JP3416041B2

JP3416041B2 - 電源装置

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Publication number: JP3416041B2
Application number: JP34644997A
Authority: JP
Inventors: 芳信糀
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1997-12-16
Filing date: 1997-12-16
Publication date: 2003-06-16
Anticipated expiration: 2017-12-16
Also published as: JPH11178348A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、電気車の補助電
源等として使用される電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１２は例えば平成９年電気学会全国大
会Ｓ１３−４「車両用補助電源装置の最新技術と動向」
の図１に記載された従来の電気車補助電源装置を示す回
路構成図である。図において、１は主変圧器（ＭＴ
ｒ）、２は主変圧器１からの交流電圧を直流に変換する
整流回路、３および４は整流回路２からの直流出力を平
滑化する平滑リアクトル（ＳＬ）および平滑コンデンサ
（ＦＣ）、５は平滑コンデンサ４の直流電圧を一定３相
交流電圧に変換して負荷６に供給するインバータであ
る。

【０００３】以上が補助電源装置の主回路構成である
が、次にその動作を説明する。電圧指令発生器７からの
電圧指令値Ｖ^＊と平滑コンデンサ４の電圧（直流リンク
電圧）Ｖ_２との偏差を減算器８で演算する。電圧コント
ローラ９はこの偏差を入力として電圧Ｖrefを出力し、
位相制御回路１０はこの電圧Ｖrefと電圧センサ１１か
らの交流電圧ｅ_１を加工して作成した搬送波との比較演
算から点弧位相信号を出力し、ゲート回路１２はこの点
弧位相信号を基に整流回路２のスイッチング素子にゲー
ト信号を送出する。以上のように、直流リンク電圧Ｖ_２
を一定とするため、その検出値と電圧指令値Ｖ^＊との偏
差を電圧コントローラ９で増幅し、その値に応じて整流
回路２の点弧位相角αを制御する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、インバータ
５は一定の交流電圧を出力するよう制御されるので、負
荷６が一定の場合、インバータ５の出力容量は一定とな
る。従って、このインバータ５を直流入力側から見ると
直流電力Ｐ＝Ｖ_２×Ｉ_２＝一定の負荷となる。換言する
と、直流入力側から見た場合、インバータ５は負性抵抗
負荷としての特性をもつ。即ち、例えば、何らかの原因
で直流リンク電圧Ｖ_２が上昇した場合には、直流電流Ｉ
_２は減少し、見掛けの抵抗値は増大する。逆に、直流リ
ンク電圧Ｖ_２が下降した場合には、直流電流Ｉ_２は増大
して見掛けの抵抗値は減少する。

【０００５】このように、インバータ５は負性抵抗負荷
として動作するので、従来の補助電源装置の如く、直流
リンク電圧Ｖ_２を固定された電圧指令値Ｖ^＊と等しくな
るように制御すると以下のような問題が発生する。即
ち、架線電圧の変動に応じて整流回路２の入力電圧ｅ_１
が過渡的に低下した場合、位相制御回路１０は点弧位相
角αを絞って直流リンク電圧Ｖ_２を維持しようと動作す
る。しかし、元々、交流電圧ｅ_１が低く点弧位相角α≒
０となっているとこの低下分を補償することができず直
流リンク電圧Ｖ_２がその分低下する。

【０００６】前述した通り、インバータ５は負性抵抗負
荷として動作するので、この直流リンク電圧Ｖ_２の低下
は直流電流Ｉ_２の増大を招き、これが更に電圧Ｖ_２を低
下させるという正帰還の不安定な動作となる。特に、直
流回路に、平滑リアクトル３（インダクタンスＬ_Ｓ）と
平滑コンデンサ４（キャパシタンスＣ_Ｆ）とが存在する
と、上記不安定な動作が起因となって周波数ｆ＝１／
（２π・√（Ｌ_Ｓ・Ｃ_Ｆ））で発振現象が発生し、安定
した制御動作を維持することができなくなる。

【０００７】この発明は以上のような問題点を解消する
ためになされたもので、整流回路の入力交流電圧が過渡
的に低下した場合にも、安定した制御動作が可能な電源
装置を得ることを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る電源装置
は、位相制御可能なスイッチング素子を有し交流電源の
交流電圧を直流電圧に変換する整流回路、この整流回路
からの直流出力を平滑化する平滑リアクトルおよび平滑
コンデンサ、上記平滑コンデンサの直流電圧を一定交流
電圧に変換して負荷に供給し直流側から見た抵抗特性が
負性となるインバータ、および電圧指令値と上記直流電
圧との偏差が零となるよう上記整流回路のスイッチング
素子の点弧位相を制御する制御回路を備えた電源装置に
おいて、上記交流電源の交流電圧を検出し、上記電圧指
令値を上記交流電圧に基づいて変化させる電圧指令値制
御手段を備え、該電圧指令値制御手段は、上記制御回路
が制御する上記スイッチング素子の点弧位相角が所定の
角度で一定となるように上記電圧指令値を変化させるも
のである。

【０００９】また、請求項２に係る電源装置は、請求項
１において、その電圧指令値制御手段は、交流電源の交
流電圧を検出する電圧検出器、この電圧検出器からの交
流出力を整流する整流器、この整流器からの出力を平滑
化する平滑回路、およびこの平滑回路からの出力に所定
のゲインＫ（０＜Ｋ＜１）を乗算して電圧指令値として
出力する乗算回路を備え、上記所定のゲインＫは上記ス
イッチング素子の上記所定の点弧位相角に基づいて決定
されるものである。

【００１０】また、請求項３に係る電源装置は、請求項
１において、その電圧指令値制御手段は、交流電源の交
流電圧を検出する電圧検出器、この電圧検出器からの交
流出力を整流する整流器、この整流器からの出力を平滑
化して電圧指令値として出力する平滑回路、上記整流器
と平滑回路との間に挿入されたアナログスイッチ回路、
上記電圧検出器からの交流出力の零点を検出するゼロク
ロス検出回路、およびこのゼロクロス検出回路による零
点検出毎に所定の遅延時間を経て上記アナログスイッチ
をオンさせる遅延回路を備え、上記所定の遅延時間は上
記スイッチング素子の上記所定の点弧位相角に基づいて
決定されるものである。

【００１１】また、請求項４に係る電源装置は、請求項
１において、その電圧指令値制御手段は、交流電源の交
流電圧を検出する電圧検出器、この電圧検出器からの交
流出力の瞬時値をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器、このＡ／Ｄ変換器からのディジタル信号を整流処理
した上、平均化処理し、更に定数Ｋ（０＜Ｋ＜１）の乗
算処理の演算を行う演算処理手段、およびこの演算処理
手段からのディジタル信号をアナログ信号に変換して電
圧指令値として出力するＤ／Ａ変換器を備え、上記定数
Ｋは上記スイッチング素子の上記所定の点弧位相角に基
づいて決定されるものである。

【００１２】また、請求項５に係る電源装置は、請求項
１において、その電圧指令値制御手段は、交流電源の交
流電圧を検出する電圧検出器、この電圧検出器からの交
流出力を整流する整流器、この整流器からの出力を平滑
化する平滑回路、この平滑回路からの出力をディジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換器、このＡ／Ｄ変換器からの
ディジタル信号と電圧指令値に相当するディジタル信号
との対応を記憶する記憶手段、この記憶手段からのディ
ジタル信号をアナログ信号に変換して電圧指令値として
出力するＤ／Ａ変換器を備えたものである。

【００１３】また、請求項６に係る電源装置は、請求項
１において、その整流回路を、ダイオード素子と位相制
御可能なスイッチング素子とを有する混合ブリッジ整流
回路とするとともに、電圧指令値制御手段は、入力端が
上記ダイオード素子の極間に接続され所定のゲインに設
定された絶縁アンプ、およびこの絶縁アンプの出力端か
らの出力を平滑化して電圧指令値として出力する平滑回
路を備え、上記所定のゲインは上記スイッチング素子の
上記所定の点弧位相角に基づいて決定されるものであ
る。

【００１４】また、請求項７に係る電源装置は、請求項
１ないし６のいずれかにおいて、その交流電源を単相電
源とし、電圧指令値と直流電圧との偏差を入力として動
作する電圧コントローラを備え、制御回路は、上記単相
電源の交流電圧を基に、この交流電圧から位相が９０゜
ずれかつ上記交流電圧の正また負の期間で極性が反転し
てなる搬送波を作成し、この搬送波と上記電圧コントロ
ーラの出力値とが一致する位相でスイッチング素子に点
弧信号を出力するようにしたものである。

【００１５】

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１における車両用補助電源
装置を示す回路構成図である。図において、１は架線の
高電圧（例えば新幹線ではＡＣ２５ＫＶ）を低圧（例え
ば４００Ｖ）に降圧する主変圧器、２はスイッチング素
子としてのサイリスタ素子とダイオード素子とからなる
混合ブリッジ整流回路で、主変圧器１からの交流電圧ｅ
_１を直流に変換する。３および４は整流回路２からの電
圧Ｖ_１を平滑化するリップル除去フィルタとしての平滑
リアクトルおよび平滑コンデンサ、５はトランジスタ素
子等で構成されるインバータで、平滑コンデンサ４の直
流電圧（直流リンク電圧）Ｖ_２を一定電圧の３相交流電
圧に変換して負荷６に供給する。

【００１６】８は後述する電圧指令値制御回路１６によ
り作成された電圧指令値Ｖ^＊と平滑コンデンサ４の電圧
Ｖ_２との偏差を演算する減算器、９は積分要素を含む電
圧コントローラで、減算器８からの偏差信号を入力とし
て出力電圧Ｖrefを作成する。１０は位相制御回路で、
電圧センサ１１からの交流電圧ｅ_１を基に後述する搬送
波を作成し、この搬送波と減算器８からの電圧Ｖrefと
から位相信号を出力する。１２は位相制御回路１０から
の位相信号に基づきゲート信号を作成して整流回路２の
サイリスタ素子へ送出する。

【００１７】次に、この発明の主要部である電圧指令値
制御回路１６および位相制御の動作について説明する。
図１で、１３は電圧センサ１１からの交流電圧ｅ_１を整
流する整流器、１４は整流器１３からの出力を平滑化す
る平滑回路、１５は平滑回路１４からの出力に所定のゲ
インＫ（０＜Ｋ＜１）を乗算する乗算回路である。そし
て、電圧センサ１１、整流器１３、平滑回路１４および
乗算回路１５により電圧指令値制御回路１６を構成す
る。

【００１８】ここで、ゲインＫとしては、例えば、点弧
位相角α＝２０゜に相当する値を採用する。即ち、波高
値をＥｍ、点弧位相角をαとしたときの交流電圧半波の
平均値Ｅｄは次式で表される。Ｅｄ＝Ｅｍ（１＋ｃｏｓα）／π 従って、ゲインＫとしては、Ｋ＝Ｅｄ(α＝２０゜)／Ｅｄ(α＝０゜)＝(１＋ｃｏｓ２
０゜)／２＝０．９７の値を設定する。

【００１９】図２は交流電圧ｅ_１が一定の定常状態にお
ける各部波形を示すタイミングチャートである。同図
（ａ）は、交流電圧ｅ_１、同図（ｂ）は位相制御動作を
示し、具体的には、搬送波と電圧コントローラ９の出力
電圧Ｖrefを示す。搬送波は電圧センサ１１からの交流
電圧ｅ_１を基に、図に示すように、この交流電圧ｅ_１か
ら位相が９０゜進みかつ交流電圧ｅ_１の負の期間で極性
が反転してなるものである。

【００２０】電圧コントローラ９は、整流回路２の出力
電圧Ｖ_１の平均値である直流リンク電圧Ｖ_２と電圧指令
値制御回路１６で作成した電圧指令値Ｖ^＊との偏差が零
となるようにその出力電圧Ｖrefを作成するので、結
局、図２（ｂ）に示すように、搬送波と電圧Ｖrefとが
一致する位相で決定される点弧位相角αが、この例では
２０゜となる。逆に、この点弧位相角αが２０゜となる
よう、上述した乗算回路１５のゲインＫを設定する訳で
ある。

【００２１】図２（ｃ）は位相αで点弧する整流回路２
の出力電圧Ｖ_１の波形、同図（ｄ）は出力電圧Ｖ_１を平
滑化した平滑コンデンサ４の直流リンク電圧Ｖ_２の波形
を示す。

【００２２】次に、交流電圧ｅ_１が低下していく場合の
動作を図３により説明する。同各図（ａ）〜（ｄ）の内
容は図２と同様である。図１に示す電圧指令値制御回路
１６においては、その出力の電圧指令値Ｖ^＊は交流電圧
ｅ_１に比例して追随する構成となっているので、図３
（ｂ）から判るように、搬送波が交流電圧ｅ_１の低下と
ともに低下するが、電圧コントローラ９からの出力電圧
Ｖrefも同様に低下し、結果として、両波形が一致する
位相から求まる点弧位相角αはほぼ一定の値を保つこと
になる。

【００２３】図示は省略するが、交流電圧ｅ_１が上昇し
た場合も同様に、点弧位相角αはほぼ一定値に保たれ
る。従って、交流電圧ｅ_１の過渡的な急下降等により直
流リンク電圧Ｖ_２が急激に低下しようとした場合にも、
出力電圧を増大させるための制御余裕角が確保されてい
る。即ち、この例では、点弧位相角をα＝２０゜から減
少させて出力電圧を急増させることができるので、即座
に出力電圧を上昇させ、従来技術で指摘した不安定動作
が解消される。

【００２４】実施の形態２．図４はこの発明の実施の形態２における補助電源装置を
示す回路構成図である。先の形態１と異なるのは、電圧
指令値Ｖ^＊を作成する電圧指令値制御回路２０の部分の
みであるので、以下、主としてこの部分の構成および動
作を中心に説明する。

【００２５】図において、１３は電圧センサ１１からの
交流電圧ｅ_１を整流する整流器、１４は後述するアナロ
グスイッチ回路１７を経た整流器１３からの出力を平滑
化する平滑回路である。１７は整流器１３と平滑回路１
４との間に挿入されたアナログスイッチ回路で、後述す
る遅延回路１９からの信号によってオンオフ動作する。
１８は電圧センサ１１からの交流電圧ｅ_１の零点を検出
するゼロクロス検出回路、１９は遅延回路で、ゼロクロ
ス検出回路１８による零点検出毎に所定のむだ時間（後
述するように、このむだ時間が点弧位相角αに相当する
時間となる）を経てアナログスイッチ回路１７をオンさ
せる。そして、電圧センサ１１、整流器１３、平滑回路
１４、アナログスイッチ回路１７、ゼロクロス検出回路
１８および遅延回路１９により電圧指令値制御回路２０
を構成する。

【００２６】図５は図４における各部の波形を示すもの
で、同図（ａ）は交流電圧ｅ_１、同図（ｂ）はアナログ
スイッチ回路１７の動作を示し、交流電圧ｅ_１の各零点
から時間α経過後、オン動作を行う。同図（ｃ）はアナ
ログスイッチ回路１７の出力で、この出力電圧を平滑回
路１４で平滑化した値を電圧指令値Ｖ^＊（同図（ｄ）参
照）として出力する。この出力Ｖ^＊は、交流電圧ｅ_１を
点弧位相角αで位相制御して得られる値と同等となる。
従って、同図（ｄ）〜（ｆ）にそれぞれ位相制御動作、
整流回路２の出力電圧Ｖ_１および平滑コンデンサ４の電
圧Ｖ_２を示すが、先の形態１で説明した図３（ｂ）〜
（ｄ）と同様となり、この部分の動作については説明を
省略する。

【００２７】このように、この発明の実施の形態２にお
いては、アナログスイッチ回路１７と遅延回路１９とを
有する電圧指令値制御回路２０により、交流電圧ｅ_１か
ら電圧指令値Ｖ^＊を得るようにしたので、位相制御角α
に相当する正確な電圧指令値を作成することができる。

【００２８】実施の形態３．図６はこの発明の実施の形態３における補助電源装置を
示す回路構成図である。同じく、先の形態例と異なる、
電圧指令値制御回路２４の部分を中心に説明する。図に
おいて、２１は電圧センサ１１からの交流電圧ｅ_１の瞬
時値をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器としての
Ａ／Ｄコンバータ、２２はマイクロコンピュータで構成
され、図７にその内部機能を示すように、Ａ／Ｄコンバ
ータ２１からのディジタル信号を整流処理２２Ａした
上、平均化処理２２Ｂし、更に、定数Ｋ（０＜Ｋ＜１）
の乗算処理２２Ｃを行う。２３は演算処理手段２２から
のディジタル信号をアナログ信号に変換して電圧指令値
Ｖ^＊として出力するＤ／Ａ変換器としてのＤ／Ａコンバ
ータである。そして、電圧センサ１１、Ａ／Ｄコンバー
タ２１、演算処理手段２２およびＤ／Ａコンバータ２３
により電圧指令値制御回路２４を構成する。

【００２９】この場合、すべてアナログ処理で行う実施
の形態１の場合と実質的に同等の電圧指令値Ｖ^＊を得る
ことができるので、以下の位相制御動作も先の形態１と
全く同様となる。但し、この形態３では、マイクロコン
ピュータを使用しているので、入力電圧に応じて点弧位
相角α（ここでは定数Ｋに反映される）を変更したり、
負荷条件により制御モードを変更する等フレキシブルな
対応が可能となり、システムに応じた最適制御が選択で
きるという利点がある。

【００３０】実施の形態４．図８はこの発明の実施の形態４における補助電源装置を
示す回路構成図である。同じく、先の形態例と異なる、
電圧指令値制御回路２６の部分を中心に説明する。図に
おいて、１３は電圧センサ１１からの交流電圧ｅ_１を整
流する整流器、１４は整流器１３からの出力を平滑化し
て平均電圧ｅ_ａを出力する平滑回路、２１は平滑回路１
４からの出力ｅ_ａをディジタル信号に変換するＡ／Ｄコ
ンバータ、２５はＡ／Ｄコンバータ２１からのディジタ
ル信号と電圧指令値に相当するディジタル信号との対応
を記憶する記憶手段としてのＲＯＭ、２３はＲＯＭ２５
からのディジタル信号をアナログ信号に変換し電圧指令
値Ｖ^＊として出力するＤ／Ａコンバータである。そし
て、電圧センサ１１、整流器１３、平滑回路１４、Ａ／
Ｄコンバータ２１、ＲＯＭ２５およびＤ／Ａコンバータ
２３により電圧指令値制御回路２６を構成する。

【００３１】図９は、ＲＯＭ２５に記憶された、その入
力値（平均電圧ｅ_ａ）と出力値（電圧指令値Ｖ^＊）との
対応関係を示す特性図である。図の実線で示す特性Ｓ１
がそれで、式Ｖ^＊＝（（１＋ｃｏｓα）／２）・ｅ_ａに相当する直線的比例部と、上端を制限するリミッタ部
とからなっている。このリミッタ部はインバータ５を過
電圧から保護するためのものである。なお、図中、点線
で示す特性Ｓ０は上式のα＝０に対応するものである。

【００３２】このように、平均電圧ｅ_ａと電圧指令値Ｖ
^＊との対応データをＲＯＭ２５に予め書き込んでおく構
成とすることにより、関連機器の仕様諸元が変わっても
この書き込みデータの変更で簡単に対応でき、また、図
９で例示したように、リミッタ特性等のバリエーション
も簡単に設定することができるという利点がある。

【００３３】実施の形態５．図１０はこの発明の実施の形態５における補助電源装置
を示す回路構成図である。同じく、先の形態例と異な
る、電圧指令値制御回路２８の部分を中心に説明する。
図において、２７はその入力端が整流回路２のダイオー
ド素子の極間に接続された絶縁アンプで、図１１（ｂ）
に示す、主回路とは電気的に絶縁された半波整流波形を
出力する。そして、この絶縁アンプ２７のゲインＫをＫ
＝（１＋ｃｏｓα）（但し、αは点弧制御角）と設定し
ておく。この絶縁アンプ２７からの出力を平滑回路１４
で平滑化することにより、電圧指令値Ｖ^＊を得る。即
ち、絶縁アンプ２７と平滑回路１４とで電圧指令値制御
回路２８を構成する。

【００３４】この実施の形態５においても、図１１に示
すように、交流電圧ｅ_１に比例した形の電圧指令値Ｖ^＊
が得られ、既述した通りの安定した制御動作が実現され
る。図１０に示す絶縁アンプ２７は、一般に、そのゲイ
ンＫを任意に設定可能な機能を備えているので、先の各
実施の形態の場合に比較して電圧指令値制御回路の構成
が極めて簡便になる利点がある。

【００３５】なお、各形態例では、整流回路２として混
合ブリッジ構成のものとしたが、実施の形態１〜４につ
いては、必ずしも、この方式による必要はなく、全サイ
リスタ素子の構成のものとしてもよい。また、各形態例
では、架線からの単相交流電源に基づく車両用補助電源
装置に適用した場合について説明したが、この発明は、
車両用に限らず、例えば、３相交流を電源とする電源装
置にも広く適用することができ同等の効果を奏する。

【００３６】

【発明の効果】以上のように、請求項１に係る電源装置
は、交流電源の交流電圧を検出し、上記電圧指令値を上
記交流電圧に基づいて変化させる電圧指令値制御手段を
備え、該電圧指令値制御手段は、上記制御回路が制御す
る上記スイッチング素子の点弧位相角が所定の角度で一
定となるように上記電圧指令値を変化させるので、常
に、一定量の制御余裕角が確保でき、交流電圧の過渡的
な急下降時等にも点弧位相角を進めて安定した制御動作
が可能となる。

【００３７】また、請求項２に係る電源装置の電圧指令
値制御手段は、交流電源の交流電圧を検出する電圧検出
器、この電圧検出器からの交流出力を整流する整流器、
この整流器からの出力を平滑化する平滑回路、およびこ
の平滑回路からの出力に所定のゲインＫ（０＜Ｋ＜１）
を乗算して電圧指令値として出力する乗算回路を備え、
上記所定のゲインＫは上記スイッチング素子の上記所定
の点弧位相角に基づいて決定されるので、一定量の制御
余裕角が確保できる電圧指令値制御を確実に実現するこ
とができる。

【００３８】また、請求項３に係る電源装置の電圧指令
値制御手段は、交流電源の交流電圧を検出する電圧検出
器、この電圧検出器からの交流出力を整流する整流器、
この整流器からの出力を平滑化して電圧指令値として出
力する平滑回路、上記整流器と平滑回路との間に挿入さ
れたアナログスイッチ回路、上記電圧検出器からの交流
出力の零点を検出するゼロクロス検出回路、およびこの
ゼロクロス検出回路による零点検出毎に所定の遅延時間
を経て上記アナログスイッチをオンさせる遅延回路を備
え、上記所定の遅延時間は上記スイッチング素子の上記
所定の点弧位相角に基づいて決定されるので、一定量の
制御余裕角が確保できる電圧指令値制御を確実に実現す
ることができる。

【００３９】また、請求項４に係る電源装置の電圧指令
値制御手段は、交流電源の交流電圧を検出する電圧検出
器、この電圧検出器からの交流出力の瞬時値をディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、このＡ／Ｄ変換器から
のディジタル信号を整流処理した上、平均化処理し、更
に定数Ｋ（０＜Ｋ＜１）の乗算処理の演算を行う演算処
理手段、およびこの演算処理手段からのディジタル信号
をアナログ信号に変換して電圧指令値として出力するＤ
／Ａ変換器を備え、上記定数Ｋは上記スイッチング素子
の上記所定の点弧位相角に基づいて決定されるので、一
定量の制御余裕角が確保できる電圧指令値制御を確実に
実現することができる。

【００４０】また、請求項５に係る電源装置の電圧指令
値制御手段は、交流電源の交流電圧を検出する電圧検出
器、この電圧検出器からの交流出力を整流する整流器、
この整流器からの出力を平滑化する平滑回路、この平滑
回路からの出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器、このＡ／Ｄ変換器からのディジタル信号と電圧指令
値に相当するディジタル信号との対応を記憶する記憶手
段、この記憶手段からのディジタル信号をアナログ信号
に変換して電圧指令値として出力するＤ／Ａ変換器を備
えたので、一定量の制御余裕角が確保できる電圧指令値
制御を確実に実現することができる。

【００４１】また、請求項６に係る電源装置は、その整
流回路を、ダイオード素子と位相制御可能なスイッチン
グ素子とを有する混合ブリッジ整流回路とするととも
に、電圧指令値制御手段は、入力端が上記ダイオード素
子の極間に接続され所定のゲインに設定された絶縁アン
プ、およびこの絶縁アンプの出力端からの出力を平滑化
して電圧指令値として出力する平滑回路を備え、上記所
定のゲインは上記スイッチング素子の上記所定の点弧位
相角に基づいて決定されるので、一定量の制御余裕角が
確保できる電圧指令値制御を確実に実現することができ
る。

【００４２】また、請求項７に係る電源装置は、その交
流電源を単相電源とし、電圧指令値と直流電圧との偏差
を入力として動作する電圧コントローラを備え、制御回
路は、上記単相電源の交流電圧を基に、この交流電圧か
ら位相が９０゜ずれかつ上記交流電圧の正また負の期間
で極性が反転してなる搬送波を作成し、この搬送波と上
記電圧コントローラの出力値とが一致する位相でスイッ
チング素子に点弧信号を出力するようにしたので、交流
電圧の変動と電圧指令値の変動とが相殺して制御位相角
一定の制御動作が簡便な構成で確実に得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１における車両用補助
電源装置を示す回路構成図である。

【図２】交流電圧ｅ_１が一定の定常状態における各部
波形を示すタイミングチャートである。

【図３】交流電圧ｅ_１が低下していく場合の各部波形
を示すタイミングチャートである。

【図４】この発明の実施の形態２における車両用補助
電源装置を示す回路構成図である。

【図５】交流電圧ｅ_１が低下していく場合の各部波形
を示すタイミングチャートである。

【図６】この発明の実施の形態３における車両用補助
電源装置を示す回路構成図である。

【図７】図６の演算処理手段２２の内部構成を示す図
である。

【図８】この発明の実施の形態４における車両用補助
電源装置を示す回路構成図である。

【図９】図８のＲＯＭ２５の記憶内容を説明する図で
ある。

【図１０】この発明の実施の形態５における車両用補
助電源装置を示す回路構成図である。

【図１１】交流電圧ｅ_１が低下していく場合の各部波
形を示すタイミングチャートである。

【図１２】従来の車両用補助電源装置を示す回路構成
図である。

【符号の説明】

２整流回路、５インバータ、６負荷、８減算
器、９電圧コントローラ、１０位相制御回路、１１
電圧センサ、１３整流器、１４平滑回路、１５
乗算回路、１６電圧指令値制御回路、１７アナログ
スイッチ回路、１８ゼロクロス検出回路、１９遅延
回路、２０電圧指令値制御回路、２１Ａ／Ｄコンバ
ータ、２２演算処理手段、２３Ｄ／Ａコンバータ、
２４電圧指令値制御回路、２５ＲＯＭ、２６電圧
指令値制御回路、２７絶縁アンプ、２８電圧指令値
制御回路、ｅ_１交流電圧、Ｖ_２直流リンク電圧、Ｖ
^＊電圧指令値。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】位相制御可能なスイッチング素子を有し
交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路、こ
の整流回路からの直流出力を平滑化する平滑リアクトル
および平滑コンデンサ、上記平滑コンデンサの直流電圧
を一定交流電圧に変換して負荷に供給し直流側から見た
抵抗特性が負性となるインバータ、および電圧指令値と
上記直流電圧との偏差が零となるよう上記整流回路のス
イッチング素子の点弧位相を制御する制御回路を備えた
電源装置において、上記交流電源の交流電圧を検出し、上記電圧指令値を上
記交流電圧に基づいて変化させる電圧指令値制御手段を
備え、該電圧指令値制御手段は、上記制御回路が制御す
る上記スイッチング素子の点弧位相角が所定の角度で一
定となるように上記電圧指令値を変化させることを特徴
とする電源装置。
【請求項２】電圧指令値制御手段は、交流電源の交流
電圧を検出する電圧検出器、この電圧検出器からの交流
出力を整流する整流器、この整流器からの出力を平滑化
する平滑回路、およびこの平滑回路からの出力に所定の
ゲインＫ（０＜Ｋ＜１）を乗算して電圧指令値として出
力する乗算回路を備え、上記所定のゲインＫは上記スイ
ッチング素子の上記所定の点弧位相角に基づいて決定さ
れることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】電圧指令値制御手段は、交流電源の交流
電圧を検出する電圧検出器、この電圧検出器からの交流
出力を整流する整流器、この整流器からの出力を平滑化
して電圧指令値として出力する平滑回路、上記整流器と
平滑回路との間に挿入されたアナログスイッチ回路、上
記電圧検出器からの交流出力の零点を検出するゼロクロ
ス検出回路、およびこのゼロクロス検出回路による零点
検出毎に所定の遅延時間を経て上記アナログスイッチを
オンさせる遅延回路を備え、上記所定の遅延時間は上記
スイッチング素子の上記所定の点弧位相角に基づいて決
定されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】電圧指令値制御手段は、交流電源の交流
電圧を検出する電圧検出器、この電圧検出器からの交流
出力の瞬時値をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器、このＡ／Ｄ変換器からのディジタル信号を整流処理
した上、平均化処理し、更に定数Ｋ（０＜Ｋ＜１）の乗
算処理の演算を行う演算処理手段、およびこの演算処理
手段からのディジタル信号をアナログ信号に変換して電
圧指令値として出力するＤ／Ａ変換器を備え、上記定数
Ｋは上記スイッチング素子の上記所定の点弧位相角に基
づいて決定されることを特徴とする請求項１記載の電源
装置。
【請求項５】電圧指令値制御手段は、交流電源の交流
電圧を検出する電圧検出器、この電圧検出器からの交流
出力を整流する整流器、この整流器からの出力を平滑化
する平滑回路、この平滑回路からの出力をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器、このＡ／Ｄ変換器からのデ
ィジタル信号と電圧指令値に相当するディジタル信号と
の対応を記憶する記憶手段、この記憶手段からのディジ
タル信号をアナログ信号に変換して電圧指令値として出
力するＤ／Ａ変換器を備えたことを特徴とする請求項１
記載の電源装置。
【請求項６】整流回路を、ダイオード素子と位相制御
可能なスイッチング素子とを有する混合ブリッジ整流回
路とするとともに、電圧指令値制御手段は、入力端が上
記ダイオード素子の極間に接続され所定のゲインに設定
された絶縁アンプ、およびこの絶縁アンプの出力端から
の出力を平滑化して電圧指令値として出力する平滑回路
を備え、上記所定のゲインは上記スイッチング素子の上
記所定の点弧位相角に基づいて決定されることを特徴と
する請求項１記載の電源装置。
【請求項７】交流電源を単相電源とし、電圧指令値と
直流電圧との偏差を入力として動作する電圧コントロー
ラを備え、制御回路は、上記単相電源の交流電圧を基
に、この交流電圧から位相が９０゜ずれかつ上記交流電
圧の正また負の期間で極性が反転してなる搬送波を作成
し、この搬送波と上記電圧コントローラの出力値とが一
致する位相でスイッチング素子に点弧信号を出力するよ
うにしたことを特徴とする請求項１ないし６のいずれか
に記載の電源装置。