αｕ＋ ｌＩ′：、ｖｌ ・ｓｌｏ
αｖ＋ ｌＩ：ｗｌ ・ｇｌｎαＷが計算され、さらに
次の加算器ＡＤ、にょって、外部の無効電力設定器ＶＲ
の出力Ｉｅａｐとの差が計算される。
ａ＝Ｉ言ａｐ−（ＩＩ：ｕｌ噛αｕ＋ｌ Ｉ ’：、ｖ
ｌ ・ｔｄｎαｖ＋Ｉ Ｉ ’：、ｗ ｌ −ｄｎα
Ｗ）・・・・・・Ｃ１ ａは割算器ＤＩＶに入力される。
ｌ ・ｔｄｎαｖ＋Ｉ Ｉ ’：、ｗ ｌ −ｄｎα
Ｗ）・・・・・・Ｃ１ ａは割算器ＤＩＶに入力される。
また、乗算器ＭＵ２ 、 Ｉｙ２ 、 ＭＷ２によって
各々ｋｔ＋−ｄｎαｕ ＋ ｋｖ−ｓ石αＶ ＋ ｋＷ
’ｓ石αＷが求められ、次の加算器ＡＤ、にょって ｂ”’ｋ ｔｒ−ｓ１１１αｕ＋ｋｙ−ｓｉｒｌαｖ
＋ ｋｗ−ｓｉｎαｗ町・（２Ｉ２１− が計算され、割算器ＤＩＶに入力される。
各々ｋｔ＋−ｄｎαｕ ＋ ｋｖ−ｓ石αＶ ＋ ｋＷ
’ｓ石αＷが求められ、次の加算器ＡＤ、にょって ｂ”’ｋ ｔｒ−ｓ１１１αｕ＋ｋｙ−ｓｉｒｌαｖ
＋ ｋｗ−ｓｉｎαｗ町・（２Ｉ２１− が計算され、割算器ＤＩＶに入力される。
割算器ＤＩＶによって、工。２ ＝＝ ａ／ｂを求め、
次の乗算器ＭＵ５． Ｉｙ３ 、 ＭＷ、にょって、各
々ｋＵ”０２ Ｔ ｋｙ・Ｉｇ２及びｋｗ−Ｉ０２
が計算される。
次の乗算器ＭＵ５． Ｉｙ３ 、 ＭＷ、にょって、各
々ｋＵ”０２ Ｔ ｋｙ・Ｉｇ２及びｋｗ−Ｉ０２
が計算される。
最後に加算器Ａ Ｄ １０ ＋ Ａ Ｄ １１ ＋
Ａ Ｄ １２によって、次式で示される各相サイクロコ
ンバータの正群及び負群コンバータの出力電流の和の指
令値が出力される。
Ａ Ｄ １２によって、次式で示される各相サイクロコ
ンバータの正群及び負群コンバータの出力電流の和の指
令値が出力される。
ＩｐＮ−Ｕ＝ｌＩＬＵｌ ＋ ｋｕ′Ｉｏ２ ……Ｑ
１）ＩｐＮ−ｖ＝ｌＩｔ、ｖｌ ＋ Ｉｃｙ４（１２＋
＋・・＋＋ ＠ＩｐＮ−Ｗ” ＩＩＬｗｌモｋｗ・ＩＯ
２・・・・・・ａ＋このようにして求められた指令値Ｉ
ｐＮ−Ｕ ＩＩｐＮ−ｖ 、 ｌＮＮ−１に応じて、各
相ザイクロコンペータのＩｐＮ−ＴＪ Ｉ ＩｐＮ−Ｖ
及びＩｐＮ−Ｗが制御されるが、前にも述べたようにこ
の制御系には負荷電流が流れることによる外乱は入って
こ々いので、きわめて追従性の良い制御が期待できる。
１）ＩｐＮ−ｖ＝ｌＩｔ、ｖｌ ＋ Ｉｃｙ４（１２＋
＋・・＋＋ ＠ＩｐＮ−Ｗ” ＩＩＬｗｌモｋｗ・ＩＯ
２・・・・・・ａ＋このようにして求められた指令値Ｉ
ｐＮ−Ｕ ＩＩｐＮ−ｖ 、 ｌＮＮ−１に応じて、各
相ザイクロコンペータのＩｐＮ−ＴＪ Ｉ ＩｐＮ−Ｖ
及びＩｐＮ−Ｗが制御されるが、前にも述べたようにこ
の制御系には負荷電流が流れることによる外乱は入って
こ々いので、きわめて追従性の良い制御が期待できる。
ここで−ＩｐＮ−Ｕ”’ ＩｐＮ−Ｕ Ｉ ＩｐＮ−Ｖ
−１ｐＮ−１／ ＩＩｐＮ−Ｗ”” ＩｐＮ−ＩＶに制
御されている場合の受電端の無効電力を考察する。
−１ｐＮ−１／ ＩＩｐＮ−Ｗ”” ＩｐＮ−ＩＶに制
御されている場合の受電端の無効電力を考察する。
２２−
３相出力サイクロコンノ９−夕の受電端の無効電力Ｑは
、サイクロコンバータの遅れ無効電流ＩＲＩＩ！ムＣＴ
と進相コンデンサの進み無効電流Ｉｃａｐとの差に係数
ＫＱを乗じた値で表わせる。ｒａｇムＣＴは次の（ハ）
式のようになる。ただし、αＮＵζ１８０°−αｐＵ％
αＮｖＬ；１８０°−αｐＶ％αＮｗ’；１８０°−α
ｐＷが成り立っているとする。
、サイクロコンバータの遅れ無効電流ＩＲＩＩ！ムＣＴ
と進相コンデンサの進み無効電流Ｉｃａｐとの差に係数
ＫＱを乗じた値で表わせる。ｒａｇムＣＴは次の（ハ）
式のようになる。ただし、αＮＵζ１８０°−αｐＵ％
αＮｖＬ；１８０°−αｐＶ％αＮｗ’；１８０°−α
ｐＷが成り立っているとする。
ＩＲＦ＋Ａｃｔ ＝ ｋｔ （ＩｐＵ＋ＩＮＵ）龜αＵ
＋ ｋｌ（Ｉｐｖ＋ｌ５ｖ）ｓｉｎαＶ＋ ｋｌ（Ｉｐ
ｗ＋ＩＮｗ） −５ｔｎαｗ ・ Ｈ上記（Ｉ ｕ＋
ＩＮＵ） −１１）Ｎ−Ｕは指令値ＩｐＮ−υに等しく
制御され、（Ｉ ｖ ＋ ＩＮＶ） ＝ ＩＰＮ−Ｖは
指令値＊ Ｉ Ｎ−Ｖに等しく制御され、（Ｉｐｗ ＋ ＩＮＷ
） ＝ＩｐＮ−Ｗは指令値ＩｐＮ−Ｗに等しく制御され
るのであるから３め〜４式の関係を（ハ）式に代入する
ことにより、受電端の無効電力Ｑ ”” ＫＱ（ＩＲｇ
ｉｃｔ −Ｉｃａｐ）が求められる。ＩＲＥＡＣ’ｆ’
は次のように変形される。
＋ ｋｌ（Ｉｐｖ＋ｌ５ｖ）ｓｉｎαＶ＋ ｋｌ（Ｉｐ
ｗ＋ＩＮｗ） −５ｔｎαｗ ・ Ｈ上記（Ｉ ｕ＋
ＩＮＵ） −１１）Ｎ−Ｕは指令値ＩｐＮ−υに等しく
制御され、（Ｉ ｖ ＋ ＩＮＶ） ＝ ＩＰＮ−Ｖは
指令値＊ Ｉ Ｎ−Ｖに等しく制御され、（Ｉｐｗ ＋ ＩＮＷ
） ＝ＩｐＮ−Ｗは指令値ＩｐＮ−Ｗに等しく制御され
るのであるから３め〜４式の関係を（ハ）式に代入する
ことにより、受電端の無効電力Ｑ ”” ＫＱ（ＩＲｇ
ｉｃｔ −Ｉｃａｐ）が求められる。ＩＲＥＡＣ’ｆ’
は次のように変形される。
ＩＲＩＡＣＴ ＝ ｋｔ （（ＩＩＬＵＩ ＋ｋｔｒＩ
ｏ２）ｓｉαＵ＋（ＩＩＬｖｌ＋ｋｖ・Ｉ ｏ ２ ）
−画αＶ＋（ｌＩｅｗｌ＋ｋｗ・ＩＺ２）５ＨαＷ）
”’ｋｌ （ＩＩＬＵＩ ’ｓｉｎαｕ＋ｌＩＬｖ１
ｇ石αｙ＋ｌＩＬｗｌ ・ｓｈ＋αＷ−１−Ｉｏ２°（
ｋｕ°ｓｔｎαｕ＋ｋｖ、、石αｖ＋ｋｗ−ｓｌｎαｗ
）） ・・・（→Ｉ ｏ ２ ＝ ａ／ｂで、ｂは
（２Ｃｊ式で与えられるからＩＯ２・（ｋｔｒｓｌｎα
ｕ＋ｋｖ−ｓ石αｖ＋ｋｗＩｓＩｆＩαＷ） ：
ａとなる。壕だ（１／１式の関係を（イ）式に代入する
ことによって ＩＩＢＡ（Ｔ＝ｌｃｌ （Ｉｃａｐ ａ ＋ａ）＝に
、・Ｉｃａｐ ・・曲（至）となる。
ｏ２）ｓｉαＵ＋（ＩＩＬｖｌ＋ｋｖ・Ｉ ｏ ２ ）
−画αＶ＋（ｌＩｅｗｌ＋ｋｗ・ＩＺ２）５ＨαＷ）
”’ｋｌ （ＩＩＬＵＩ ’ｓｉｎαｕ＋ｌＩＬｖ１
ｇ石αｙ＋ｌＩＬｗｌ ・ｓｈ＋αＷ−１−Ｉｏ２°（
ｋｕ°ｓｔｎαｕ＋ｋｖ、、石αｖ＋ｋｗ−ｓｌｎαｗ
）） ・・・（→Ｉ ｏ ２ ＝ ａ／ｂで、ｂは
（２Ｃｊ式で与えられるからＩＯ２・（ｋｔｒｓｌｎα
ｕ＋ｋｖ−ｓ石αｖ＋ｋｗＩｓＩｆＩαＷ） ：
ａとなる。壕だ（１／１式の関係を（イ）式に代入する
ことによって ＩＩＢＡ（Ｔ＝ｌｃｌ （Ｉｃａｐ ａ ＋ａ）＝に
、・Ｉｃａｐ ・・曲（至）となる。
受電端の無効電力Ｑを零にするには、
ＩａｉＡｃＴ＝Ｉｌｊａｌ）＝に＋ ・Ｉｃａｐ −
ｅｌｆ）が成り立つようにＩｃａｐを設定してやればよ
い。
ｅｌｆ）が成り立つようにＩｃａｐを設定してやればよ
い。
上記制御において、ｋｎ ＋ ｋｖ ＋ ｋｗは各相サ
イクロコンバータの循環電流の値を負荷電流の大きさに
応じ配分させる係数である。
イクロコンバータの循環電流の値を負荷電流の大きさに
応じ配分させる係数である。
（ハ）式のようにＵ相妄イクロコンパータの正群及び負
群のコンバータの出力電流の和ＩｐＮ−Ｕ −Ｉｐｕ
＋ ’ＮＵが制御された場合 Ｉｐｕ−１−ＩＮＵ＝ １ＩＬＵｌ＋ ２・ＩｏＵ
・・・・・・■の関係から、循環電流工。Ｕは次の値に
制御されていると同じである。
群のコンバータの出力電流の和ＩｐＮ−Ｕ −Ｉｐｕ
＋ ’ＮＵが制御された場合 Ｉｐｕ−１−ＩＮＵ＝ １ＩＬＵｌ＋ ２・ＩｏＵ
・・・・・・■の関係から、循環電流工。Ｕは次の値に
制御されていると同じである。
Ｉｏｕ −（ｋｔ＋−ＩＯ２）／２
ＩＬＵ−Ｉ□・Ｓ石ωｔと与えた場合、ＩＭ＝ Ｉ□に
選定すれば、ＩＬＵが最大値■□になったとき循環電流
ＩｏＵは零となり、逆にＩＬＵ ＝ ０になると工。Ｕ
−＊ ■。２／２の値となる。すなわち、負荷電流の絶対値１
ｉｔ、ｕｌが大きいときには循環電流Ｉ。■の値は小さ
く、逆にＩＩＬｔｒｌが小さいときには、ＩｏＵの値は
大きくなるように制御される。正群コンバータ５ｓ−ｐ
の出力電流Ｉ、ｕあるいは負群コンバータ８８−Ｎの出
力電流ＩＮＨの値は負荷電流１１１１の正あるいは負方
向の半波値に上記循環電流Ｉｏｕを加えた値となるが、
上記のように負荷電流ＩＬＵの大きさに応じて、循環電
流工。Ｕの値を配分することにより、コンバータの最大
電流容量の増大を小さくすることができる。
選定すれば、ＩＬＵが最大値■□になったとき循環電流
ＩｏＵは零となり、逆にＩＬＵ ＝ ０になると工。Ｕ
−＊ ■。２／２の値となる。すなわち、負荷電流の絶対値１
ｉｔ、ｕｌが大きいときには循環電流Ｉ。■の値は小さ
く、逆にＩＩＬｔｒｌが小さいときには、ＩｏＵの値は
大きくなるように制御される。正群コンバータ５ｓ−ｐ
の出力電流Ｉ、ｕあるいは負群コンバータ８８−Ｎの出
力電流ＩＮＨの値は負荷電流１１１１の正あるいは負方
向の半波値に上記循環電流Ｉｏｕを加えた値となるが、
上記のように負荷電流ＩＬＵの大きさに応じて、循環電
流工。Ｕの値を配分することにより、コンバータの最大
電流容量の増大を小さくすることができる。
Ｖ相、Ｗ相のサイクロコンバータの循環電流２５−
■ｏ■及び工。ＷもｋＶ ＋ ｋＷによって同様に配分
されている。この場合、各相の負荷電流は各々１２０°
ずつ位相がずれているため、同時に循環電流が零又は最
大になることはなく、例えばＩｏＵが小さくなっている
ときは工。■又は■。Ｗが大きくなって受電端の無効電
力Ｑは一定に保持されている。
されている。この場合、各相の負荷電流は各々１２０°
ずつ位相がずれているため、同時に循環電流が零又は最
大になることはなく、例えばＩｏＵが小さくなっている
ときは工。■又は■。Ｗが大きくなって受電端の無効電
力Ｑは一定に保持されている。
各相の循環電流工。ＵＩ ｌ０ＶＩ ＩＯＷを同一値に
して制御させたいときには、正規化定数ＩＭをωに選定
すればよい。具体的には、第９図の演算増幅器ＫＭＵ
＋ ＫＭＶ ｒ ＫＭＷの利得を零にすればよい。
して制御させたいときには、正規化定数ＩＭをωに選定
すればよい。具体的には、第９図の演算増幅器ＫＭＵ
＋ ＫＭＶ ｒ ＫＭＷの利得を零にすればよい。
以上のように第８図で示したフィードフォワード制御に
よる本発明装置は、受電端の無効電力Ｑを検出する必要
がなく、当該検出に伴なう制御遅れを除去することがで
きる。反面、電流制御の応答が悪ければその分だけ、受
電端の無効電力制御の誤差とし残ってくるため、追従性
のよい制御が要求される。従来のように循環電流■。Ｕ
＋ ＩＱＶ ＋ ＩＱＷそのものを直接制御しよう２
６− とすると、負荷電流工ＬＵ ＋ ＩＬＶ ｒ ＩＬＷが
流れることにより、外乱が入ってきて、その制御応答性
を良くすることが困難であった。その点本発明では、負
荷電流制御系と正群及び負群出力電流の和の制御系とは
独立したものとして取扱うことができ、追従性の良い応
答が得られるものである。故にフィードフォワード制御
に本発明装置を適用することによシ、その効果を十分に
発揮することができる。
よる本発明装置は、受電端の無効電力Ｑを検出する必要
がなく、当該検出に伴なう制御遅れを除去することがで
きる。反面、電流制御の応答が悪ければその分だけ、受
電端の無効電力制御の誤差とし残ってくるため、追従性
のよい制御が要求される。従来のように循環電流■。Ｕ
＋ ＩＱＶ ＋ ＩＱＷそのものを直接制御しよう２
６− とすると、負荷電流工ＬＵ ＋ ＩＬＶ ｒ ＩＬＷが
流れることにより、外乱が入ってきて、その制御応答性
を良くすることが困難であった。その点本発明では、負
荷電流制御系と正群及び負群出力電流の和の制御系とは
独立したものとして取扱うことができ、追従性の良い応
答が得られるものである。故にフィードフォワード制御
に本発明装置を適用することによシ、その効果を十分に
発揮することができる。
第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバータ装置
の構成図、第２図はその動作を説明するだめの入力側電
圧、電流ベクトル図、第３図は同じく第１図の動作を説
明するための等価回路図、第４図は第１図の制御系のブ
ロック線図、第５図は本発明の無効電力制御形サイクロ
コン・々−タ装置の一実施例會示す構成図、第６図は第
５図の電流指令回路ＨＰＨの具体例を示す構成図、第７
図は第５図の制御系のブロック線図、第８図は本発明の
無効電力制御形サイクロコンバータ装置の他の実施例を
示す構成図、第９図は第８図の和電流指令値演算回路の
具体的な構成図である。 ＢＵＳ・・・３相電線路、ＴＲ、ＴＲ−Ｕ、ＴＲ−Ｖ。 ＴＲ−Ｗ・・・電源トランス、Ｃ・・・進相コンデンサ
、ｃｃ 、ＣＣ−Ｕ、ＣＣ−Ｖ、ＣＣ−Ｗ・・・サイク
ロコ／パータ本体、ＬＯＡＤ、 Ｕ、Ｖ、Ｗ−・・負荷
、Ｌｏｌ 、 Ｌｏ２・・・直流リアクトル、５ｓ−ｐ
・・・ｉｔ、 ｌｉ’Ｐコンバータ、ＳＳ、−Ｎ−・・
負群：Ｉ７ バーｌ、Ｃ０ＮＴ’−Ｕ、 Ｃ０ＮＴ−Ｖ
。 Ｃ０ＮＴ−’Ｗ・・・電流制御回路、Ｐ ＩＩ −Ｐ
、 Ｐ Ｈ−Ｎ・・・位相制御回路、慣、 Ｋ２ ＋
Ｋａ・・・演算増幅器、Ｃ１〜Ｃ３・・・比較器、Ａｌ
−Ａ３・・・加算器、ＶＡＲ・・・無効電力演算器、Ｈ
ＰＮ・・・′電流指令回路、ＲＩＰＮ・・・和電流指令
値演算回路、■Ｒ・・・無効電力設定器。
の構成図、第２図はその動作を説明するだめの入力側電
圧、電流ベクトル図、第３図は同じく第１図の動作を説
明するための等価回路図、第４図は第１図の制御系のブ
ロック線図、第５図は本発明の無効電力制御形サイクロ
コン・々−タ装置の一実施例會示す構成図、第６図は第
５図の電流指令回路ＨＰＨの具体例を示す構成図、第７
図は第５図の制御系のブロック線図、第８図は本発明の
無効電力制御形サイクロコンバータ装置の他の実施例を
示す構成図、第９図は第８図の和電流指令値演算回路の
具体的な構成図である。 ＢＵＳ・・・３相電線路、ＴＲ、ＴＲ−Ｕ、ＴＲ−Ｖ。 ＴＲ−Ｗ・・・電源トランス、Ｃ・・・進相コンデンサ
、ｃｃ 、ＣＣ−Ｕ、ＣＣ−Ｖ、ＣＣ−Ｗ・・・サイク
ロコ／パータ本体、ＬＯＡＤ、 Ｕ、Ｖ、Ｗ−・・負荷
、Ｌｏｌ 、 Ｌｏ２・・・直流リアクトル、５ｓ−ｐ
・・・ｉｔ、 ｌｉ’Ｐコンバータ、ＳＳ、−Ｎ−・・
負群：Ｉ７ バーｌ、Ｃ０ＮＴ’−Ｕ、 Ｃ０ＮＴ−Ｖ
。 Ｃ０ＮＴ−’Ｗ・・・電流制御回路、Ｐ ＩＩ −Ｐ
、 Ｐ Ｈ−Ｎ・・・位相制御回路、慣、 Ｋ２ ＋
Ｋａ・・・演算増幅器、Ｃ１〜Ｃ３・・・比較器、Ａｌ
−Ａ３・・・加算器、ＶＡＲ・・・無効電力演算器、Ｈ
ＰＮ・・・′電流指令回路、ＲＩＰＮ・・・和電流指令
値演算回路、■Ｒ・・・無効電力設定器。
Claims (3)
- （１） 正群コンバータと負群コンバータ及び直流リ
アクトルからなる循環電流式サイクロコンバータと、当
該サイクロコンノぐ一夕から電流供給を受ける負荷装置
と、前記正群及び負群コンバータの点弧位相を制御する
位相制御回路と、前記負荷装置に供給すべき負荷電流を
制御する回路と、前記サイクロコンバータの入力側の無
効電力を制御するため当該サイクロコンバータの正群コ
ンバータ出力電流と負群コンバータ出力電流の和の値を
制御する回路とから構成される無効電力制御形サイクロ
コンバータ装置。 - （２） 正群コンバータと負群コンバータ及び直流リ
アクトルからなる循環電流式サイクロコンバータと、当
該サイクロコンバータから電流供給を受ける負荷装置と
、前記正群及び負群コンバータの点弧位相を制御する位
相制御回路と、前記負荷装置に供給すべき負荷電流を制
御する回路と、前記サイクロコンバータの入力側の無効
電力を制御するため前記サイクロコンバータの正群コン
バータ出力電流と負群コンバータ出力電流の和の値を制
御する回路を具備し、前記正群コンバータ出力電流と負
群コンバータ出力電流の和の指令値を、前記負荷電流の
指令値と前記位相制御回路の入力信号値とから算出する
ことを特徴とする無効電力制御形サイクロコンバータ装
置。 - （３） 負荷の相数に応じて設けられる正群コンパー
タト負群コンバータ及び直流リアクトルからなる循環電
流式サイクロコンバータと、当該サイクロコンバータか
らそれぞれ電流供給を受ける各相負荷装置と、各相に設
けられる前記正群及び負群コンバータの点弧位相を制御
する位相制御回路と、前記サイクロコンバータの入力側
の無効電力を制御するため前記各相のサイクロコンバー
タの正群コンバータ出力電流と負群コンバータ出力電流
の和の値をそれぞれ制御する回路を具備し、前記各相正
群コン・ぐ−タ出力電流と負群コン・９−タ出力電流の
和の指令値を、前記各相負荷電流の指令値と前記各相位
相制御回路の入力信号値から算出し、各相サイクロコン
バータの循環電流の値が各相負荷電流指令値の大きさに
反比例して配分されるように、前記各相の正群コン・マ
ーク出力電流と負群コンバータ出力電流の和の値を制御
するようにしたことを特徴とする無効電力制御形サイク
ロコン・々−タ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15421281A JPS5854868A (ja) | 1981-09-29 | 1981-09-29 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15421281A JPS5854868A (ja) | 1981-09-29 | 1981-09-29 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5854868A true JPS5854868A (ja) | 1983-03-31 |
| JPH0221219B2 JPH0221219B2 (ja) | 1990-05-14 |
Family
ID=15579289
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15421281A Granted JPS5854868A (ja) | 1981-09-29 | 1981-09-29 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5854868A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4764859A (en) * | 1986-06-30 | 1988-08-16 | Hitachi, Ltd. | Method and apparatus for controlling circulating-current type cycloconverter |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6056066A (ja) * | 1983-09-05 | 1985-04-01 | Nissin Electric Co Ltd | 薄膜形成装置 |
-
1981
- 1981-09-29 JP JP15421281A patent/JPS5854868A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6056066A (ja) * | 1983-09-05 | 1985-04-01 | Nissin Electric Co Ltd | 薄膜形成装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4764859A (en) * | 1986-06-30 | 1988-08-16 | Hitachi, Ltd. | Method and apparatus for controlling circulating-current type cycloconverter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0221219B2 (ja) | 1990-05-14 |
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