JPH033469B2 - - Google Patents
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- JPH033469B2 JPH033469B2 JP14656183A JP14656183A JPH033469B2 JP H033469 B2 JPH033469 B2 JP H033469B2 JP 14656183 A JP14656183 A JP 14656183A JP 14656183 A JP14656183 A JP 14656183A JP H033469 B2 JPH033469 B2 JP H033469B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は受電端の無効電力がほぼ一定になるよ
うにした循環電流式の三角結線サイクロコンバー
タ装置に関する。
うにした循環電流式の三角結線サイクロコンバー
タ装置に関する。
サイクロコンバータはある周波数の交流電力を
別の周波数の交流電力に直接変換する周波数変換
装置で、誘導電動機や同期電動機の駆動電源とし
て広く使われている。
別の周波数の交流電力に直接変換する周波数変換
装置で、誘導電動機や同期電動機の駆動電源とし
て広く使われている。
三角結線サイクロコンバータは３台の交直電力
変換器（コンバータ）を△結線して３相負荷に可
変電圧可変周波数の交流電力を供給する装置で、
一般に使われているサイクロコンバータ（正群及
び負群コンバータを対として出力１相分を構成す
るサイクロコンバータ）に比較すると、コンバー
タの台数が半分で済む利点があり、最近、注目を
あびるようになつてきた。特に循環電流式の三角
結線サイクロコンバータは出力側の高調波が小さ
いこと及び循環電流を利用して受電端の無効電力
制御ができる等の利点があり、誘導電動機や同期
電動機の駆動電源として大いに活用できるもので
ある。（特願昭56−158692） 〔背景技術の問題点〕 三角結線サイクロコンバータの公知例として、
上に示した特願昭56−158692があるが、これには
次のような問題点があつた。
変換器（コンバータ）を△結線して３相負荷に可
変電圧可変周波数の交流電力を供給する装置で、
一般に使われているサイクロコンバータ（正群及
び負群コンバータを対として出力１相分を構成す
るサイクロコンバータ）に比較すると、コンバー
タの台数が半分で済む利点があり、最近、注目を
あびるようになつてきた。特に循環電流式の三角
結線サイクロコンバータは出力側の高調波が小さ
いこと及び循環電流を利用して受電端の無効電力
制御ができる等の利点があり、誘導電動機や同期
電動機の駆動電源として大いに活用できるもので
ある。（特願昭56−158692） 〔背景技術の問題点〕 三角結線サイクロコンバータの公知例として、
上に示した特願昭56−158692があるが、これには
次のような問題点があつた。
ａ） 従来の装置ではサイクロコンバータの受電
端の無効電力を制御するために、まず、当該受
電端の無効電力検出器が必要となる、そのため
に、交流電源の電線路に３相交流電圧を検出す
る変成器や３相交流電流を検出する変流器を設
けなければならず、さらに当該電圧、電流から
無効電力を求める無効電力演算器を用意しなけ
ればならなかつた。従つて、装置の構成が複雑
となり、高価なシステムとならざるを得なかつ
た。
端の無効電力を制御するために、まず、当該受
電端の無効電力検出器が必要となる、そのため
に、交流電源の電線路に３相交流電圧を検出す
る変成器や３相交流電流を検出する変流器を設
けなければならず、さらに当該電圧、電流から
無効電力を求める無効電力演算器を用意しなけ
ればならなかつた。従つて、装置の構成が複雑
となり、高価なシステムとならざるを得なかつ
た。
ｂ） また、上記無効電力制御回路からの出力信
号をサイクロコンバータの循環電流の指令値と
して、当該サイクロコンバータの実際の循環電
流をその指令値に一致させるように制御してい
るが、負荷電流が流れることにより、循環電流
制御系に外乱を発生させ、正確な制御ができな
かつた。
号をサイクロコンバータの循環電流の指令値と
して、当該サイクロコンバータの実際の循環電
流をその指令値に一致させるように制御してい
るが、負荷電流が流れることにより、循環電流
制御系に外乱を発生させ、正確な制御ができな
かつた。
ｃ） さらに、当該三角結線サイクロコンバータ
の循環電流を正確に検出することはむずかし
く、公知例（特願昭56−158692）の第６図及び
第７図にその検出器の例が示されているが、特
に線電流IU，IV，IWの正負を判別する信号SG1，
SG2，SG3を得ることがむずかしく、当該電流
IU，IV，IWの脈動により、当該信号が乱れ、う
まく循環電流を検出できない等の問題が生じ
る。当該循環電流を検出する別の方法も考えら
れるが、いずれも複雑な演算回路を必要とし、
装置の信頼性を低下せ、経済的にも高価なもの
とならざるを得ない。
の循環電流を正確に検出することはむずかし
く、公知例（特願昭56−158692）の第６図及び
第７図にその検出器の例が示されているが、特
に線電流IU，IV，IWの正負を判別する信号SG1，
SG2，SG3を得ることがむずかしく、当該電流
IU，IV，IWの脈動により、当該信号が乱れ、う
まく循環電流を検出できない等の問題が生じ
る。当該循環電流を検出する別の方法も考えら
れるが、いずれも複雑な演算回路を必要とし、
装置の信頼性を低下せ、経済的にも高価なもの
とならざるを得ない。
本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもの
で、受電端の無効電力検出器及びサイクロコンバ
ータの循環電流検出器を用いることなく、当該サ
イクロコンバータの受電端の無効電力をほぼ一定
値に保持することができる循環電流式サイクロコ
ンバータ装置を提供することを目的とする。
で、受電端の無効電力検出器及びサイクロコンバ
ータの循環電流検出器を用いることなく、当該サ
イクロコンバータの受電端の無効電力をほぼ一定
値に保持することができる循環電流式サイクロコ
ンバータ装置を提供することを目的とする。
本発明は上記目的を達成するために、三相負荷
に接続され少なくとも３台の交直電力変換器（コ
ンバータ）によつて三角結線された循環電流式サ
イクロコンバータ本体と、当該三相負荷に供給す
べき電流を制御する負荷電流制御回路と、前記各
コンバータの出力電流の和を制御する和電流制御
回路と、上記負荷電流制御回路及び和電流制御回
路からの出力信号に応じて各コンバータの点弧位
相を制御する位相制御回路とから構成される循環
電流式サイクロコンバータ装置で、上記三相負荷
の状態に応じて前記和電流制御回路の和電流指令
値を調整し、前記サイクロコンバータの受電端の
無効電力がほぼ一定になるようにしたことを特徴
とした循環電流式サイクロコンバータ装置であ
る。
に接続され少なくとも３台の交直電力変換器（コ
ンバータ）によつて三角結線された循環電流式サ
イクロコンバータ本体と、当該三相負荷に供給す
べき電流を制御する負荷電流制御回路と、前記各
コンバータの出力電流の和を制御する和電流制御
回路と、上記負荷電流制御回路及び和電流制御回
路からの出力信号に応じて各コンバータの点弧位
相を制御する位相制御回路とから構成される循環
電流式サイクロコンバータ装置で、上記三相負荷
の状態に応じて前記和電流制御回路の和電流指令
値を調整し、前記サイクロコンバータの受電端の
無効電力がほぼ一定になるようにしたことを特徴
とした循環電流式サイクロコンバータ装置であ
る。
第１図は、本発明の循環電流式サイクロコンバ
ータ装置の実施例を示す構成図である。
ータ装置の実施例を示す構成図である。
図中、BUSは３相交流電源の電線路CAPは進
相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３相出
力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電動機
（負荷）である。サイクロコンバータ本体CCは、
３台の交直電力変換器（コンバータ）SS1，SS2，
SS3及び直流リアクトルL1，L2，L3から構成され
ている。電力変換器（コンバータ）SS1，SS2，
SS3の交流入力側は電源トランスTRによつて互
いに絶縁されており、直流側は一方向の循環電流
が流れるように直流リアクトルL1，L2，L3を介
して△接続されている。いわゆる三角形循環電流
式サイクロコンバータを構成している。直流リア
クトルL1，L2，L3の中間タツプが３相交流電動
機Ｍの３相巻線に接続されている。
相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３相出
力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電動機
（負荷）である。サイクロコンバータ本体CCは、
３台の交直電力変換器（コンバータ）SS1，SS2，
SS3及び直流リアクトルL1，L2，L3から構成され
ている。電力変換器（コンバータ）SS1，SS2，
SS3の交流入力側は電源トランスTRによつて互
いに絶縁されており、直流側は一方向の循環電流
が流れるように直流リアクトルL1，L2，L3を介
して△接続されている。いわゆる三角形循環電流
式サイクロコンバータを構成している。直流リア
クトルL1，L2，L3の中間タツプが３相交流電動
機Ｍの３相巻線に接続されている。
一方、制御回路としては、コンバータの出力電
流を検出する変流器CT1，CT2，CT3、和電流指
令回路TCR、比較器CT，CU，CV，CW、電流制御
補償回路、GT，GU，GV，GW、加算器A1〜A6及
び位相制御回路PH1，PH2，PH3が用いられる。
流を検出する変流器CT1，CT2，CT3、和電流指
令回路TCR、比較器CT，CU，CV，CW、電流制御
補償回路、GT，GU，GV，GW、加算器A1〜A6及
び位相制御回路PH1，PH2，PH3が用いられる。
第２図は、第１図の装置のサイクロコンバータ
CCと負荷（電動機Ｍ）の等価回路を示すもので、
負荷は結線されているものとして取扱つてい
る。
CCと負荷（電動機Ｍ）の等価回路を示すもので、
負荷は結線されているものとして取扱つてい
る。
以下、第１図の装置の動作原理を第２図の等価
回路を用いて説明する。
回路を用いて説明する。
第２図の等価回路から主回路の電圧方程式を求
めると、次のようになる。ただし、ｐ＝ｄ／dtは
微分演算子とする。
めると、次のようになる。ただし、ｐ＝ｄ／dtは
微分演算子とする。
v1＝（R1＋L1p）・i1＋M12・ｐ・i2＋M31・ｐ・
i3＋VUV …(1) v2＝（R2＋L2p）・i2＋M12・ｐ・i1＋M23・ｐ・
i3＋VVW …(2) v3＝（R3＋L2p）・i3＋M31・ｐ・i1＋M23・ｐ・
i2＋VWU …(3) vU＝（RL＋LLｐ）・iU＋VCU …(4) vV＝（RL＋LLｐ）・iV＋VCV …(5) vW＝（RL＋LLｐ）・iW＋VCW …(6) ここで、 R1，R2，R3…直流リアクトルの抵抗値 L1，L2，L3… 〃 の自己インダクタンス
値 M1，M2，M3… 〃 の相互インダクタン
ス値 RL…負荷１相分の抵抗値 LL… 〃 インダクタンス値 VCU，VCV，VCW…電動機の逆起電力 である。
i3＋VUV …(1) v2＝（R2＋L2p）・i2＋M12・ｐ・i1＋M23・ｐ・
i3＋VVW …(2) v3＝（R3＋L2p）・i3＋M31・ｐ・i1＋M23・ｐ・
i2＋VWU …(3) vU＝（RL＋LLｐ）・iU＋VCU …(4) vV＝（RL＋LLｐ）・iV＋VCV …(5) vW＝（RL＋LLｐ）・iW＋VCW …(6) ここで、 R1，R2，R3…直流リアクトルの抵抗値 L1，L2，L3… 〃 の自己インダクタンス
値 M1，M2，M3… 〃 の相互インダクタン
ス値 RL…負荷１相分の抵抗値 LL… 〃 インダクタンス値 VCU，VCV，VCW…電動機の逆起電力 である。
また、VUV，VVW，VWUは負荷の線間電圧で各
相電圧vU，vV，vWとの間に次の関係式がある。
相電圧vU，vV，vWとの間に次の関係式がある。
VUV＝vU−vV …(7)
VVW＝vV−vW …(8)
VWU＝vW−vU …(9)
また、コンバータの出力電流i1，i2，i3と負荷
電流iU，iV，iWとは次の関係式が成り立つ。
電流iU，iV，iWとは次の関係式が成り立つ。
iU＝i1−i3 …(10)
iV＝i2−i1 …(11)
iW＝i3−i2 …(12)
これは、サイクロコンバータの循環電流の有無
には関係しない。
には関係しない。
ここで、R1＝R2＝R3＝Ｒ
L1＝L2＝L3＝Ｌ
M1＝M2＝M3＝Ｍ
vU＋vV＋vW＝０
として、(1)式−(3)式を求めると、
v1−v3＝（Ｒ＋Lp）・（i1−i3）−Ｍ・ｐ（i1−i3）
＋2vU−vV−vW
＝｛Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）・ｐ｝（i1−i3）＋3vU
＝｛Ｒ＋（Ｌ−Ｍ）ｐ｝iU
＋３｛（RL＋LLｐ）・iU＋VCU｝
＝３・〔Ｒ／３＋RL＋｛（Ｌ−Ｍ）／３＋LL｝
ｐ〕・iU ＋3VCU …(13) となる。従つて、負荷電流iUを制御するには
（13）式の関係を用い、電圧v1−v3を制御すれば
よいことがわかる。このとき、逆起電力VCUが電
流制御系に外乱として入つてくるので、それを打
ち消す補償量をあらかじめ上記電圧v1−v3に加え
る必要がある。
ｐ〕・iU ＋3VCU …(13) となる。従つて、負荷電流iUを制御するには
（13）式の関係を用い、電圧v1−v3を制御すれば
よいことがわかる。このとき、逆起電力VCUが電
流制御系に外乱として入つてくるので、それを打
ち消す補償量をあらかじめ上記電圧v1−v3に加え
る必要がある。
同様に、(2)式−(1)式と、(3)式−(2)式を求めると
各々次のようになる。
各々次のようになる。
v2−v1＝３〔Ｒ／３＋RL＋｛（Ｌ−Ｍ）／３＋
LL｝ｐ〕・iV＋３・VCV …(14) v3−v2＝３〔Ｒ／３＋RL＋｛（Ｌ−Ｍ）／３＋
LL｝ｐ〕・iW＋３・VCW …(15) （14）式の関係から負荷電流iVを制御するに
は、電圧v2−v1を制御すればよく、また（15）式
の関係から負荷電流iWを制御するには、電圧v3−
v2を制御すればよいことがわかる。
LL｝ｐ〕・iV＋３・VCV …(14) v3−v2＝３〔Ｒ／３＋RL＋｛（Ｌ−Ｍ）／３＋
LL｝ｐ〕・iW＋３・VCW …(15) （14）式の関係から負荷電流iVを制御するに
は、電圧v2−v1を制御すればよく、また（15）式
の関係から負荷電流iWを制御するには、電圧v3−
v2を制御すればよいことがわかる。
第１図に示した負荷電流制御回路は、上記の原
理を用いている。
理を用いている。
まず、出力電流検出器CT1，CT2，CT3によつ
てコンバータの出力電流I1，I2，I3を検出し、(10)
式から(12)式の関係を用いて負荷電流IU，IV，IWを
演算し、負荷電流検出値とする。もちろん当該負
荷電流IU，IV，IWを直接検出してもよいことは言
うまでもない。
てコンバータの出力電流I1，I2，I3を検出し、(10)
式から(12)式の関係を用いて負荷電流IU，IV，IWを
演算し、負荷電流検出値とする。もちろん当該負
荷電流IU，IV，IWを直接検出してもよいことは言
うまでもない。
当該負荷電流の検出値IU，IV，IWと、その各々
の指令値IU *，IV *，IW *を比較器CU，CV，CWに入
力し各偏差εU＝IU *−IU，εV＝IV *−IV及びεW＝IW *
−IWを求める。
の指令値IU *，IV *，IW *を比較器CU，CV，CWに入
力し各偏差εU＝IU *−IU，εV＝IV *−IV及びεW＝IW *
−IWを求める。
当該各偏差εU，εV，εWを各々電流制御補償回路
GU，GV，GWに入力する。当該電流制御補償回路
GU，GV，GWは、通常、比例要素あるいは積分要
素などから構成され、負荷電流制御系の安定性や
追従性を考慮して最適の制御定数になるように設
計される。ここでは説明を簡単にするため、上記
電流制御補償回路は比例要素のみと考え、各々の
倍率をGU＝KU，GV＝KV，GW＝KWとする。
GU，GV，GWに入力する。当該電流制御補償回路
GU，GV，GWは、通常、比例要素あるいは積分要
素などから構成され、負荷電流制御系の安定性や
追従性を考慮して最適の制御定数になるように設
計される。ここでは説明を簡単にするため、上記
電流制御補償回路は比例要素のみと考え、各々の
倍率をGU＝KU，GV＝KV，GW＝KWとする。
Ｕ相の負荷電流IUの制御偏差εUはKU倍されて、
加算器A1，A2を介して、位相制御回路PH1に入
力され、かつ、当該偏差の反転値−εUはKU倍さ
れて加算器A5，A6を介して位相制御回路PH3に
入力される。すなわち、偏差εUに比例して、コン
バータSS1の出力電圧v1は増加し、逆にコンバー
タSS3の出力電圧v3は偏差εUに比例して減少する。
言いかえると、電圧v1−v3は、偏差εUに比例して
増加する。
加算器A1，A2を介して、位相制御回路PH1に入
力され、かつ、当該偏差の反転値−εUはKU倍さ
れて加算器A5，A6を介して位相制御回路PH3に
入力される。すなわち、偏差εUに比例して、コン
バータSS1の出力電圧v1は増加し、逆にコンバー
タSS3の出力電圧v3は偏差εUに比例して減少する。
言いかえると、電圧v1−v3は、偏差εUに比例して
増加する。
従つて、IU *＞IUの場合、偏差εUは正の値とな
り、εU・KUに比例して電圧v1−v3が増加する。
故に（13）式から負荷電流IUが増加して、IU＝IU *
に近づく。
り、εU・KUに比例して電圧v1−v3が増加する。
故に（13）式から負荷電流IUが増加して、IU＝IU *
に近づく。
逆に、IU *＜IUの場合、偏差εUは負の値となり、
εU・KUに比例して電圧v1−v3も負の値になる。
故に（13）式からIUも減少しやはり、IU＝IU *に制
御される。
εU・KUに比例して電圧v1−v3も負の値になる。
故に（13）式からIUも減少しやはり、IU＝IU *に制
御される。
Ｖ相負荷電流iU、Ｗ相負荷電流iWも同様に制御
される。
される。
次にコンバータの和電流制御の関係式を求め
る。
る。
(1)式＋(2)式＋(3)式の関係を求めると次のように
なる。
なる。
v1＋v2＋v3＝（Ｒ＋Lp）（i1＋i2＋i3）
＋2Mp（i1＋i2＋i3）
＋VUV＋VVW＋VWU
＝｛（Ｒ＋（Ｌ＋2M）ｐ｝iT …(16)
ただし、iT＝i1＋i2＋i3である。
すなわち、和電流iTを制御するには、コンバー
タの出力電圧の和v1＋v2＋v3を制御すればよいこ
とがわかる。しかもその制御系の伝達関数は直流
リアクトルの抵抗値Ｒ及びインダクタンス（Ｌ＋
2M）の値によつて決定され、他からの外乱のな
い制御系となつている。
タの出力電圧の和v1＋v2＋v3を制御すればよいこ
とがわかる。しかもその制御系の伝達関数は直流
リアクトルの抵抗値Ｒ及びインダクタンス（Ｌ＋
2M）の値によつて決定され、他からの外乱のな
い制御系となつている。
第１図に示した和電流制御回路は、上記（16）
式の関係を用いている。
式の関係を用いている。
和電流設定器TCRによつて、和電流指令値IT *
が与えられ、一方、各コンバータの出力電流I1，
I2，I3の検出値の和をとり、和電流検出値IT＝I1
＋I2＋I3が求めている。
が与えられ、一方、各コンバータの出力電流I1，
I2，I3の検出値の和をとり、和電流検出値IT＝I1
＋I2＋I3が求めている。
比較器CTによつて、上記和電流指令値IT *と和
電流検出値ITが比較され、偏差εT＝IT *−ITが求め
られる。
電流検出値ITが比較され、偏差εT＝IT *−ITが求め
られる。
当該偏差εTを次の電流制御補償回路GTに入力
する。ここでも説明を簡単にするため、GTは単
なる比例要素KTと考える。εT・KTの値は、加算
器A2，A4，A6を介して位相制御回路PH1，PH2，
PH3に入力される。故に各コンバータの出力電圧
v1，v2，v3は、前記負荷電流制御回路からの信号
に加えて、上記信号εT・KTに比例して、増加さ
せられる。
する。ここでも説明を簡単にするため、GTは単
なる比例要素KTと考える。εT・KTの値は、加算
器A2，A4，A6を介して位相制御回路PH1，PH2，
PH3に入力される。故に各コンバータの出力電圧
v1，v2，v3は、前記負荷電流制御回路からの信号
に加えて、上記信号εT・KTに比例して、増加さ
せられる。
IT *＞ITの場合、偏差εTは正の値となり、εT・KT
に比例して、電圧v1＋v2＋v3を増加させる。この
結果、（16）式で示される和電流ITが増加し、IT
＝IT *になるように制御される。
に比例して、電圧v1＋v2＋v3を増加させる。この
結果、（16）式で示される和電流ITが増加し、IT
＝IT *になるように制御される。
逆に、IT *＜ITとなつた場合、εT＜０となり、電
圧v1＋v2＋v3を負の値にし、（16）式で示される
和電流ITを減少させやはり、IT＝IT *となつて落ち
着く。
圧v1＋v2＋v3を負の値にし、（16）式で示される
和電流ITを減少させやはり、IT＝IT *となつて落ち
着く。
第３図は、和電流ITを一定に制御したときの各
部波形を示すもので、I1，I2，I3はコンバータの
出力電流、IU，IV，IWは負荷電流、I0はサイクロ
コンバータの循環電流の各波形を表わす。
部波形を示すもので、I1，I2，I3はコンバータの
出力電流、IU，IV，IWは負荷電流、I0はサイクロ
コンバータの循環電流の各波形を表わす。
負荷電流IU，IV，IWは平衡３相電流と仮定し、
次式のように表わすことができる。
次式のように表わすことができる。
IU＝Im・sinωt …(17)
IV＝Im・sin（ωt−2π／３） …(18)
IW＝Im・sin（ωt＋2π／３） …(19)
ただし、Imは波高値とする。
これに対し、各コンバータの出力電流I1，I2，
I3はバイアス電流IT／３が加わつて、次式のよう
になる。
I3はバイアス電流IT／３が加わつて、次式のよう
になる。
当然のことながら、このコンバータの出力電流
の和は、I1＋I2＋I3＝ITとなる。
の和は、I1＋I2＋I3＝ITとなる。
すなわち負荷電流の波高値Imが和電流ITの
（１／√３）の値を越えない限り、I1＋I2＋I3の値
は常に一定値になる。
（１／√３）の値を越えない限り、I1＋I2＋I3の値
は常に一定値になる。
このとき、循環電流I0は負荷側周波数の３倍の
周波数で変化する。ImIT／√３になると、非
循環モードが一部に現われてくるため、コンバー
タの出力電流I1，I2，I3の波形も変つてくる。
周波数で変化する。ImIT／√３になると、非
循環モードが一部に現われてくるため、コンバー
タの出力電流I1，I2，I3の波形も変つてくる。
このような和電流制御される三角結線サイクロ
コンバータの受電端の無効電力QCCは次式のよう
に表わせる。ただし、kQは比例定数、α1，α2，α3
は各コンバータの点弧位相角とする。
コンバータの受電端の無効電力QCCは次式のよう
に表わせる。ただし、kQは比例定数、α1，α2，α3
は各コンバータの点弧位相角とする。
QCC＝kQ・（I1・sinα1＋I2・sinα2＋I3・sinα3）
…(23) ここで、各コンバータの点弧位相角α1，α2，α3
は電源電圧に対して、各コンバータの入力電流が
遅れる角度で、自然転流を行なうため、約20゜〜
150゜の範囲で制御される。
…(23) ここで、各コンバータの点弧位相角α1，α2，α3
は電源電圧に対して、各コンバータの入力電流が
遅れる角度で、自然転流を行なうため、約20゜〜
150゜の範囲で制御される。
電動機負荷の場合、始動時あるいは低速時は速
度起電力が小さいので、α1≒α2≒α3≒90゜で運転
され、そのときの無効電力QCCは QCC≒kQ（I1＋I2＋I3）＝kQ・IT …(24) となつて、和電流ITが一定なら、QCCもほとんど
一定に保持される。故に、これを打ち消す進相コ
ンデンサCAPを受電端に設置すれば、力率≒１
となる。
度起電力が小さいので、α1≒α2≒α3≒90゜で運転
され、そのときの無効電力QCCは QCC≒kQ（I1＋I2＋I3）＝kQ・IT …(24) となつて、和電流ITが一定なら、QCCもほとんど
一定に保持される。故に、これを打ち消す進相コ
ンデンサCAPを受電端に設置すれば、力率≒１
となる。
電動機の速度Ｎが増加してくるに従い上記点弧
位相角α1，α2，α3も90゜を中心に約20゜〜180゜の範
囲内で変化してくる。故に和電流ITを一定にして
いても無効電力QCCは、第４図のように若干小さ
くなつてくる。従つて進相コンデンサCAPの進
み無効電力Qcapが上記サイクロコンバータの進
れ無効電力QCCより大きくなり、入力力率は進み
となる。
位相角α1，α2，α3も90゜を中心に約20゜〜180゜の範
囲内で変化してくる。故に和電流ITを一定にして
いても無効電力QCCは、第４図のように若干小さ
くなつてくる。従つて進相コンデンサCAPの進
み無効電力Qcapが上記サイクロコンバータの進
れ無効電力QCCより大きくなり、入力力率は進み
となる。
第５図は電動機の回転速度Ｎに応じて、前記和
電流の指令値IT *を変化させたもので、回転速度
Ｎの増加とともに和電流指令値IT *を若干増加さ
せている。その結果、サイクロコンバータの受電
端の無効電力QCCはほぼ一定値となり、進相コン
デンサのQcapと打ち消し合つて、入力力率＝１
の状態で運転することができる。第１図に示した
和電流指令回路TCRは上記役目をするものであ
る。
電流の指令値IT *を変化させたもので、回転速度
Ｎの増加とともに和電流指令値IT *を若干増加さ
せている。その結果、サイクロコンバータの受電
端の無効電力QCCはほぼ一定値となり、進相コン
デンサのQcapと打ち消し合つて、入力力率＝１
の状態で運転することができる。第１図に示した
和電流指令回路TCRは上記役目をするものであ
る。
以上のように、本発明装置は受電端の無効電力
を検出する必要もなく、かつサイクロコンバータ
の循環電流を検出する必要もなく、各コンバータ
の出力電流の和を一定値あるいは負荷状態に応じ
てあらかじめ定められた値に若干変化させて制御
することにより、当該サイクロコンバータの受電
端の無効電力値をほぼ一定に保つことができ、受
電端に一定容量の進相コンデンサを設置するだけ
で、入力力率をほぼ１に保つことができる。従つ
て、無効電力変動によつて電源系統へもたらす悪
影響もなくなり、理想的な電力変換器を提供する
ことが可能である。
を検出する必要もなく、かつサイクロコンバータ
の循環電流を検出する必要もなく、各コンバータ
の出力電流の和を一定値あるいは負荷状態に応じ
てあらかじめ定められた値に若干変化させて制御
することにより、当該サイクロコンバータの受電
端の無効電力値をほぼ一定に保つことができ、受
電端に一定容量の進相コンデンサを設置するだけ
で、入力力率をほぼ１に保つことができる。従つ
て、無効電力変動によつて電源系統へもたらす悪
影響もなくなり、理想的な電力変換器を提供する
ことが可能である。
また、和電流制御系の伝達関数は、（16）式で
示されるように直流リアクトルの抵抗とインダク
タンス値だけで決定され、従来問題とされた負荷
電流からの外乱は全くないので、制御回路の設計
がきわめて容易になつた。
示されるように直流リアクトルの抵抗とインダク
タンス値だけで決定され、従来問題とされた負荷
電流からの外乱は全くないので、制御回路の設計
がきわめて容易になつた。
第１図は本発明装置の実施例を示す構成図、第
２図は第１図の装置の動作を説明するため、主回
路部分の等価回路図、第３図は第１図の装置の各
部電流波形図、第４図は、第１図の装置の動作を
説明するための電動機の回転速度Ｎと受電端の無
効電力QCCの関係図（和電流IT＝一定）、第５図は
同じくＮとQCCの関係図で、和電流ITを変化させ
た場合を各々示すものである。 BUS…３相交流電源の電線路、CAP…進相コ
ンデンサ、TR…電源トランス、CC…３相出力サ
イクロコンバータ本体、Ｍ…３相交流電動機（負
荷）、SS1，SS2，SS3…交直電力変換器（コンバ
ータ）、L1，L2，L3…直流リアクトル、CT1，
CT2，CT3…電流検出器、TCR…和電流指令回
路、CT，CU，CV，CW…比較器、GT，GU，GV，
GW…電流制御補償回路、A1〜A6…加算器、
PH1，PH2，PH3…位相制御回路。
２図は第１図の装置の動作を説明するため、主回
路部分の等価回路図、第３図は第１図の装置の各
部電流波形図、第４図は、第１図の装置の動作を
説明するための電動機の回転速度Ｎと受電端の無
効電力QCCの関係図（和電流IT＝一定）、第５図は
同じくＮとQCCの関係図で、和電流ITを変化させ
た場合を各々示すものである。 BUS…３相交流電源の電線路、CAP…進相コ
ンデンサ、TR…電源トランス、CC…３相出力サ
イクロコンバータ本体、Ｍ…３相交流電動機（負
荷）、SS1，SS2，SS3…交直電力変換器（コンバ
ータ）、L1，L2，L3…直流リアクトル、CT1，
CT2，CT3…電流検出器、TCR…和電流指令回
路、CT，CU，CV，CW…比較器、GT，GU，GV，
GW…電流制御補償回路、A1〜A6…加算器、
PH1，PH2，PH3…位相制御回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 三相負荷に接続され少なくとも３台の交直電
力変換器（コンバータ）によつて三角結線された
循環電流式サイクロコンバータ本体と、当該三相
負荷に供給すべき電流を制御する負荷電流制御回
路と、前記各コンバータの出力電流の和を制御す
る和電流制御回路と、上記負荷電流制御回路及び
和電流制御回路からの出力信号に応じて各コンバ
ータの点弧位相を制御する位相制御回路とからな
る循環電流式サイクロコンバータ装置。 ２ 前記三相負荷は電動機負荷とし当該電動機の
回転速度に応じて前記和電流制御回路の和電流指
令値を調整し、前記サイクロコンバータの受電端
の無効電力がほぼ一定になるようにしたことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の循環電流式
サイクロコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14656183A JPS6039372A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 循環電流式サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14656183A JPS6039372A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 循環電流式サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6039372A JPS6039372A (ja) | 1985-03-01 |
| JPH033469B2 true JPH033469B2 (ja) | 1991-01-18 |
Family
ID=15410454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14656183A Granted JPS6039372A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 循環電流式サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6039372A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01206874A (ja) * | 1988-02-15 | 1989-08-21 | Toshiba Corp | サイクロコンバータの制御方法 |
-
1983
- 1983-08-12 JP JP14656183A patent/JPS6039372A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6039372A (ja) | 1985-03-01 |
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