JP2726356B2 - スイッチング電源形充電器 - Google Patents
スイッチング電源形充電器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は近年地球環境の見地より
開発されつつある電気自動車のバッテリー充電用に特に
適した急速充電が可能な小型軽量のスイッチング電源形
充電器に関するものである。
開発されつつある電気自動車のバッテリー充電用に特に
適した急速充電が可能な小型軽量のスイッチング電源形
充電器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の充電器は商用周波数電源トランス
を用いて交流入力電圧を所要電圧に変圧した後、サイリ
スタによる位相制御を行ってバッテリーに充電電圧を供
給するようにしている。図６は従来の充電器による充電
特性を示し、これによるとチャージアップまでは出力電
流（充電電流）Ｉ0を一定にして充電を行い、チャージ
アップ後は出力電圧Ｖ0が一定に移行する。したがっ
て、チャージアップまでは出力電流Ｉ0は一定である
が、出力電圧Ｖ0が変化するため、その出力電圧Ｖ0の変
化に従って出力電力Ｐ0（Ｐ0＝Ｖ0×Ｉ0）は大きく変化
する。出力電力Ｐ0が変化すると、充電器の交流入力電
流も同様のカーブで変化する。
を用いて交流入力電圧を所要電圧に変圧した後、サイリ
スタによる位相制御を行ってバッテリーに充電電圧を供
給するようにしている。図６は従来の充電器による充電
特性を示し、これによるとチャージアップまでは出力電
流（充電電流）Ｉ0を一定にして充電を行い、チャージ
アップ後は出力電圧Ｖ0が一定に移行する。したがっ
て、チャージアップまでは出力電流Ｉ0は一定である
が、出力電圧Ｖ0が変化するため、その出力電圧Ｖ0の変
化に従って出力電力Ｐ0（Ｐ0＝Ｖ0×Ｉ0）は大きく変化
する。出力電力Ｐ0が変化すると、充電器の交流入力電
流も同様のカーブで変化する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような特性を有す
る充電器を車に搭載する場合、交流入力用プラグとソケ
ットの電流容量が単相２００Ｖ系で最大３０Ａに規制さ
れているので、チャージアップ近傍に生じる入力電流の
ピーク値を前記定格値以下に押さえる必要がある。しか
しながら、この入力電流を押さえるには、充電中の出力
電流を減少して出力電圧Ｐ0を下げる必要があるので、
充電時間が長くなるという問題があった。また、この場
合、交流入力電圧の変動も考慮して入力電流を制限しな
ければならない。さらに、従来の充電器は商用周波数電
源トランスを用いているため、大型で重量が重いという
問題があった。本発明はかかる問題点に鑑みてなされた
もので、充電時間が短くて急速充電が可能な小型軽量の
スイッチング電源形充電器を提供することを目的とする
ものである。
る充電器を車に搭載する場合、交流入力用プラグとソケ
ットの電流容量が単相２００Ｖ系で最大３０Ａに規制さ
れているので、チャージアップ近傍に生じる入力電流の
ピーク値を前記定格値以下に押さえる必要がある。しか
しながら、この入力電流を押さえるには、充電中の出力
電流を減少して出力電圧Ｐ0を下げる必要があるので、
充電時間が長くなるという問題があった。また、この場
合、交流入力電圧の変動も考慮して入力電流を制限しな
ければならない。さらに、従来の充電器は商用周波数電
源トランスを用いているため、大型で重量が重いという
問題があった。本発明はかかる問題点に鑑みてなされた
もので、充電時間が短くて急速充電が可能な小型軽量の
スイッチング電源形充電器を提供することを目的とする
ものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明は、入力電流が交流入力用プラグ及びソケッ
トの定格値一杯になるように出力電力を一定にする定電
力制御を行い、また、入力電圧を最大限利用するために
交流入力電圧の変動に対し出力電流を変化させる制御を
行うものである。
め、本発明は、入力電流が交流入力用プラグ及びソケッ
トの定格値一杯になるように出力電力を一定にする定電
力制御を行い、また、入力電圧を最大限利用するために
交流入力電圧の変動に対し出力電流を変化させる制御を
行うものである。
【０００５】すなわち、第１発明は、交流入力電圧を整
流平滑して得られる直流電圧を高周波スイッチング回路
でスイッチングして高周波パルス電圧を形成し、この高
周波パルス電圧を高周波トランスにより所要電圧に変圧
してさらに整流平滑することにより得られる直流出力電
圧を負荷電池に供給する電源回路と、充電中の出力電流
に比例した電圧信号を比較基準電圧と比較してその差の
反転増幅値に応じたパルス幅のスイッチングパルス信号
を前記高周波スイッチング回路に出力することにより定
電流制御を行う定電圧定電流制御回路と、負荷への充電
中に交流入力側の入力電圧を検出し、この入力電圧の検
出値に基づいて、その入力電圧の検出値に定格入力電流
を乗じた入力電力の、定格入力電流に最低定格入力電圧
を乗じた定格入力電力に対する倍率に等しい倍率の出力
電流になるように、前記定電圧定電流制御回路の比較基
準電圧を制御する比較基準電圧制御回路と、から構成し
たものである。
流平滑して得られる直流電圧を高周波スイッチング回路
でスイッチングして高周波パルス電圧を形成し、この高
周波パルス電圧を高周波トランスにより所要電圧に変圧
してさらに整流平滑することにより得られる直流出力電
圧を負荷電池に供給する電源回路と、充電中の出力電流
に比例した電圧信号を比較基準電圧と比較してその差の
反転増幅値に応じたパルス幅のスイッチングパルス信号
を前記高周波スイッチング回路に出力することにより定
電流制御を行う定電圧定電流制御回路と、負荷への充電
中に交流入力側の入力電圧を検出し、この入力電圧の検
出値に基づいて、その入力電圧の検出値に定格入力電流
を乗じた入力電力の、定格入力電流に最低定格入力電圧
を乗じた定格入力電力に対する倍率に等しい倍率の出力
電流になるように、前記定電圧定電流制御回路の比較基
準電圧を制御する比較基準電圧制御回路と、から構成し
たものである。
【０００６】さらに、第２発明は、交流入力電圧を整流
平滑して得られる直流電圧を高周波スイッチング回路で
スイッチングして高周波パルス電圧を形成し、この高周
波パルス電圧を高周波トランスにより所要電圧に変圧し
てさらに整流平滑することにより得られる直流出力電圧
を負荷電池に供給する電源回路と、充電中の出力電流に
比例した電圧信号を比較基準電圧と比較してその差の反
転増幅値に応じたパルス幅のスイッチングパルス信号を
前記高周波スイッチング回路に出力することにより定電
流制御を行う定電圧定電流制御回路と、負荷電池への充
電中に出力電圧及び交流入力側の入力電圧を検出し、こ
の出力電圧と入力電圧に基づいて、交流入力側の最低定
格入力電圧と定格入力電流で規制される一定の出力電力
になるように、かつ、前記入力電圧の検出値に定格入力
電流を乗じた入力電力の、定格入力電流に最低定格入力
電圧を乗じた定格入力電力に対する倍率に等しい倍率の
出力電流になるように、前記定電圧定電流制御回路の比
較基準電圧を制御する比較基準電圧制御回路と、から構
成したものである。
平滑して得られる直流電圧を高周波スイッチング回路で
スイッチングして高周波パルス電圧を形成し、この高周
波パルス電圧を高周波トランスにより所要電圧に変圧し
てさらに整流平滑することにより得られる直流出力電圧
を負荷電池に供給する電源回路と、充電中の出力電流に
比例した電圧信号を比較基準電圧と比較してその差の反
転増幅値に応じたパルス幅のスイッチングパルス信号を
前記高周波スイッチング回路に出力することにより定電
流制御を行う定電圧定電流制御回路と、負荷電池への充
電中に出力電圧及び交流入力側の入力電圧を検出し、こ
の出力電圧と入力電圧に基づいて、交流入力側の最低定
格入力電圧と定格入力電流で規制される一定の出力電力
になるように、かつ、前記入力電圧の検出値に定格入力
電流を乗じた入力電力の、定格入力電流に最低定格入力
電圧を乗じた定格入力電力に対する倍率に等しい倍率の
出力電流になるように、前記定電圧定電流制御回路の比
較基準電圧を制御する比較基準電圧制御回路と、から構
成したものである。
【０００７】
【作用】前記第１発明の構成によれば、比較基準電圧制
御回路は、入力電圧の変動倍率に応じた倍率の出力電流
と出力電圧になるように、定電圧定電流制御回路の比較
基準電圧を制御する。したがって、入力電圧が上昇すれ
ば、それだけ出力電流及び出力電圧が増加されるので、
急速に充電される。第２発明の構成によれば、第１発明
の作用に加え、比較基準電圧制御回路は、出力電力が交
流入力側の最低定格入力電圧と定格入力電流で規制され
る一定電力になるように、定電圧定電流制御回路の比較
基準電圧を制御する。したがって、充電初期には定格入
力電流一杯まで出力電流が引き上げられて定電力制御さ
れるので、充電時間がさらに急速化される。
御回路は、入力電圧の変動倍率に応じた倍率の出力電流
と出力電圧になるように、定電圧定電流制御回路の比較
基準電圧を制御する。したがって、入力電圧が上昇すれ
ば、それだけ出力電流及び出力電圧が増加されるので、
急速に充電される。第２発明の構成によれば、第１発明
の作用に加え、比較基準電圧制御回路は、出力電力が交
流入力側の最低定格入力電圧と定格入力電流で規制され
る一定電力になるように、定電圧定電流制御回路の比較
基準電圧を制御する。したがって、充電初期には定格入
力電流一杯まで出力電流が引き上げられて定電力制御さ
れるので、充電時間がさらに急速化される。
【０００８】
【実施例】次に、本発明の実施例を図面に従って説明す
る。図１は本発明に係るスイッチング電源形充電器のブ
ロック図を示す。図において、１は交流電源、２，３は
交流入力電圧をそれぞれ整流、平滑して直流電圧を得る
整流素子と平滑コンデンサ、４は直流電圧をスイッチン
グする高周波スイッチング回路であり、これらにより高
周波トランス５の１次側主回路が構成されている。高周
波トランス５の２次側主回路は、高周波整流ダイオード
６と、チョークコイル７及び平滑コンデンサ８からなる
平滑回路９とで構成され、負荷電池１０に直流出力電圧
Ｖ0を供給するようになっている。
る。図１は本発明に係るスイッチング電源形充電器のブ
ロック図を示す。図において、１は交流電源、２，３は
交流入力電圧をそれぞれ整流、平滑して直流電圧を得る
整流素子と平滑コンデンサ、４は直流電圧をスイッチン
グする高周波スイッチング回路であり、これらにより高
周波トランス５の１次側主回路が構成されている。高周
波トランス５の２次側主回路は、高周波整流ダイオード
６と、チョークコイル７及び平滑コンデンサ８からなる
平滑回路９とで構成され、負荷電池１０に直流出力電圧
Ｖ0を供給するようになっている。
【０００９】２次側主回路に流れる出力電流は、出力電
流検出用抵抗１１を介して検出されて定電圧定電流制御
回路１２のＩＳ端子に入力され、また出力電圧Ｖ0はＡ
点で検出されて定電圧定電流制御回路１２のＶＳ端子に
印加されるとともに、絶縁形増幅器１３の入力端子に印
加されている。絶縁形増幅器１３の出力端子はマイクロ
コンピュータ１４のＡ／Ｄポートに接続され、マイクロ
コンピュータ１４の出力ポートはパルス変換器１５及び
Ｄ／Ａ変換器１６を介して加算器１７の第１入力端子に
接続されている。なお、本実施例は電気自動車に適用さ
れる充電器であってバッテリ電圧が２００Ｖと高いの
で、前記絶縁形増幅器１３及びＤ／Ａ変換器１６には、
高電圧の主回路側とマイクロコンピュータ側とを絶縁し
てマイクロコンピュータ１４の動作を安全かつ安定にす
るために、フォトカプラが使用されている。低電圧のバ
ッテリ充電用としては、絶縁をしないで直接接続するよ
うにしてもよい。
流検出用抵抗１１を介して検出されて定電圧定電流制御
回路１２のＩＳ端子に入力され、また出力電圧Ｖ0はＡ
点で検出されて定電圧定電流制御回路１２のＶＳ端子に
印加されるとともに、絶縁形増幅器１３の入力端子に印
加されている。絶縁形増幅器１３の出力端子はマイクロ
コンピュータ１４のＡ／Ｄポートに接続され、マイクロ
コンピュータ１４の出力ポートはパルス変換器１５及び
Ｄ／Ａ変換器１６を介して加算器１７の第１入力端子に
接続されている。なお、本実施例は電気自動車に適用さ
れる充電器であってバッテリ電圧が２００Ｖと高いの
で、前記絶縁形増幅器１３及びＤ／Ａ変換器１６には、
高電圧の主回路側とマイクロコンピュータ側とを絶縁し
てマイクロコンピュータ１４の動作を安全かつ安定にす
るために、フォトカプラが使用されている。低電圧のバ
ッテリ充電用としては、絶縁をしないで直接接続するよ
うにしてもよい。
【００１０】一方、前記１次側主回路の平滑コンデンサ
３には、補助高周波スイッチング回路１８を含む副回路
が接続され、この副回路は補助高周波トランス１９の１
次側回路となっている。また補助高周波トランス１９の
２次側の一方の巻線には整流平滑回路２０を介して加算
器１７の第２入力端子に接続されている。また、補助高
周波トランス１９の２次側の他方の巻線には補助電源回
路２１が接続され、この補助電源回路２１により得られ
た定電圧Ｖｃｃは各制御回路に供給されるようになって
いる。加算器１７の第３入力端子は定電圧定電流制御回
路１２に接続されている。なお、前記絶縁形増幅器１３
から加算器１７まで、及び補助高周波スイッチング回路
１８から加算器１７までは、前記定電圧定電流制御回路
１２の比較基準電圧を制御する比較基準電圧制御回路２
２を構成している。定電圧定電流制御回路１２のＶｐ出
力端子は、駆動トランス２２及びゲート駆動回路２３を
介して前記高周波スイッチング回路４のゲート端子に接
続されている。
３には、補助高周波スイッチング回路１８を含む副回路
が接続され、この副回路は補助高周波トランス１９の１
次側回路となっている。また補助高周波トランス１９の
２次側の一方の巻線には整流平滑回路２０を介して加算
器１７の第２入力端子に接続されている。また、補助高
周波トランス１９の２次側の他方の巻線には補助電源回
路２１が接続され、この補助電源回路２１により得られ
た定電圧Ｖｃｃは各制御回路に供給されるようになって
いる。加算器１７の第３入力端子は定電圧定電流制御回
路１２に接続されている。なお、前記絶縁形増幅器１３
から加算器１７まで、及び補助高周波スイッチング回路
１８から加算器１７までは、前記定電圧定電流制御回路
１２の比較基準電圧を制御する比較基準電圧制御回路２
２を構成している。定電圧定電流制御回路１２のＶｐ出
力端子は、駆動トランス２２及びゲート駆動回路２３を
介して前記高周波スイッチング回路４のゲート端子に接
続されている。
【００１１】前記Ｄ／Ａ変換器１６、整流平滑回路２０
及び定電圧定電流制御回路１２をさらに、図２に従って
説明する。Ｄ／Ａ変換器１６は、発光ダイオード２５ａ
及びフォトトランジスタ２５ｂからなるフォトカプラ２
６と、抵抗２７と、コンデンサ２８と、抵抗２９から構
成されている。フォトトカプラ２６の発光ダイオード２
５ａはパルス変換器１５に接続され、またそのフォトト
ランジスタ２５ｂは抵抗２７及びコンデンサ２８ととも
に前記補助電源回路２０からの定電圧Ｖｃｃに直列に接
続され、抵抗２７とコンデンサ２８の中点は抵抗２９を
介して加算器１７の第１入力端子に接続されている。こ
のＤ／Ａ変換器１６では、マイクロコンピュータ１４よ
りパルス変換器１５を介して出力される制御パルス信号
が発光ダイオード２５ａを流れることにより、フォトト
ランジスタ２５ｂに前記制御パルス信号に応じたパルス
電流が流れ、このパルス電流が抵抗２７及びコンデンサ
２８により平均値電圧化される結果、抵抗２９を介して
前記マイクロコンピュータ１４からの制御パルス信号に
応じた電流Ｉ1が加算器１７の第１入力端子に入力され
るようになっている。
及び定電圧定電流制御回路１２をさらに、図２に従って
説明する。Ｄ／Ａ変換器１６は、発光ダイオード２５ａ
及びフォトトランジスタ２５ｂからなるフォトカプラ２
６と、抵抗２７と、コンデンサ２８と、抵抗２９から構
成されている。フォトトカプラ２６の発光ダイオード２
５ａはパルス変換器１５に接続され、またそのフォトト
ランジスタ２５ｂは抵抗２７及びコンデンサ２８ととも
に前記補助電源回路２０からの定電圧Ｖｃｃに直列に接
続され、抵抗２７とコンデンサ２８の中点は抵抗２９を
介して加算器１７の第１入力端子に接続されている。こ
のＤ／Ａ変換器１６では、マイクロコンピュータ１４よ
りパルス変換器１５を介して出力される制御パルス信号
が発光ダイオード２５ａを流れることにより、フォトト
ランジスタ２５ｂに前記制御パルス信号に応じたパルス
電流が流れ、このパルス電流が抵抗２７及びコンデンサ
２８により平均値電圧化される結果、抵抗２９を介して
前記マイクロコンピュータ１４からの制御パルス信号に
応じた電流Ｉ1が加算器１７の第１入力端子に入力され
るようになっている。
【００１２】整流平滑回路２０は、補助高周波トランス
１９の２次側に接続された高周波ダイオード３０と平滑
コンデンサ３１から構成され、これらにより整流平滑し
た、交流入力電圧に比例した直流電流Ｉ2を加算器１７
の第２入力端子に入力するようになっている。定電圧定
電流制御回路１２は、スイッチングレギュレータコント
ロールＩＣ（例えば４９４タイプ）３３を含む回路であ
り、そのスイッチングレギュレータコントロールＩＣ
（以下、単に制御ＩＣという。）３３は基準電圧Ｖｒｅ
ｆと発振器を内蔵している。この制御ＩＣ３３の基準電
圧Ｖｒｅｆは抵抗３４と、加算器１７の加算点Ｐ及び抵
抗３５を介して接地されるとともに、抵抗及３６び抵抗
３７を介して前記出力電流検出用抵抗１１のプラス側に
接続されている。また、抵抗３４と加算点Ｐの間の中点
は制御ＩＣ３３のプラス側端子に接続され、抵抗３６及
び抵抗３７の間の中点は制御ＩＣ３３のマイナス側に接
続されている。制御ＩＣ３３の出力端子は、駆動トラン
ス２３の１次側に設けられたトランジスタ３８のベース
に接続されている。
１９の２次側に接続された高周波ダイオード３０と平滑
コンデンサ３１から構成され、これらにより整流平滑し
た、交流入力電圧に比例した直流電流Ｉ2を加算器１７
の第２入力端子に入力するようになっている。定電圧定
電流制御回路１２は、スイッチングレギュレータコント
ロールＩＣ（例えば４９４タイプ）３３を含む回路であ
り、そのスイッチングレギュレータコントロールＩＣ
（以下、単に制御ＩＣという。）３３は基準電圧Ｖｒｅ
ｆと発振器を内蔵している。この制御ＩＣ３３の基準電
圧Ｖｒｅｆは抵抗３４と、加算器１７の加算点Ｐ及び抵
抗３５を介して接地されるとともに、抵抗及３６び抵抗
３７を介して前記出力電流検出用抵抗１１のプラス側に
接続されている。また、抵抗３４と加算点Ｐの間の中点
は制御ＩＣ３３のプラス側端子に接続され、抵抗３６及
び抵抗３７の間の中点は制御ＩＣ３３のマイナス側に接
続されている。制御ＩＣ３３の出力端子は、駆動トラン
ス２３の１次側に設けられたトランジスタ３８のベース
に接続されている。
【００１３】以上の構成からなるスイッチング電源形充
電器において、交流電源１の商用交流入力電圧は整流素
子２及び平滑コンデンサ３で整流，平滑されて直流電圧
となり、この直流電圧は高周波スイッチング回路４によ
りスイッチングされて高周波パルス電圧となる。この高
周波パルス電圧は高周波トランス５により２次側の負荷
電池１０に応じた電圧に変圧され、高周波整流ダイオー
ド６で直流に変換されるとともに、平滑回路９でリップ
ルの少ない直流電圧に平滑されて負荷電池１０に供給さ
れる。
電器において、交流電源１の商用交流入力電圧は整流素
子２及び平滑コンデンサ３で整流，平滑されて直流電圧
となり、この直流電圧は高周波スイッチング回路４によ
りスイッチングされて高周波パルス電圧となる。この高
周波パルス電圧は高周波トランス５により２次側の負荷
電池１０に応じた電圧に変圧され、高周波整流ダイオー
ド６で直流に変換されるとともに、平滑回路９でリップ
ルの少ない直流電圧に平滑されて負荷電池１０に供給さ
れる。
【００１４】以下、空の負荷電池１０が満充電されるま
での過程を順に説明する。負荷電池１０は空状態であっ
ても無負荷であればほぼ定格に近い電位を有しているた
め、充電が開始されたＴ1時点においては、負荷端は図
５のＶ01レベルの電位に上昇する。このときのＡ点にお
ける出力電圧Ｖ0は絶縁増幅器１３で比例低減されてマ
イクロコンピュータ１４のＡ／Ｄポートに入力される。
マイクロコンピュータ１４は、所定の出力電力Ｐ0（Ｐ0
＝Ｖ0Ｉ0）が得られるように、Ｖ01に対するＩ01を設定
して、このＩ01に対応する図３に示すような制御パルス
信号をパルス変換器１５を介して出力する。この制御パ
ルス信号はＤ／Ａ変換器１６により平均値電圧化してア
ナログ電圧に変換される。この結果、Ｄ／Ａ変換器１６
のコンデンサ２８に前記制御パルス信号に応じた電位
（Ｖ２８）が生じる。
での過程を順に説明する。負荷電池１０は空状態であっ
ても無負荷であればほぼ定格に近い電位を有しているた
め、充電が開始されたＴ1時点においては、負荷端は図
５のＶ01レベルの電位に上昇する。このときのＡ点にお
ける出力電圧Ｖ0は絶縁増幅器１３で比例低減されてマ
イクロコンピュータ１４のＡ／Ｄポートに入力される。
マイクロコンピュータ１４は、所定の出力電力Ｐ0（Ｐ0
＝Ｖ0Ｉ0）が得られるように、Ｖ01に対するＩ01を設定
して、このＩ01に対応する図３に示すような制御パルス
信号をパルス変換器１５を介して出力する。この制御パ
ルス信号はＤ／Ａ変換器１６により平均値電圧化してア
ナログ電圧に変換される。この結果、Ｄ／Ａ変換器１６
のコンデンサ２８に前記制御パルス信号に応じた電位
（Ｖ２８）が生じる。
【００１５】このようにして、充電過程中に図５に示す
ようにＴ1〜Ｔ9時点において出力電圧を順次９ポイント
検出し、出力電力Ｐ0が一定になるように各出力電圧Ｖ
01〜Ｖ09に応じて制御パルス信号を出力するので、Ｄ／
Ａ変換器１６のコンデンサ２８にはそれらの制御パルス
信号に応じた電位（Ｖ２８）が順次発生する。充電され
るにつれて出力電圧Ｖ0は図５に示すように上昇してゆ
くので、制御パルス信号は図３に示すようにデューティ
比率が少なくなる。この結果、コンデンサ２８の電位
（Ｖ２８）は順次低下し、Ｔ9時点においては零ボルト
となる。なお、検出時点は９ポイントに限らず、それ以
上に細かくすることができる。
ようにＴ1〜Ｔ9時点において出力電圧を順次９ポイント
検出し、出力電力Ｐ0が一定になるように各出力電圧Ｖ
01〜Ｖ09に応じて制御パルス信号を出力するので、Ｄ／
Ａ変換器１６のコンデンサ２８にはそれらの制御パルス
信号に応じた電位（Ｖ２８）が順次発生する。充電され
るにつれて出力電圧Ｖ0は図５に示すように上昇してゆ
くので、制御パルス信号は図３に示すようにデューティ
比率が少なくなる。この結果、コンデンサ２８の電位
（Ｖ２８）は順次低下し、Ｔ9時点においては零ボルト
となる。なお、検出時点は９ポイントに限らず、それ以
上に細かくすることができる。
【００１６】一方、補助高周波トランス１９の２次側の
整流平滑回路２１の平滑コンデンサ３１には、交流電源
１の交流入力電圧に比例した直流電圧（Ｖ３１）が生じ
る。交流定格入力電流を仮にソケット容量の３０Ａ一定
とすると、入力電圧の変動により入力電力及びその倍率
は表１の通り変化する。
整流平滑回路２１の平滑コンデンサ３１には、交流電源
１の交流入力電圧に比例した直流電圧（Ｖ３１）が生じ
る。交流定格入力電流を仮にソケット容量の３０Ａ一定
とすると、入力電圧の変動により入力電力及びその倍率
は表１の通り変化する。
【表１】 交流入力電流（Ａ） ３０ ３０ ３０ 交流入力電圧（Ｖ） １８０ ２００ ２２０ 交流入力電力（ＶＡ） ５４００ ６０００ ６６００ 倍率 １ １．１１ １．２２ また、出力電力と入力電力の間には、 出力電力（Ｐ0）＝入力電力（ＰＩ）×効率（η）×力
率（Ｐｆ） の関係がある。これは、入力電圧が高い程大きな出力電
力を得ることができ、早く充電できることを意味する。
なお、抵抗３２の抵抗値Ｒ３２は、図４に示すように、
入力電圧の変動に対して表１の倍率だけ出力電流が変化
するように、定められている。
率（Ｐｆ） の関係がある。これは、入力電圧が高い程大きな出力電
力を得ることができ、早く充電できることを意味する。
なお、抵抗３２の抵抗値Ｒ３２は、図４に示すように、
入力電圧の変動に対して表１の倍率だけ出力電流が変化
するように、定められている。
【００１７】したがって、加算器１７には、Ｄ／Ａ変換
器１６のコンデンサ２８より抵抗２９を介して流れる、
制御パルス信号に応じた電流Ｉ1と、直流平滑回路２１
の平滑コンデンサ３１より抵抗３２を介して流れる、交
流入力電圧に比例した電流Ｉ2と、制御ＩＣ３３の基準
電圧Ｖｒｅｆ端子より抵抗３４（その抵抗値をＲ３４で
表す。）を介して流れるバイアス電流Ｉ3とが、加算点
Ｐにおいて合流し、抵抗３５（その抵抗値をＲ３５で表
す。）を介してＩ4なる電流が流れる。これらの電流の
間には、次の関係式が成立する。 Ｉ4＝Ｉ1＋Ｉ2＋Ｉ3 …（１） Ｉ3＝Ｖｒｅｆ／（Ｒ３４＋Ｒ３５） …（２）
器１６のコンデンサ２８より抵抗２９を介して流れる、
制御パルス信号に応じた電流Ｉ1と、直流平滑回路２１
の平滑コンデンサ３１より抵抗３２を介して流れる、交
流入力電圧に比例した電流Ｉ2と、制御ＩＣ３３の基準
電圧Ｖｒｅｆ端子より抵抗３４（その抵抗値をＲ３４で
表す。）を介して流れるバイアス電流Ｉ3とが、加算点
Ｐにおいて合流し、抵抗３５（その抵抗値をＲ３５で表
す。）を介してＩ4なる電流が流れる。これらの電流の
間には、次の関係式が成立する。 Ｉ4＝Ｉ1＋Ｉ2＋Ｉ3 …（１） Ｉ3＝Ｖｒｅｆ／（Ｒ３４＋Ｒ３５） …（２）
【００１８】制御ＩＣ３３のプラス側入力端子にはＩ4
とＲ３５を掛けた比較基準電圧（Ｖ３５）が入力され、
マイナス側入力端子には、出力電流検出用抵抗１１の電
圧降下分（Ｖ１１）と、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗３６と
抵抗３７で分圧した抵抗３６の電圧降下分（Ｖ３６）と
が足し合わされた電圧が入力される。制御ＩＣ３３は、
プラス側入力端子の比較基準電圧（Ｖ３５）に対しマイ
ナス側入力端子の電圧が高くなれば、反転増幅器として
作用し、その出力端子より高周波スイッチング回路４に
出力するスイッチング用パルス信号のパルス幅を狭め、
逆にマイナス側入力端子の電圧が低くなればそのパルス
幅を広げる。
とＲ３５を掛けた比較基準電圧（Ｖ３５）が入力され、
マイナス側入力端子には、出力電流検出用抵抗１１の電
圧降下分（Ｖ１１）と、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗３６と
抵抗３７で分圧した抵抗３６の電圧降下分（Ｖ３６）と
が足し合わされた電圧が入力される。制御ＩＣ３３は、
プラス側入力端子の比較基準電圧（Ｖ３５）に対しマイ
ナス側入力端子の電圧が高くなれば、反転増幅器として
作用し、その出力端子より高周波スイッチング回路４に
出力するスイッチング用パルス信号のパルス幅を狭め、
逆にマイナス側入力端子の電圧が低くなればそのパルス
幅を広げる。
【００１９】いま充電開始により出力電圧Ｖ0が高くな
ったとすると、Ｖ２８が下がってＩ1が減少し、Ｉ4が減
少して制御ＩＣ３３のプラス側入力端子に印加される比
較基準電圧（Ｖ３５）がマイナス側入力端子の電圧より
低下する結果、制御ＩＣ３３より出力されるスイッチン
グ用パルス信号のパルス幅が狭まり、高周波トランス５
の２次側の出力電圧が低下して出力電流Ｉ0が減少す
る。このように、出力電圧Ｖ0が高くなる（図３のＴ1か
らＴ9に移行する）につれ、出力電流Ｉ0が減少し、出力
電力Ｐ0は一定に維持される。そして、Ｔ9時点において
完全充電となると、図１の定電圧定電流制御回路１２の
Ｖｓ入力端子に加えられる定電圧用検出電圧で定電圧領
域に移行する。
ったとすると、Ｖ２８が下がってＩ1が減少し、Ｉ4が減
少して制御ＩＣ３３のプラス側入力端子に印加される比
較基準電圧（Ｖ３５）がマイナス側入力端子の電圧より
低下する結果、制御ＩＣ３３より出力されるスイッチン
グ用パルス信号のパルス幅が狭まり、高周波トランス５
の２次側の出力電圧が低下して出力電流Ｉ0が減少す
る。このように、出力電圧Ｖ0が高くなる（図３のＴ1か
らＴ9に移行する）につれ、出力電流Ｉ0が減少し、出力
電力Ｐ0は一定に維持される。そして、Ｔ9時点において
完全充電となると、図１の定電圧定電流制御回路１２の
Ｖｓ入力端子に加えられる定電圧用検出電圧で定電圧領
域に移行する。
【００２０】次に、交流入力電圧が上昇したとすれば、
補助高周波トランス１９を通した平滑コンデンサ３１の
直流出力（Ｖ３１）が上昇してＩ2が増加し、Ｉ4が増加
して制御ＩＣ３３のプラス側入力端子に印加される比較
基準電圧（Ｖ３５）が高くなる結果、制御ＩＣ３３より
出力されるスイッチング用パルス信号のパルス幅が広が
り、高周波トランス５の２次側の出力電圧が上昇して、
出力電流Ｉ0が上昇する。この出力電流Ｉ0の上昇によ
り、出力電力Ｐ0も上昇する。
補助高周波トランス１９を通した平滑コンデンサ３１の
直流出力（Ｖ３１）が上昇してＩ2が増加し、Ｉ4が増加
して制御ＩＣ３３のプラス側入力端子に印加される比較
基準電圧（Ｖ３５）が高くなる結果、制御ＩＣ３３より
出力されるスイッチング用パルス信号のパルス幅が広が
り、高周波トランス５の２次側の出力電圧が上昇して、
出力電流Ｉ0が上昇する。この出力電流Ｉ0の上昇によ
り、出力電力Ｐ0も上昇する。
【００２１】なお、前記実施例では、比較基準電圧制御
回路２２を、充電中に出力電力が一定となるように比較
基準電圧を低下させる回路（絶縁形増幅器１３から加算
器１７までの回路）と、交流入電圧が高くなると出力電
流及び出力電力が増加するように比較基準電圧を制御す
る回路（補助高周波スイッチング回路１８から加算器１
７まで）とで構成したが、いずれか一方の回路のみで構
成してもよい。
回路２２を、充電中に出力電力が一定となるように比較
基準電圧を低下させる回路（絶縁形増幅器１３から加算
器１７までの回路）と、交流入電圧が高くなると出力電
流及び出力電力が増加するように比較基準電圧を制御す
る回路（補助高周波スイッチング回路１８から加算器１
７まで）とで構成したが、いずれか一方の回路のみで構
成してもよい。
【００２２】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、請求項
１の第１発明によれば、入力電圧の上昇に応じて出力電
流及び出力電力も増加されるので、急速充電が可能とな
る。さらに、請求項２の第２発明によれば、定格入力電
流一杯まで上げられた出力電流で充電開始され、かつ、
入力電圧の上昇に応じて出力電流及び出力電圧が増加さ
れるので、超急速充電が可能となる。さらにまた、いず
れの発明においても、高周波スイッチング方式の電源回
路を有し、高周波トランスが従来の位相制御方式に比し
て小さくなるため、小型軽量となり、電気自動車搭載用
に極めて最適な充電器となる。
１の第１発明によれば、入力電圧の上昇に応じて出力電
流及び出力電力も増加されるので、急速充電が可能とな
る。さらに、請求項２の第２発明によれば、定格入力電
流一杯まで上げられた出力電流で充電開始され、かつ、
入力電圧の上昇に応じて出力電流及び出力電圧が増加さ
れるので、超急速充電が可能となる。さらにまた、いず
れの発明においても、高周波スイッチング方式の電源回
路を有し、高周波トランスが従来の位相制御方式に比し
て小さくなるため、小型軽量となり、電気自動車搭載用
に極めて最適な充電器となる。
【図１】 本発明に係るスイッチング電源形充電器のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】 図１の要部の詳細回路図である。
【図３】 マイクロコンピュータ出力をパルス変換器で
変換した制御パルス信号の波形図である。
変換した制御パルス信号の波形図である。
【図４】 交流入力電圧と出力電流の関係を示す図であ
る。
る。
【図５】 上段は本発明による充電特性を示す図、下段
は入力電圧の変動に対する出力電流及び出力電力の関係
を示す図である。
は入力電圧の変動に対する出力電流及び出力電力の関係
を示す図である。
【図６】 従来の充電器の充電特性を示す図である。
１…交流電源、 ２…整流素子、３…平
滑コンデンサ、 ４…高周波スイッチング回
路、５…高周波トランス、 ６…高周波整流ダ
イオード、９…平滑回路、 １０…負荷電
池、１１…出力電流検出用抵抗、 １２…定電圧定電
流制御回路、２２…比較基準電圧制御回路。
滑コンデンサ、 ４…高周波スイッチング回
路、５…高周波トランス、 ６…高周波整流ダ
イオード、９…平滑回路、 １０…負荷電
池、１１…出力電流検出用抵抗、 １２…定電圧定電
流制御回路、２２…比較基準電圧制御回路。
Claims (2)
- 【請求項１】 交流入力電圧を整流平滑して得られる直
流電圧を高周波スイッチング回路でスイッチングして高
周波パルス電圧を形成し、この高周波パルス電圧を高周
波トランスにより所要電圧に変圧してさらに整流平滑す
ることにより得られる直流出力電圧を負荷電池に供給す
る電源回路と、 充電中の出力電流に比例した電圧信号を比較基準電圧と
比較してその差の反転増幅値に応じたパルス幅のスイッ
チングパルス信号を前記高周波スイッチング回路に出力
することにより定電流制御を行う定電圧定電流制御回路
と、 負荷への充電中に交流入力側の入力電圧を検出し、この
入力電圧の検出値に基づいて、その入力電圧の検出値に
定格入力電流を乗じた入力電力の、定格入力電流に最低
定格入力電圧を乗じた定格入力電力に対する倍率に等し
い倍率の出力電流になるように、前記定電圧定電流制御
回路の比較基準電圧を制御する比較基準電圧制御回路
と、 からなることを特徴とするスイッチング電源形充電器。 - 【請求項２】 交流入力電圧を整流平滑して得られる直
流電圧を高周波スイッチング回路でスイッチングして高
周波パルス電圧を形成し、この高周波パルス電圧を高周
波トランスにより所要電圧に変圧してさらに整流平滑す
ることにより得られる直流出力電圧を負荷電池に供給す
る電源回路と、 充電中の出力電流に比例した電圧信号を比較基準電圧と
比較してその差の反転増幅値に応じたパルス幅のスイッ
チングパルス信号を前記高周波スイッチング回路に出力
することにより定電流制御を行う定電圧定電流制御回路
と、 負荷電池への充電中に出力電圧及び交流入力側の入力電
圧を検出し、この出力電圧と入力電圧に基づいて、交流
入力側の最低定格入力電圧と定格入力電流で規制される
一定の出力電力になるように、かつ、前記入力電圧の検
出値に定格入力電流を乗じた入力電力の、定格入力電流
に最低定格入力電圧を乗じた定格入力電力に対する倍率
に等しい倍率の出力電流になるように、前記定電圧定電
流制御回路の比較基準電圧を制御する比較基準電圧制御
回路と、 からなることを特徴とするスイッチング電源形充電器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4100960A JP2726356B2 (ja) | 1992-04-21 | 1992-04-21 | スイッチング電源形充電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4100960A JP2726356B2 (ja) | 1992-04-21 | 1992-04-21 | スイッチング電源形充電器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05300667A JPH05300667A (ja) | 1993-11-12 |
| JP2726356B2 true JP2726356B2 (ja) | 1998-03-11 |
Family
ID=14287927
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4100960A Expired - Fee Related JP2726356B2 (ja) | 1992-04-21 | 1992-04-21 | スイッチング電源形充電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2726356B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3983681B2 (ja) | 2003-01-14 | 2007-09-26 | 株式会社マキタ | 充電装置 |
| US7880445B2 (en) * | 2006-02-16 | 2011-02-01 | Summit Microelectronics, Inc. | System and method of charging a battery using a switching regulator |
| US7834591B2 (en) * | 2006-02-16 | 2010-11-16 | Summit Microelectronics, Inc. | Switching battery charging systems and methods |
| JP5327235B2 (ja) * | 2009-02-03 | 2013-10-30 | トヨタ自動車株式会社 | 車両の充電システムおよび充電システムの制御方法 |
| US8466655B2 (en) | 2009-02-03 | 2013-06-18 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Charging system for vehicle |
| JP2011205758A (ja) * | 2010-03-25 | 2011-10-13 | Fuji Heavy Ind Ltd | 充電装置 |
| JP5680431B2 (ja) * | 2011-02-02 | 2015-03-04 | 本田技研工業株式会社 | 自動二輪車 |
| CN104092263B (zh) * | 2014-07-25 | 2016-05-11 | 衢州迪升工业设计有限公司 | 多功能充电器电路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0595638A (ja) * | 1991-10-01 | 1993-04-16 | Sanyo Electric Co Ltd | ２次電池の充電回路 |
-
1992
- 1992-04-21 JP JP4100960A patent/JP2726356B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05300667A (ja) | 1993-11-12 |
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|---|---|---|---|
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