JPH033468B2

JPH033468B2 -

Info

Publication number: JPH033468B2
Application number: JP14656083A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1983-08-12
Filing date: 1983-08-12
Publication date: 1991-01-18
Also published as: JPS6039371A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は受電端の無効電力を制御し得る三角結
線サイクロコンバータ装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

サイクロコンバータはある周波数の交流電力を
別の周波数の交流電力に直接変換する周波数変換
装置で、最近誘導電動機や同期電動機の駆動電源
として広く使われている。

三角結線サイクロコンバータは３台の交直電力
変換器（コンバータ）を△結線して３相負荷に可
変電圧可変周波数の交流電力を供給する装置で、
一般に使われているサイクロコンバータ（正群及
び負群コンバータを対として出力１相分を構成す
るサイクロコンバータ）に比較すると、コンバー
タの台数が半分で済む利点があり、最近、注目を
あびるようになつてきた（特願昭56−158692）。

第１図は従来の三角結線サイクロコンバータ装
置の構成図を示すもので、詳しい説明は特願昭56
−158692に記載されている。

第１図中、BUSは３相交流電源の電線路、Ｃ
は進相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３
相出力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電
動機である。サイクロコンバータ本体CCは３台
の交直電力変換器（コンバータ）SS₁，SS₂，SS₃
及び中間タツプ付直流リアクトルL₁，L₂，L₃か
ら構成されている。電力変換器（コンバータ）
SS₁，SS₂，SS₃の交流入力側は電源トランスTR
によつて絶縁されており、直流側は一方向の循環
電流が流れるように直流リアクトルL₁，L₂，L₃
を介して△接続されている。いわゆる三角形循環
電流式サイクロコンバータを構成している。直流
リアクトルL₁，L₂，L₃の中間タツプが３相交流
電動機Ｍの３相巻線に接続されている。

一方、制御回路としては受電端の３相交流電流
を検出する変流器CTs、３相交流電圧を検出する
変成器PTs、無効電力演算器VAR、制御補償回
路Ｈ（ｓ）、無効電力設定器VR、比較器C_Q，C₀，
C₁，C₂，C₃、加算器A₁，A₂，A₃、演算増幅器
K₀，K₁，K₂，K₃、位相制御回路PH₁，PH₂，
PH₃及び負荷電力検出器CT_U，CT_V，CT_Wが用い
られる。

まず、負荷電流制御の動作説明を行う。

第２図は第１図に示したサイクロコンバータ
CCと電動機Ｍの等価回路を示すもので、電動機
Ｍは△結線されているものと仮定する。V₁，V₂，
V₃はコンバータSS₁，SS₂及びSS₃の出力電圧で、
正及び負の値をとりうる。しかし、各コンバータ
の出力電流I₁，I₂，I₃は一定方向の電流しか流れ
ない。電動機Ｍは△結線されており、その各々の
巻線をMa，Mb，Mcとしている。

各々の巻線に流れる電流Ia，Ib，Icを図示の方
向にとり、線電流I_U，I_V，I_Wとの関係式を求める
と次のようになる。

Ia＝（I_U−I_V）／３ ……(1) Ib＝（I_V−I_W）／３ ……(2) Ic＝（I_W−I_U）／３ ……(3) なお、I_U，I_V，I_W及びIa，Ib，Icは平衡した３
相正弦波電流として取扱つている。

第３図は、第２図の各部波形図を示すものであ
る。線電流I_U，I_V，I_Wに対して相電流Ia，Ib，Ic
は上記(1)，(2)，(3)式を満足している。コンバータ
SS₁，SS₂及びSS₃の出力電流I₁，I₂，I₃は負方向
には流れ得ないので、線電流I_U，I_V，_Wの値によつ
て図示のように変化する。これは次の３つのモー
ドに分けて考えることができる。

モード：I_V０，I_W０このときはSS₂の出力電流I₂は零となる。故に
I₁＝−I_V，I₃＝I_Wが流れる。

モード：I_W０，I_U０このときは、SS₃の出力電流I₃は零となる。故
にI₁＝I_U，I₂＝−I_Wが流れる。

モード：I_U０，I_V０このときは、SS₁の出力電流I₁は零となる。故
にI₂＝I_V，I₃＝−I_Uが流れる。

なお、以上はサイクロコンバータCCに循環電
流I₀が流れていないときを説明したが、循環電流
I₀が流れた場合、各コンバータの出力電流I₁，I₂，
I₃は直流分I₀が重畳された値となる。

第２図の等価回路からもわかるように各コンバ
ータの出力電圧が３相平衡状態にあるときは次の
電圧方程式が成り立つ。ただし、電動機Ｍの巻線
Ma，Mb，Mcの抵抗をRa，Rb，Rc，インダク
タンスとLa，Lb，Lcとして逆起電力をEa，Eb，
Ecとする。また、ｐ＝ｄ／dtは微分演算子であ
る。

V₁＝（Ra＋La・ｐ）・Ia＋Ea ……(4) V₂＝（Rb＋Lb・ｐ）・Ib＋Eb ……(5) V₃＝（Rc＋Lc・ｐ）・Ic＋Ec ……(6) 従つて、電流Iaを制御するには、V₁を変えて
やることにより、また、電流Ib及びIcを制御する
には各々V₂及びV₃を変えてやることにより行う
ことができる。

第１図の装置にもどり、上記相電流Ia，Ib，Ic
の制御動作を説明する。

電流検出器CTu，CTv，CTwにより、線電流
I_U，I_V，I_Wを検出し、(1)，(2)，(3)式の演算を行う
ことにより、相電流検出値Ia，Ib，Icを求める。
それらを比較器C₁，C₂，C₃に入力し、相電流指
令値I^*ａ，I^*ｂ，I^*ｃと比較する。各々の偏差ε₁
＝I^*ａ−Ia，ε₂＝I^*ｂ−Ib，ε₃＝I^*ｃ−Icを増幅
器K₁，K₂，K₃で増幅し、位相制御回路PH₁，
PH₂及びPH₃に各々入力する。

例えば、Ia＜I^*ｂの場合、ε₁・K₁が増大してコ
ンバータSS₁の出力電圧V₁を増加させ、(4)式で示
される相電流Iaを増加させる。最終的にIa＝I^*ａ
になるように制御される。逆にIa＞I^*ａの場合に
はε₁・K₁が減少し、V₁が減つてIaを減少させ、
やはりIa＝I^*ａに制御される。

同様に他の相電流に対してもIb＝I^*ｂ，Ic＝I^*
ｃになるように制御される。

Ia，Ib，Icが第３図に示されるように３相平衡
した正弦電流として制御されれば、当然電動機Ｍ
の入力電流たる線電流I_U，I_V，I_Wも第３図の波形
のように３相平衡正弦波電流となる。

次に受電端の無効電力の制御動作を説明する。

電源端子には電流検出器CTs及び電圧検出器
PTsが設置され、無効電力演算器VARによつて
その無効電力Ｑが演算される。無効電力の指令値
Q^*は通常零に設定され、比較器Ｃによつて偏差
ε_Q＝Q^*−Ｑが発生させられる。制御補償回路Ｈ
（ｓ）は定常偏差ε_Qを零にするため通常積分要素
が使われ、その出力I^* ₀が循環電流I₀の指令値と
なる。比較器C₀によつて偏差ε₀＝I^* ₀−I₀をとり、
増幅器K₀を介して加算器A₁，A₂，A₃に入力す
る。従つて位相制御回路PH₁，PH₂，PH₃の入力
ε₄，ε₅，ε₆は次のようになる。

ε₄＝ε₁・K₁＋ε₀・K₀ ……(7) ε₅＝ε₂・K₂＋ε₀・K₀ ……(8) ε₆＝ε₃・K₃＋ε₀・K₀ ……(9) 従つて、各コンバータの出力電圧V₁，V₂，V₃
は上記ε₀・K₀の分だけ直流バイアスされた形で
大きくなり、直流リアクトルL₁，L₂，L₃を介し
て循環電流I₀が流れる。

循環電流I₀がその指令値I^* ₀より大きくなると、
ε₀＝I^* ₀−I₀が負となり、V₁，V₂，V₃は前述とは
逆方向に直流バイアスされて、I₀を減少させる。
最終的にI₀＝I^* ₀になるように制御されて、上記
直流バイアス電圧は直流リアクトルL₁，L₂，L₃
の抵抗分が十分小さければ、ほとんど零に近くな
つて落ち着く。

I₀＝I^* ₀の定常状態では各コンバータの出力電
圧V₁，V₂，V₃は平衡しており V₁＋V₂＋V₃＝０ ……(10) となる。

上記サイクロコンバータの循環電流I₀は電源側
から見た場合、遅れの無効電力となつて現われ、
有効電力の増減には影響しない。

従つて、サイクロコンバータの負荷電流I_U，
I_V，I_Wにもとづく遅れ無効電力と上記循環電流I₀
にもとづく遅れ無効電力との和が受電端に接続さ
れた進相コンデンサの進み無効電力に等しくなる
ように当該循環電流I₀の値を制御することによ
り、入力基本波力率を１に保持することができ
る。

すなわち、受電端の無効電力の検出値Ｑがその
指令値Q^*より小さいときはε_Q＝Q^*−Ｑは正の値
となり、制御補償回路Ｈ（ｓ）を介した循環電流
の指令値I^* ₀が増加する。故に実循環電流I₀が増
加し、無効電力（遅れ）Ｑも増加する。最終的に
Ｑ＝Q^*になつたところで落ち着く。

逆にＱ＞Q^*となつたときは、ε_Q＜０となり、
I^* ₀を減少させてやはりＱ＝Q^*になるように制御
される。指令値Q^*を零に設定すれば、Ｑ＝０と
なつて受電端の基本波力率は１に制御される。

以上の従来の装置では、サイクロコンバータ
CCの循環電流I₀を検出する手段が必要である。

第４図は第１図の装置に循環電流I₀が流れてい
る場合のタイムチヤートを示すもので、I₁はコン
バータSS₁の出力電流、SG₁，SG₂，SG₃は各々線
電流I_U，I_V，I_Wの正又は負の状態を示す状態図、
SW₁，SW₂，SW₃は上記SG₁，SG₂，SG₃の論理
出力を表わしている。

第５図は循環電流I₀を検出するための具体的回
路図を示す。OAは反転の演算増幅器で利得は１
となつている。アナログスイツチASは３つのス
イツチSW₁，SW₂，SW₃からなつており、第４図
の動作モードに示された論理出力SW₁，SW₂，
SW₃によつてオン，オフされる。

第４図において、コンバータSS₁の出力電流I₁
は第３図で示したSS₁の出力電流I₁に循環電流I₀
が重畳された電流値となつている。

すなわち、当該電流I₁は次の３つのモードに分
けられる。

I_W０，I_U０のとき I₁＝I_U＋I₀ I_U０，I_V０のとき I₁＝I₀ I_V０，I_W０のとき I₁＝−I_V＋I₀ 信号SG₁をI_U０，SG₂をI_V０，SG₃をI_W０
として、次の論理演算を行なうことによつて上記
３つの動作モードの信号SW₁，SW₂，SW₃が得ら
れる。

SW₁の信号＝SG₁・₃ SW₂の信号＝SG₂・₁ SW₃の信号＝SG₃・₂ 従つて、第５図のアナログスイツチASの３つ
のスイツチSW₁，SW₂，SW₃の各々の入力に線電
流I_Uの検出値、零電圧及び線電流I_Vの検出値の反
転値を接続し、上記信号SW₁，SW₂，SW₃に応じ
てオン，オフさせることにより、循環電流I₀が流
れないときのコンバータSS₁の出力電流が求めら
れる。実際のコンバータSS₁の出力電流I₁の検出
値から上記演算によつて求めた値を差し引くこと
により循環電流I₀が求められる。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の三角結線サイクロコンバータ
装置は次のような問題点があつた。

(a) まず、サイクロコンバータCCの循環電流I₀
を検出する必要があり、そのため第４図及び第
５図で示したような演算を行なわなければなら
ない。特に線電流I_U，I_V，I_Wの正，負を判別す
る信号SG₁，SG₂，SG₃を得ることがむずかし
く、当該電流I_U，I_V，I_Wの脈動により、当該信
号が乱れうまく循環電流I₀を検出できない等の
問題が生じる。当該循環電流I₀を検出する別の
方法も考えられるが、いずれも複雑な演算回路
を必要とし、装置の信頼性を低下させ、経済的
にも高価なものとならざるを得ない。

(b) 従来装置では無効電力制御回路からの循環電
流指令値I^* ₀に応じてサイクロコンバータの循
環電流I₀を制御しているが、当該循環電流制御
系には負荷電流I_U，I_V，I_Wが流れることにより
外乱が入つてくる。このため、循環電流I₀をそ
の指令値I^* ₀に一致するように制御することが
困難となりしいては受電端の無効電力制御に影
響してくる。そこで外乱の影響を受けない制御
系が必要となる。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、三角結
線サイクロコンバータの受電端の無効電力を当該
サイクロコンバータの循環電流の検出値を用いる
ことなく制御し、かつ、負荷電流による外乱の影
響を受けない制御系を構成したサイクロコンバー
タ装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は上記目的を達成するために、３相負荷
に接続され少なくとも３台の交直電力変換器（コ
ンバータ）によつて三角結線された循環電流式サ
イクロコンバータ本体と、当該３相負荷に供給す
べき負荷電流を制御する負荷電流制御回路と、前
記サイクロコンバータの受電端の無効電力を検出
する手段と、当該無効電力検出手段からの信号に
応じて前記各コンバータの出力電流の和を制御す
る和電流制御回路と、上記負荷電流制御回路及び
和電流制御回路からの出力信号に応じ各コンバー
タの点弧位相を制御する位相制御回路とから構成
されるサイクロコンバータ装置で、従来循環電流
を制御量としていたのに対し、各コンバータの出
力電流の和を制御量とした点が異なる。

〔発明の実施例〕

第６図は本発明のサイクロコンバータ装置の実
施例を示す構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、CAPは
進相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３相
出力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電動
機（負荷）である。サイクロコンバータ本体CC
は３台の交直電力変換器（コンバータ）SS₁，
SS₂，SS₃及び直流リアクトルL₁，L₂，L₃から構
成されている。電力変換器（コンバータ）SS₁，
SS₂，SS₃の交流入力側は電源トランスTRによつ
て絶縁されており、直流側は一方向の循環電流が
流れるように直流リアクトルL₁，L₂，L₃を介し
て△接続されている。いわゆる三角形循環電流式
サイクロコンバータを構成している。直流リアク
トルL₁，L₂，L₃の中間タツプが３相交流電動機
Ｍの３相巻線に接続されている。

一方、制御回路としては受電端の３相交流電流
を検出する変流器CTs、３相交流電圧を検出する
変成器PTs、無効電力演算器VAR、無効電力制
御補償回路Ｈ（ｓ）、無効電力設定器VR、比較器
C_Q，C_T，C_U，C_V，C_W、加算器A₁〜A₆、電流制御
補償回路G_T，G_U，G_V，G_W、位相制御回路PH₁，
PH₂，PH₃及び出力電流検出器CT₁，CT₂，CT₃
が用いられる。

まず、負荷電流制御の動作説明を行う。

コンバータSS₁，SS₂及びSS₃の出力電流I₁，I₂，
I₃を電流検出器CT₁，CT₂及びCT₃で検出する。
当該電流検出値I₁，I₂，I₃を図示しない電流変換
器CLCに入力し、次の演算を行うことによつて
負荷電流検出値I_U，I_V，I_Wを求める。

I_U＝I₁−I₃ ……(11) I_V＝I₂−I₁ ……(12) I_W＝I₃−I₂ ……(13) もちろん、負荷電流I_U，I_V，I_Wを直接検出して
きてもよい。

当該負荷電流の検出値I_U，I_V，I_Wとその指令値
I^* _U，I^* _W，I^* _Wを比較器C_U，C_V，C_Wに入力し各偏差
ε_U＝I^* _U−I_U，ε_V＝I^* _V−I_V，ε_W＝I^* _W−I_Wを求める。
当該偏差ε_U，ε_V，ε_Wを次の電流制御補償回路G_U，
G_V，G_Wを介した後、加算器A₁，A₃及びA₅によ
つて、次式で示される制御信号eα₁，eα₂，eα₃を
求める。

eα₁＝G_U・ε_U−G_V・ε_V ……(14) eα₂＝G_V・ε_W−G_W・ε_W ……(15) eα₃＝G_W・ε_W−G_U・ε_U ……(16) ここで、各電流制御補償回路G_U，G_V，G_Wの制
御定数を合わせることにより G_U＝G_V＝G_W＝Ｇ（ｓ） ……(17) と置き換えることができ、(14)〜(16)式は次のよ
うになる。

eα₁＝（ε_U−ε_V）・Ｇ（ｓ） ……(18) eα₂＝（ε_V−ε_W）・Ｇ（ｓ） ……(19) eα₃＝（ε_W−ε_U）・Ｇ（ｓ） ……(20) これらの制御信号eα₁，eα₂，eα₃は次の加算器
A₂，A₄，A₆によつて、後で説明する無効電力制
御回路からの信号eα₀と加え合わせられ、位相制
御回路PH₁，PH₂及びPH₃に入力する。

ここでは説明の便宜上、上記信号eα₀の値を零
として説明を続ける。

３相３線式の負荷では、必ずI_U＋I_V＋I_W＝０の
関係がある。従つて、当該負荷電流の指令値も
I^* _U，I^* _W，I^* _W＝０を満足するように与える。この結
果、各相の電流偏差ε_U，ε_V，ε_Wは ε_U＋ε_V＋ε_W＝０ ……(21) となる。

具体的な数値としてとらえると、例えば、ε_U＝
２，ε_V＝１のときε_W＝−３となる。故にコンバー
タSS₁の出力電圧V₁は（ε_U−ε_V）＝１に比例した
分だけ増加し、SS₂の出力電圧V₂は（ε_V−ε_W）＝
４の値に比例して増加し、また、SS₃の出力電圧
V₃は（ε_W−ε_U）＝−５の値に比例して減少する。

第６図の装置の主回路の等価回路は第２図と同
様に表わすことができる。

従つて、V₁の増加分“１”に比例して電流Ia
が増加し、V₂の増加分“４”に比例して電流Ib
も増加しさらにV₃の減少分“−５”に比例して
電流Icが減少する。ここで負荷電流（線電流）
I_U，I_V，I_Wと上記相電流Ia，Ib，Icとの間には、
次の関係式が成り立つ。

I_U＝Ia−Ic ……(22) I_V＝Ib−Ia ……(23) I_W＝Ic−Ib ……(24) この関係式は△結線された負荷に循環電流が流
れているか否かにもかかわらず成り立つ。

従つて、I_Uは“６”だけ増加し、I_Vは“３”だ
け増加し、I_Wは“−９”だけ減少する。これらの
増減分△I_U，△I_V，△I_Wは各々 △I_U＝“６”∝ε_U＝“２” △I_V＝“３”∝ε_V＝“１” △I_W＝“−９”∝ε_W＝“−３” となつて、各々の偏差分に比例しているのがわか
る。

このようにして負荷電流I_U，I_V，I_Wを直接的に
制御することができる。

次にサイクロコンバータCCの受電端の無効電
力制御の動作説明を行う。

電源端子には、電流検出器CTs及び電圧検出器
PTsが設置され無効電力演算器VARによつてそ
の無効電力Ｑが演算される。無効電力の指令値
Q^*は通常零に設定され、比較器器C_Qによつて偏
差ε_Q＝Q^*−Ｑが発生させられる。制御補償回路
Ｈ（ｓ）は定常偏差ε_Qを零にするため通常積分要
素が使われ、その出力I^* _Tがコンバータ出力電流の
和I_T＝I₁＋I₂＋I₃の制御指令値となる。

和電流検出値I_Tは各コンバータの出力電流I₁，
I₂及びI₃の検出値を単に加え合わせたもので、何
ら複雑な演算は必要としない。

比較器C_Tによつて、上記和電流指令値I^* _Tと和電
流検出値I_Tを比較し、その偏差ε_T＝I^* _T−I_Tを電流
制御補償回路G_Tに入力する。

電流制御補償回路G_Tは積分要素あるいは比例
要素等で構成されることが多いが、ここでは簡単
のため、比例要素（増幅率K_T）だけとして説明
する。

故に、上記偏差ε_TはK_T倍され加算器A₂，A₄及
びA₆に入力される。

I^* _T＞I_Tの場合、偏差ε_Tは正の値となり、ε_T・K_T
に比例した値だけ各コンバータの出力電圧V₁，
V₂，V₃を第６図の矢印の方向に増加させる。そ
の結果、サイクロコンバータCCの循環電流I₀が
増加し、その分だけ各コンバータの出力電流I₁，
I₂，I₃が増加して和電流I_T＝I₁＋I₂＋I₃も増加す
る。故にI_T＝I^* _Tになるように制御される。

逆にI^* _T＜I_Tとなつた場合、偏差ε_Tは負の値とな
り、ε_T・K_T＜０に比例して各コンバータの出力
電圧V₁，V₂，V₃を減少させ、循環電流I₀を減ら
す。故に和電流I_Tが減少してやはりI_T＝I^* _Tになる
ように制御される。

ある瞬時の各コンバータの点弧位相角をα₁，α₂
及びα₃とした場合、サイクロコンバータCCの受
電端の無効電力Qccは次式のように表わされる。

Qcc＝k_Q・（I₁・sinα₁＋I₂・sinα₂＋I₃・sinα₃）
……(25) ここで、上記点弧位相角α₁，α₂，α₃は負荷側の
周波数に同期して刻々と変化するが、自然転流コ
ンバータでは通常20゜〜150゜の範囲で制御され、
その正弦値sinα₁，sinα₂，sinα₃は常に正の値とな
る。また、各コンバータの出力電流I₁，I₂，I₃も
常に正の値をとるので、その和電流I_Tを増加させ
ることは上記遅れ無効電力Qccを増加させるよう
に働らく。

Q^*＞Ｑとなつた場合、偏差ε_Q＝Q^*−Ｑは正の
値となり、制御補償回路Ｈ（ｓ）を介して和電流
指令値I^* _Tを増加させる。上述のように和電流I_Tは
当該指令値I^* _Tに等しく制御されるのでI_Tも増加
し、サイクロコンバータCCのとる遅れ無効電力
Q_ccを増加させる。

受電端の無効電力Ｑは、上記サイクロコンバー
タの遅れ無効電力Qccと進相コンデンサCAPの進
み無効電力Qcapの和で遅れを正の値にとつて表
わすと次式のようになる。

Ｑ＝Qcc−Qcap ……(26) 従つて、Qcapはほぼ一定であるから、Qccが
増加した分だけ、受電端の無効電力Ｑが増加し、
Ｑ＝Q^*になるように制御される。

逆に、Q^*＜Ｑとなつた場合、偏差ε_Qが負の値
となり、和電流I_T＝I^* _Tを減少させ、やはりＱ＝Q^*
になるように制御される。

第７図は第６図の装置のサイクロコンバータ
CCと負荷（電動機Ｍ）の等価回路を示すもので
負荷が結線されているものとして取扱つてい
る。

この等価回路から電圧方程式を求めると次のよ
うになる。ただし、Ｐは微分演算子とする。

v₁＝（R₁＋L₁p）・i₁＋M₁₂pi₂＋M₃₁pi₃＋V_UV
……(27) v₂＝（R₂＋L₂p）・i₂＋M₁₂pi₁＋M₂₃pi₃＋V_VW
……(28) v₃＝（R₃＋L₃p）・i₃＋M₃₁pi₁＋M₂₃pi₂＋V_WU
……(29) v_U＝（R_L＋L_Lｐ）i_U＋V_CU ……(30) v_V＝（R_L＋L_Lｐ）i_V＋V_CV ……(31) v_W＝（R_L＋L_Lｐ）i_W＋V_CW ……(32) ここで、R₁，R₂.R₃及びL₁，L₂，L₃は直流リア
クトルの抵抗及び自己インタクタンス値、M₁₂，
M₂₃，M₃₁は相互インダクタンス値で、R_L，L_Lは
負荷１相分の抵抗及びインダクタンス値である。
また、V_CU，V_CV，V_CWは電動機の逆起電力、v_U，
v_V，v_Wは負荷に印加される相電圧、V_UV，V_VW，
V_WUは負荷の線間電圧を表わしている。故に次の
関係式がある。

V_UV＝v_U−v_V ……(33) V_VW＝v_V−v_W ……(34) V_WU＝v_W−v_U ……(35) また、コンバータの出力電流i₁，i₂，i₃と負荷
電流iu，iv，iwとは前に述べたように次の関係式
が成り立つ。これは循環電流I₀の有無には関係し
ない。

iu＝i₁−i₃ ……(36) iv＝i₂−i₁ ……(37) iw＝i₃−i₂ ……(38) ここで、R₁＝R₂＝R₃＝Ｒ，L₁＝L₂＝L₃＝Ｌ，
M₁₂＝M₂₃＝M₃₁＝Ｍとして(27)式−(29)式を求め
ると v₁−v₃＝（Ｒ＋Lp）（i₁−i₃）−MP（i₁−i₃）＋2v_U
−v_V−v_W ＝｛Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）ｐ｝（i₁−i₃）＋3v_U ＝｛Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）Ｐ｝i_U＋３｛（R_L＋
L_Lｐ）i_U＋V_CU｝＝３〔Ｒ／３＋Ｒ＋｛（Ｌ−Ｍ）／３
＋L_L｝ｐ〕i_U＋3V_CU ……(39) となる。ただし、v_U＋v_V＋v_W＝０の関係を用い
た。

従つて、負荷電流i_Uを制御するには(39)式の関
係を用い、v₁−v₃を制御すればよいことがわか
る。

同様に、(28)式−(27)式と(29)式−(28)式を求め
ると各々次のようになる。

v₂−v₁＝３〔Ｒ／３＋R_L＋｛（Ｌ−Ｍ）／３＋
L_L｝ｐ〕i_V＋３・V_CV ……(40) v₃−v₂＝３〔Ｒ／３＋R_L＋｛（Ｌ−Ｍ）／３＋
L_L｝ｐ〕i_W＋３・V_CW ……(41) (40)式の関係から負荷電流i_Vを制御するには電
圧v₂−v₁を制御すればよく、また、(41)式の関係
から負荷電流i_Wを制御するには、電圧v₃−v₂を制
御すればよいことがわかる。

第６図に示した負荷電流制御回路は、上記の原
理を用いている。

また、(27)式＋(28)式＋(29)式の関係を求めると
次のようになる。

v₁＋v₂＋v₃＝（Ｒ＋Lp）（i₁＋i₂＋i₃）＋2Mp（i₁＋i₂＋i₃）＋V_UV＋V_VW＋V_WU ＝｛Ｒ＋（Ｌ＋2M）ｐ｝（i₁＋i₂＋i₃）
……(42) すなわち、和電流i_T＝i₁＋i₂＋i₃を制御するに
は、コンバータの出力電圧の和v₁＋v₂＋v₃を制御
すればよいことがわかる。しかも、その制御系の
伝達関数は直流リアクトの抵抗値Ｒ及びインダク
タンス（Ｌ＋2M）の値によつて決定され他から
の外乱のない制御系となつている。

従来の装置では、各コンバータの出力電流i₁，
i₂，i₃を循環電流分i₀と、負荷電流に依存する成
分i₁′，i₂′，i₃′とに分離し i₁＝i₀＋i₁′ ……(43) i₂＝i₀＋i₂′ ……(44) i₃＝i₀＋i₃′ ……(45) として取扱つており、(42)式を次のように扱つて
いる。

v₁＋v₂＋v₃＝｛Ｒ＋（Ｌ＋2M）ｐ｝（3i₀＋i₁′＋
i₂′＋i₃′）＝｛Ｒ＋（Ｌ＋2M）ｐ｝・3i₀＋｛Ｒ＋
（Ｌ＋2M）ｐ｝（i₁′＋i₂′＋i₃′） ……(46) すなわちコンバータの出力電圧の和v₁＋v₂＋v₃
によつて循環電流i₀を制御しており、このとき外
乱として △e_L＝｛Ｒ＋（Ｌ＋2M）ｐ｝（i₁′＋i₂′＋i₃′）
……(47) が入つてきて、循環電流i₀の制御を乱すことにな
る。ここで、i₁′＋i₂′＋i₃′は負荷側の周波数の３倍
の周波数で変化し、外乱△e_Lは、その周波数に比
例して大きくなり、また負荷電流i_U，i_V，i_Wの大
きさに比例する。

循環電流i₀の制御の乱れは受電端の無効電力変
動となつて現われ、電源周波数（基本波）まわり
の側帯波となつて電源系統に種々の弊害をもたら
す。

これに対し(42)式の関係をそのまま使う本発明
の装置では、他からの外乱は入つてこないので和
電流i_T＝i₁＋i₂＋i₃を一定にすることもまた、無効
電力制御に応じて変化させることも自由にできる
ことになる。

以上、第６図の実施例では、交直電力変換器
（コンバータ）SS₁，SS₂，SS₃でサイクロコンバ
ータ本体CCを構成したが、当該サイクロコンバ
ータの制御パルス数を増加させるため縦続接続し
たコンバータ群を三角結線したものについても同
様に適用可能である。

〔発明の効果〕

以上のように本発明装置では受電端の無効電力
制御をする際、各コンバータの出力電流の和を制
御するように構成することによつて、次のような
効果が生まれる。

(a) 従来の循環電流検出回路は不要となり、その
結果、信頼性が高く、しかも経済的な装置を提
供できる。

(b) 従来、循環電流制御系へ外乱が入つてくるこ
とにより、正確な循環電流制御ができず、この
ため、受電端の無効電力変動が残り、電源系統
に種々の悪影響を与えていたが本発明装置は外
乱のない制御系を構成することができ、正確な
和電流制御が達成でき、受電端の無効電力変動
もきわめて小さくなり、電源系統へ悪影響を及
ぼさないサイクロコンバータ装置を得ることが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の三角結線サイクロコンバータ装
置の構成図、第２図は第１図の装置の主回路部の
等価回路図、第３図は第２図の各波形図、第４図
は第１図の装置の動作を説明するためのタイムチ
ヤート図、第５図は第１図の装置に必要とする循
環電流検出回路図、第６図は本発明のサイクロコ
ンバータ装置の実施例を示す構成図、第７図は第
６図の装置を説明するための等価回路図である。 BUS……３相交流電源の電線路、CAP……進
相コンデンサ、TR……電源トランス、CC……３
相出力サイクロコンバータ本体、Ｍ……３相交流
電動機（負荷）、SS₁，SS₂，SS₃……交直電力変
換器（コンバータ）、L₁，L₂，L₃……直流リアク
トル、CTs，CT₁，CT₂，CT₃……変流器、PTs
……変成器、VAR……無効電力演算器、Ｈ（ｓ）
……無効電力制御補償回路、VR……無効電力設
定器、C_Q，C_T，C_U，C_V，C_W……比較器、A₁〜A₆
……加算器、G_T，G_U，G_V，G_W……電流制御補償
回路、PH₁，PH₂，PH₃……位相制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】１３相負荷に接続され少なくとも３台の交直電
力変換器（コンバータ）によつて三角結線された
循環電流式サイクロコンバータ本体と、当該３相
負荷に供給すべき負荷電流を制御する負荷電流制
御回路と、前記サイクロコンバータの受電端の無
効電力を検出する手段と、当該無効電力検出手段
からの信号に応じて前記各コンバータの出力電流
の和を制御する和電流制御回路と、上記負荷電流
制御回路及び和電流制御回路からの出力信号に応
じて各コンバータの点弧位相を制御する位相制御
回路とからなるサイクロコンバータ装置。２前記サイクロコンバータの受電端に進相コン
デンサを接続し、当該進相コンデンサのとる進み
無効電力と、上記サイクロコンバータのとる遅れ
無効電力とがちようど打ち消すように、前記各コ
ンバータの出力電流の和を制御したことを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のサイクロコンバ
ータ装置。