JPH08308236A

JPH08308236A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JPH08308236A
Application number: JP12736695A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1995-04-28
Filing date: 1995-04-28
Publication date: 1996-11-22

Abstract

(57)【要約】【目的】メイン電源回路とスタンバイ電源回路を備え
たスイッチング電源回路の小型／軽量化及び特性面での
向上を図る。【構成】メイン電源回路とスタンバイ電源回路が１組
の整流平滑回路（ブリッジ整流回路Ｄ₁ と平滑コンデン
サＣｉ）により得られる整流平滑電圧によって動作する
ようにし、また、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力ライ
ンに設けた力率改善回路１０におけるフィルタチョーク
コイルＬ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂ の接点にス
タンバイ電源回路の直列共振回路（Ｎ_1A、Ｃ_1A）を介し
てスイッチング出力を帰還して力率改善を図る。また、
１回路２接点のリレーＲＬを用いてメイン電源回路のオ
ン／オフと突入電流制限抵抗の挿入／短絡を同時に行う
ようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善を図る
スイッチング電源回路に関わり、特にスタンバイ用の補
助電源を備えたスイッチング電源回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。

【０００４】また、近年リモートコントローラの遠隔操
作によるメイン電源のオン／オフが可能な機器などにお
いては、スタンバイ時に必要とされる電源を供給するス
タンバイ用の補助電源回路（以下スタンバイ電源回路と
いうことにする）が備えられている。

【０００５】そこで、先に本出願人により力率改善がな
されたスイッチング電源回路が提案されており、図５は
この出願に基づくスイッチング電源回路を示している。
この電源回路は、スタンバイ電源回路（補助電源回路）
を備えた構成とされていると共に、１００Ｖ系〜２００
Ｖ系（具体的にはＡＣ８０Ｖ〜２８８Ｖ）のいわゆるワ
イドレンジの交流入力電圧に対応するものとされ、スイ
ッチングコンバータとしては、メイン電源回路部とスタ
ンバイ電源回路部の両方にハーフブリッジ式による自励
式の電流共振形コンバータが用いられている。

【０００６】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、商用交流電源ＡＣが供給されるＡＣラインに対し
て、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタと
してコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコン
デンサＣ_L が設けられている。また、ＡＣラインには電
源オン時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制す
るための突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入される。

【０００７】この回路の場合、ＡＣラインはブリッジ整
流回路Ｄ_1Aに入力されると共に、スイッチＳ₁₁あるいは
スイッチＳ₁₂を介してブリッジ整流回路Ｄ₁ に対して入
力されるようになっている。上記スイッチＳ₁₁、Ｓ₁₂は
それぞれ後述する電磁リレーＲＬ−１、ＲＬ−２の接点
であり、スイッチＳ₁₁は突入電流制限抵抗Ｒｉの商用交
流電源ＡＣ側の端部とブリッジ整流回路Ｄ₁ の入力端子
間に挿入され、スイッチＳ₁₂は突入電流制限抵抗Ｒｉと
ブリッジ整流回路Ｄ_1Aとの入力端子の接点と、ブリッジ
整流回路Ｄ₁の入力端子間に挿入されている。

【０００８】この電源回路では、上記ブリッジ整流回路
Ｄ₁ の整流出力を利用して最終的に二次側の直流出力電
圧Ｅ_O 、Ｅ_O1を得る電源回路系がメイン電源回路とさ
れ、一方、ブリッジ整流回路Ｄ_1Aの整流出力に基づいて
スタンバイ用直流出力電圧Ｅｓを得るようにされた電源
回路系がスタンバイ電源回路とされるが、先ず、メイン
電源回路側の回路構成について説明する。

【０００９】このスイッチング電源回路のメイン電源回
路側では、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力端子にはフ
ィルタチョークコイルＬ_N の一端が接続され、その他端
は高速リカバリ型ダイオードＤ₂ のアノードに対して接
続され、この高速リカバリ型ダイオードＤ₂ のカソード
は平滑コンデンサＣｉの正極に接続される。即ち、ブリ
ッジ整流回路Ｄ₁ の全波整流出力を平滑コンデンサＣｉ
に供給する全波整流ラインに対して上記フィルタチョー
クコイルＬ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂が直列接
続して挿入されるものである。この場合、上記高速リカ
バリ型ダイオードＤ₂ は後述するようにして全波整流ラ
インに帰還されるスイッチング周期の高周波電流に対応
して設けられるものとされる。また、ブリッジ整流回路
Ｄ₁ の整流出力端子から平滑コンデンサＣｉを介してア
ースに接地するようにフィルタコンデンサＣ_N が挿入さ
れており、上記フィルタチョークコイルＬ_N と共に、ノ
ーマルモードのＬＣローパスフィルタを形成し、全波整
流ラインに流れるスイッチング周期の高周波がＡＣライ
ンに対してノイズとして流入するのを阻止するようにさ
れる。

【００１０】さらに、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ に
対しては、共振コンデンサＣ₂ が並列に設けられて並列
接続回路を形成している。この共振用コンデンサＣ₂ の
容量は、後述する直列共振コンデンサＣ₁ の容量と比較
して、Ｃ₂ ＞Ｃ₁ となるように設定され、また、フィル
タチョークコイルＬ_N のインダクタンスと接続されて共
振回路を形成するものとされる。そして、この共振回路
の共振周波数は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に対して
設定された最小スイッチング周波数よりも低くなるよう
に設定されている。

【００１１】そして、上述のようにして設けられる各素
子によって、図に破線で括って示す力率改善回路１０が
形成される。なお、その力率改善動作については後述す
る。

【００１２】メイン電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のようにハーフブリッジ結合された２つのスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が備えられ、平滑コンデンサＣｉ
の正極側の接続点と一次側アース間に対してそれぞれの
コレクタ、エミッタを介して接続されている。このスイ
ッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−ベース間には、
それぞれ起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S が挿入され、抵抗Ｒ_B 、Ｒ
_B によりスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂のベース電流（ド
ライブ電流）を調整する。また、スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂の各ベース−エミッタ間にはそれぞれダンパー
ダイオードＤ_D 、Ｄ_D が挿入される。そして、共振用コ
ンデンサＣ_B 、Ｃ_B は次に説明するドライブトランスＰ
ＲＴ−１の駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の直
列共振回路を形成している。

【００１３】ドライブトランスＰＲＴ−１ (ＰＲＴ：Po
wer Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のスイッチング周波数を可変制御するもので、
この図の場合には駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流検出
巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御
巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リ
アクトルとされている。このドライブトランスＰＲＴ−
１のスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端は共
振用コンデンサＣ_B を介して抵抗Ｒ_B に、他端はスイッ
チング素子Ｑ₁のエミッタに接続される。また、スイッ
チング素子Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端はアースに接地
されると共に他端は共振用コンデンサＣ_B と接続され
て、スイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B と逆の極性
の電圧が出力されるようになされている。

【００１４】絶縁トランスＰＩＴ−１ (ＰＩＴ：Power
Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は、直列共振コンデン
サＣ₁ 及び共振電流検出巻線Ｎ_D を介してスイッチング
素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ₂ のコレクタ
の接点に接続されることで、スイッチング出力が得られ
るようにされる。また、一次巻線Ｎ₁ の他端は力率改善
回路１０における高速リカバリ型ダイオードＤ₂ とフィ
ルタチョークコイルＬ_N の接点に対して接続されて、ス
イッチング出力を全波整流ラインに帰還するようにして
いる。そして、上記直列共振コンデンサＣ₁ 及び一次巻
線Ｎ₁ を含む絶縁トランスＰＩＴのインダクタンス成分
により、スイッチング電源回路を電流共振形とするため
の共振回路を形成している。このスイッチング電源回路
の場合、絶縁トランスＰＩＴ−１の二次側では一次巻線
Ｎ₁ により二次巻線Ｎ₂ に誘起される誘起電圧が、ブリ
ッジ整流回路Ｄ_O 及び平滑コンデンサＣ_O により直流電
圧に変換されて直流出力電圧Ｅ₀ が得られ、例えば当該
機器のメインの直流電源として供給される。また、三次
巻線Ｎ₃ に誘起される電圧は、整流ダイオードＤ_3A、Ｄ
_3B及び平滑コンデンサＣ_O1からなる両波整流回路と平滑
回路により直流出力電圧Ｅ₀₁として得られ、この場合に
は、後述する電磁リレーＲＬ−２の駆動電源としても用
いられる。

【００１５】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力Ｅ_O と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流Ｉ_C としてドライブトランスＰＲＴ−１の
制御巻線Ｎ_C に供給する誤差増幅器である。

【００１６】次に、スタンバイ電源回路側の回路構成に
ついて説明する。このスタンバイ電源回路側においては
力率改善回路は設けられず、従って、ブリッジ整流回路
Ｄ_1Aの整流出力は直接平滑コンデンサＣｉ_A に供給され
ている。また、スイッチングコンバータ部において、ハ
ーフブリッジ結合のスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ をスイ
ッチング駆動する各駆動素子（起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S 、抵
抗Ｒ_B 、Ｒ_B 、共振用コンデンサＣ_B 、Ｃ_B ）及びドラ
イブトランスＰＲＴ−２（駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 、共振電
流検出巻線Ｎ_D 、制御巻線Ｎ_C を備える）は、上述のメ
イン電源回路と同様の構成であるため説明を省略する。
また、定電圧制御の構成も同様とされ、この場合には二
次側の直流出力電圧Ｅｓの変動に基づいて制御回路１Ａ
がドライブトランスＰＲＴ−２の制御巻線Ｎ_C1に制御電
流Ｉ_C1を供給するようにしている。

【００１７】また、このスタンバイ電源回路部では力率
改善回路１０のような力率改善のための構成が設けられ
ないために、絶縁トランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ_1Aと
直列共振コンデンサＣ_1Aからなる直列共振回路は、一次
巻線Ｎ_1Aの一端が直列共振コンデンサＣ_1A及び共振電流
検出巻線Ｎ_D を介してスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のエ
ミッタ−コレクタの接続点と接続され、他端はアースに
接地されてスイッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のスイッチング
出力が供給されるようになっている。

【００１８】絶縁トランスＰＩＴ−２の二次側では、二
次巻線Ｎ₄ に励起された電圧を整流ダイオードＤ_4A、Ｄ
_4B及び平滑コンデンサＣｓによって両波整流及び平滑化
して、スタンバイ用直流出力電圧Ｅｓを得て、スタンバ
イ時に動作する所要の機能回路部に電源を供給する。

【００１９】また、スタンバイ用の直流出力電圧Ｅｓ
は、メイン電源のオン／オフのために設けられる電磁リ
レーＲＬ−１の駆動部Ａ₁₁の動作電源としても用いられ
る。この駆動部Ａ₁₁は、前述したスイッチＳ₁₁と共に１
回路１接点の電磁リレーＲＬ−１として構成され、図の
ように直流出力電圧ＥｓとトランジスタＱ₅ のコレクタ
間に挿入される。また、保護ダイオードＤ₅ が駆動部Ａ
₁₁の両端に並列に設けられる。トランジスタＱ₅ は、電
磁リレーＲＬ−１の駆動部Ａ₁₁を駆動してスイッチＳ₁₁
の開閉を制御することによって、後述するようにしてメ
イン電源のオン／オフ制御を行うものである。このトラ
ンジスタＱ₅ のベースには、例えば図示しないＣＰＵ
（Central Processing Unit)などの制御部からメイン電
源のオン／オフ用の制御信号がベース電流として供給さ
れ、コレクタは駆動部Ａ₁₁と接続されてエミッタはアー
スに接地されている。この場合、トランジスタＱ₅ はベ
ースにメイン電源のためのオン用制御信号（Ｈレベル）
が供給されると導通し、オフ用制御信号（Ｌレベル）が
供給されると非導通状態となるようにされる。

【００２０】破線で括って示すリレー駆動回路１１は、
電磁リレーＲＬ−２を駆動するために設けられている。
この電磁リレーＲＬ−２の駆動部Ａ₁₂によってリレー接
点であるスイッチＳ₁₂の開閉が駆動され、後述のように
してメイン電源回路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉをパ
スしたＡＣラインの経路を形成することが可能になる。
この駆動部Ａ₁₂は、図のようにメイン電源回路側の直流
出力電圧Ｅ_O1とトランジスタＱ₆ のコレクタ間に設けら
れ、また、保護ダイオードＤ₆ が並列に接続される。ま
た、駆動部Ａ₁₂を制御するトランジスタＱ₆ のエミッタ
はアースに接地され、ベースにはが直流出力電圧Ｅを抵
抗Ｒ₁ とＲ₂ によって分圧比して得られるベース電流が
供給される。コンデンサＣ₃ はトランジスタＱ₆ のベー
スとアース間に挿入されて例えばベース電流の交流成分
を除去するために設けられる。

【００２１】上記構成のスイッチング電源の動作につい
て説明する。例えば、この電源回路に対して最初に商用
交流電源ＡＣが入力された時点では、スイッチＳ₁₁、Ｓ
₁₂は共にオフ状態であるため、この商用交流電源ＡＣは
スタンバイ回路側のブリッジ整流回路Ｄ_1Aに供給されて
整流出力がなされる。なお、この商用交流電源ＡＣの投
入時に平滑コンデンサＣｉ_A に流入する突入電流は、Ａ
Ｃラインに挿入されている突入電流制限抵抗Ｒｉによっ
て抑制されて、回路を保護することができる。上記ブリ
ッジ整流回路Ｄ_1Aの整流出力は平滑コンデンサＣｉ_A に
供給されるが、この際、平滑コンデンサＣｉ_A の端子電
圧によって、例えばスタンバイ回路側のスイッチングコ
ンバータの起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチング素
子Ｑ₃、Ｑ₄ のベースにベース電流が供給されることに
なるが、例えばスイッチング素子Ｑ₃ が先にオンとなっ
たとすれば、スイッチング素子Ｑ₄ はオフとなるように
制御される。そしてスイッチング素子Ｑ₃ の出力とし
て、絶縁トランスＰＩＴ−２の共振電流検出巻線Ｎ_D を
介して一次巻線Ｎ_1A及び直列共振コンデンサＣ_1Aに共振
電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッ
チング素子Ｑ₄ がオン、スイッチング素子Ｑ₃ がオフと
なるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ₄
を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイ
ッチング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ が交互にオンとなる自励式のス
イッチング動作が開始される。このように、平滑コンデ
ンサＣｉ_A の端子電圧を動作電源としてスイッチング素
子Ｑ₃ 、Ｑ₄ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶
縁トランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ_1Aに共振電流波形に
近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ₄に交番出
力を得る。

【００２２】また、二次側のスタンバイ用の直流出力電
圧Ｅｓが低下した時は制御回路１Ａによって制御巻線Ｎ
_C に流れる電流が制御され、スイッチング周波数が低く
なるよう（共振周波数に近くなるように）に制御され、
一次巻線Ｎ₁ に流すドライブ電流が増加するように制御
して、定電圧化を図るようにされる（スイッチング周波
数制御方式という）。

【００２３】上述のようにして、スタンバイ電源は商用
交流電源が投入されるのに応じて起動し、スタンバイ用
の直流出力電圧Ｅｓを生成するようにスイッチングコン
バータが動作するが、この状態では、例えば電磁リレー
ＲＬ−１を制御するトランジスタＱ₅ はスタンバイ電源
回路が駆動されてそのスイッチング出力が立ち上がるま
では非導通状態とされる。したがって、電磁リレーＲＬ
−１の駆動部Ａ₁₁の励磁動作が行われず、その接点であ
るスイッチＳ₁₁はオフの状態とされる。このため、メイ
ン電源回路の動作がオフとされることで二次側直流出力
電圧Ｅ_O1も得られないことから、リレー駆動回路１１の
トランジスタＱ₆ も非導通状態であり、従って電磁リレ
ーＲＬ−２の駆動部Ａ₁₂によってスイッチＳ₁₂もオフ状
態となるようにされている。

【００２４】そして、上記の状態においてトランジスタ
Ｑ₅ のベースにメイン電源オン用の制御信号が供給され
ると、トランジスタＱ₅ は非導通状態から導通状態とな
る。これにより、電磁リレーＲＬ−１の駆動部Ａ₁₁が励
磁されてスイッチＳ₁₁はオフからオンの状態に切換わる
ように駆動される。この場合、メイン電源回路のブリッ
ジ整流回路Ｄ₁ の正極入力端子は既に商用交流電源ＡＣ
ラインの正極側と接続されているが、スイッチＳ₁₁がオ
ンとなることで、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の負極入力端子
は商用交流電源ＡＣラインの負極と突入電流制限抵抗Ｒ
ｉを介して接続される。これによって、商用交流電源Ａ
Ｃをブリッジ整流回路Ｄ₁ に供給する回路が形成され、
この場合には、前述のスタンバイ電源回路起動時と同様
の動作によって、メイン電源回路側のスイッチングコン
バータが起動することになる。そして、この起動に際し
ては、商用交流電源ＡＣラインとブリッジ整流回路Ｄ₁
の入力端子間に接続される突入電流制限抵抗Ｒｉによっ
て、商用交流電源ＡＣから平滑コンデンサＣｉに流れる
突入電流が抑制されてメイン電源回路が保護されること
になる。

【００２５】そして、メイン電源回路が起動してしばら
く後（例えば２〜３秒後）に、このメイン電源回路の二
次側で直流電圧が立ち上がると、このときの二次側直流
出力電圧Ｅ_O1に基づいてトランジスタＱ₆ が導通するよ
うにされ、これによる電磁リレーＲＬ−２の駆動部Ａ₁₂
の励磁動作によって、これまでオフ状態であったスイッ
チＳ₁₂がオン状態に切換えられることとなる。このスイ
ッチＳ₁₂がオンとなることで、ブリッジ整流回路Ｄ₁ に
商用交流電源ＡＣを供給する回路としては、突入電流制
限抵抗Ｒｉ及びスイッチＳ₁₁を介するのではなく、スイ
ッチＳ₁₂を介して突入電流制限抵抗Ｒｉがパスされた経
路によって商用交流電源ＡＣが流れることとなる。これ
によってメイン電源回路の通常動作時においては突入電
流制限抵抗Ｒｉによる電力損失が解消されることにな
る。

【００２６】そして、力率改善動作は次のようになる。
この接続形態によると、絶縁トランスＰＩＴ−１の一次
巻線Ｎ₁ とコンデンサＣ₁ によるメイン電源回路の直列
共振回路に流れる直列共振電流は、共振コンデンサＣ₂
を介して流れるようにされる。この場合、直列共振回路
からのスイッチング電圧がフィルタチョークコイルＬ_N
のインダクタンスを流れる整流電圧に重畳されるように
されるが、これによって、全波整流電圧にスイッチング
電圧が重畳された状態で平滑用コンデンサＣｉに充電さ
れ、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑コン
デンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期で引き下げる
ことになる。すると、ブリッジ整流回路の整流電圧レベ
ルよりコンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間に
充電電流が流れるようになり、平均的な交流入力電流が
ＡＣ電圧波形に近付くことによって力率改善が図られる
ことになる。

【００２７】なお、メイン電源回路が動作している状態
から、メイン電源回路をオフとするために、メイン電源
回路オフ用の制御信号がトランジスタＱ₅ のベースに供
給された場合、トランジスタＱ₅ はオフ（非導通状態）
となって電磁リレーＲＬ−１においてはスイッチＳ₁₁が
オフに切換わると共に、図示しないがトランジスタＱ₆
もオフとするように制御することで、電磁リレーＲＬ−
２のスイッチＳ₁₂もオフとなるように駆動される。これ
によって、メイン電源回路側のブリッジ整流回路Ｄ₁ へ
の交流入力電圧の供給経路は遮断され、メイン電源回路
の動作が停止されることになる。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型／軽量化及び低コスト
を化を図り、また、電源回路としての各種特性面でも向
上が図られることが好ましい。

【００２９】例えば、上述の図５におけるスイッチング
電源回路に示したような力率改善回路１０を備えた力率
改善方法の場合、一次巻線Ｎ₁ 及び直列共振コンデンサ
Ｃ₁からなる直列共振回路に供給されたスイッチング出
力を直接全波整流ラインに帰還するようにされているこ
とから、二次側直流出力電圧のリップル電圧成分が増加
することが分かっており、リップル電圧抑制のためには
例えば二次側平滑コンデンサ（Ｃ_O 、Ｃ_O1）について容
量を増加したものを選定する必要があり、それだけコス
トアップ及び部品の大型化を招くことになる。また、例
えば交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ系時の下限のレギュレ
ーション範囲が狭くなることも分かっている。更に、図
５の回路では１回路１接点の電磁リレーＲＬ−１、ＲＬ
−２及びこれらを駆動する駆動回路部が設けられて、前
述のようにメイン電源起動時の突入電流を制限すると共
に、通常動作時には突入電流制限抵抗Ｒｉをパスするよ
うにしているが、このように２つの電磁リレー回路が設
けられることによってもコストダウン及び電源回路基板
の小型／軽量化の妨げになる。そこで、例えば電磁リレ
ーＲＬ−２を省略して構成することも可能であるが、こ
の場合にはメイン電源の通常動作時においても常に突入
電流制限抵抗ＲｉがＡＣラインに挿入される状態となる
ため、その損失分により電力変換効率が低下し、特性面
で不利となる。

【００３０】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を考慮して、商用電源を整流する整流回路と、こ
の整流回路の出力を平滑する平滑回路と、この平滑回路
より出力される電圧を動作電源としてスイッチング動作
を行い、それぞれ主電源回路と補助電源回路を形成する
第１および第２のスイッチングコンバータと、上記第２
のスイッチングコンバータのスイッチング出力を上記整
流回路と上記平滑回路間のラインに帰還することにより
力率改善をおこなうようにされた力率改善回路とを備え
てスイッチング電源回路を構成することとした。そし
て、上記構成において第１のスイッチングコンバータの
動作をオン／オフする第１のスイッチと、商用電源ライ
ンに挿入される突入電流制限抵抗をパスする経路を形成
する第２のスイッチとを同時に連動して切換えるスイッ
チ切換え部を設けることとした。

【００３１】

【作用】上記構成によれば、第１のスイッチングコンバ
ータ（メイン電源回路）と第２のスイッチングコンバー
タ（スタンバイ電源回路）に対して整流回路と平滑コン
デンサからなる整流平滑回路を１組とすることが可能と
なる。また、この場合、第２のスイッチングコンバータ
の直列共振回路を介して、整流出力ラインに設けた力率
改善回路側にスイッチング出力を帰還して力率改善を図
ることで、第１のスイッチングコンバータの二次側直流
出力電圧のレギュレーション範囲の保証及びリップル電
圧成分の抑制が可能となり、更に力率の変動率も減少さ
せることが可能となる。また、整流平滑回路が第１のス
イッチングコンバータと第２のスイッチングコンバータ
で共通化されることで、第１のスイッチングコンバータ
の動作のオン／オフ用の第１のスイッチに対して、商用
電源ラインに挿入される突入電流制限抵抗短絡する第２
のスイッチを同時に連動して動作させても突入電流の流
入がないこととなり、これによって、第１及び第２のス
イッチのオン／オフをコントロールする回路系が１つで
済むようにされる。

【００３２】

【実施例】図１は本発明によるスイッチング電源回路の
一実施例を示すものであり、この場合には、ハーフブリ
ッジ結合による自励式の電流共振形コンバータとされて
いることから、図５と同一部分は同一符号を付してスイ
ッチング動作及び定電圧制御などについては説明を省略
する。

【００３３】この実施例の場合には、ＡＣラインはコモ
ンモードチョークコイルＣＭＣと突入電流制限抵抗Ｒｉ
を介してブリッジ整流回路Ｄ₁ の入力端子に接続されて
いる。そして、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流出力ライン
に対して力率改善回路１０が設けられ、この力率改善回
路１０を介して整流出力を平滑コンデンサＣｉに供給す
るようにしている。この実施例における力率改善回路１
０の回路構成は、先行技術として図５に示したものと同
一とされるが、図５の回路ではメイン電源回路系の直列
共振回路（一次巻線Ｎ₁ 、直列共振コンデンサＣ₁ ）に
より力率改善回路１０側の全波整流ラインにスイッチン
グ出力を帰還するように構成していたのに対し、本実施
例ではスタンバイ電源回路系側の直列共振回路（一次巻
線Ｎ_1A、直列共振コンデンサＣ_1A）によってスイッチン
グ出力を帰還するようにして力率改善を図るようにされ
ている。

【００３４】そして、本実施例の回路においては平滑コ
ンデンサＣｉの両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉを、ス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を備えてなるメイン電源回路
系のスイッチングコンバータと、スイッチング素子Ｑ
₃ 、Ｑ₄ を備えてなるスタンバイ電源回路系のスイッチ
ングコンバータの両者に対して供給するように構成され
る。即ち、本実施例では商用交流電源ＡＣからブリッジ
整流回路Ｄ₁ 、力率改善回路１０及び平滑コンデンサＣ
ｉまでの回路系、即ち、メイン電源回路系とスタンバイ
電源回路系の各スイッチングコンバータ部の動作電源の
入力段とされる回路部分を共通とするような回路構成と
されているものである。

【００３５】また、本実施例では駆動部ＡとスイッチＳ
₁ 、Ｓ₂ の２つの接点を備えた、いわゆる１回路２接点
の電磁リレーＲＬが設けられている。この電磁リレーＲ
Ｌの駆動部Ａは、図のように、スタンバイ電源回路の二
次側直流出力電圧Ｅｓを動作電源としてトランジスタＱ
₅ の導通制御によって励磁動作が行われる。そして、こ
の電磁リレーＲＬの駆動部Ａにより同時に開閉駆動され
るスイッチＳ₁ 及びＳ₂ のうち、スイッチＳ₁ はメイン
電源回路系のスイッチングトランジスタＱ₁ のベース端
子と、起動抵抗Ｒ_S 及び抵抗Ｒ_B の接続点の間に対して
挿入するように設けられ、スイッチＳ₂ は突入電流制限
抵抗Ｒｉに対して並列に設けられる。このように、本実
施例では１回路２接点の電磁リレーＲＬによりスイッチ
Ｓ₁及びＳ₂ を同時に開閉するようにされていることか
ら、図５に示した電磁リレーＲＬ−２及びその駆動回路
１１は省略されている。

【００３６】上記のような構成の本実施例のスイッチン
グ電源回路では、メイン電源のオン／オフ切換えは次の
ように動作することとなる。先ず、商用交流電源ＡＣが
投入されている状態で、メイン電源のオフ用制御信号を
トランジスタＱ₅ のベースに対して印加しているとされ
る場合、即ち、ベース電流が供給されていない場合に
は、このトランジスタＱ₅ のコレクタ−エミッタ間は非
導通状態とされ、従って、電磁リレーＲＬの駆動部Ａは
励磁されずスイッチＳ₁ 、Ｓ₂ は共にオフ状態とされ
る。この状態では、スイッチＳ₁ がオフであることによ
りスイッチング素子Ｑ₁ のベース端子がオープンとなる
ため、メイン電源回路のスイッチングコンバータは動作
しない。一方、スタンバイ電源回路のスイッチングコン
バータには平滑コンデンサＣｉの整流平滑電圧Ｅｉが供
給されており、スタンバイ電源回路は動作していること
となる。この際、本実施例ではスタンバイ電源回路の直
列共振回路を介してスイッチング出力を力率改善回路１
０の全波整流ラインに帰還するようにしていることか
ら、力率改善回路１０が動作して、スタンバイ電源回路
のみが動作している状態でも力率改善が図られている。

【００３７】また、このときにはスイッチＳ₂ がオフで
あることによって商用交流電源ＡＣラインには突入電流
制限抵抗Ｒｉがパスされずに挿入された状態とされてい
る。このため、例えば本実施例の電源回路に対してはじ
めに商用交流電源ＡＣが投入された直後においては、突
入電流制限抵抗Ｒｉにより平滑コンデンサＣｉに流入す
る突入電流を抑制して回路を保護することが可能とされ
ている。

【００３８】そして、上述のようにメイン電源回路がオ
フとされている状態から、トランジスタＱ₅ のベースに
メイン電源回路をオンとするためのオン用の制御信号
（ベース電流）が供給されると、トランジスタＱ₅ が導
通して電磁リレーＲＬの駆動部Ａが励磁され、スイッチ
Ｓ₁ 、Ｓ₂ を共にオンに切換えるように駆動する。この
場合、スイッチＳ₁ がオンとされることで、スイッチン
グ素子Ｑ₁ のベース端子は起動抵抗Ｒ_S 及び抵抗Ｒ_B の
接続点と接続されることになる。これによって、スイッ
チング素子Ｑ₁ には整流平滑電圧Ｅｉラインから起動抵
抗Ｒ_S を介して起動電流が供給され、図５において説明
したようにしてスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ によるスイ
ッチングコンバータがスイッチング動作を開始する。即
ち、メイン電源回路が動作することとなる。そして、こ
のようにしてメイン電源回路が動作している場合にも、
平行して動作するスタンバイ電源回路の直列共振回路か
ら力率改善回路１０に対してスイッチング出力を帰還さ
せる動作は継続されるため、力率改善が継続してなされ
ていることになる。

【００３９】更に、このメイン電源回路の起動時にはス
イッチＳ₁ と共にスイッチＳ₂ も同時にオンとされるた
め、突入電流制限抵抗ＲｉはＡＣラインにおいてパスさ
れることになる。従って、メイン電源回路の動作中にお
ける突入電流制限抵抗Ｒｉによる電力損失は解消され、
それだけ電力変換効率が向上される。なお、先に先行技
術として示した図５の回路では、メイン電源回路の起動
直後において突入電流が発生するためこれを抑制する必
要があったが、本実施例の場合、メイン電源回路の起動
直後では、既にスタンバイ回路系が動作していることで
平滑コンデンサＣｉに対しては充電動作がなされている
状態であることから、過大なレベルの突入電流は発生し
ないため、このようにメイン電源回路の起動時にスイッ
チＳ₁ 及びＳ₂ を同時にオンとしても何ら問題はないわ
けである。

【００４０】図２は、上述の図１に示した実施例の電源
回路と先行技術として先に図５に示した電源回路の交流
入力電圧に対する電力変換効率及び力率特性を示す図と
される。例えば図２の上段に示す電力変換効率として
は、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ時対応の場合として、図１
の実施例の回路の特性を実線により示し、図５の回路の
特性を破線により示している。なお、この場合の図５の
回路は、例えばコスト抑制のために電磁リレーＲＬ−２
を省略してメイン電源回路動作時に突入電流制限抵抗Ｒ
ｉがパスされない回路構成とされている。この図によれ
ば、図５の電源回路では突入電流制限抵抗Ｒｉが短絡さ
れないことから、交流入力電圧の低下に伴って電力変換
効率が低下していくのに対して、本実施例では、突入電
流制限抵抗Ｒｉが短絡されることで電力変換効率が向上
される。即ち、交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ以上の範囲
でほぼ９０％程度の電力変換効率が維持されている。な
お、図５の回路においても電磁リレーＲＬ−２を設けれ
ば電力変換効率は図１の回路と同等の特性を得ることが
できるが、この場合には電磁リレーＲＬ−１と併せて１
回路１接点の電磁リレー回路を２つ設けることとなり、
１回路２接点の電磁リレーＲＬを１つのみ用いた本実施
例のほうが、回路規模やコストの点で有利となる。

【００４１】また、図２の下段に示す力率特性として
は、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗと６０Ｗ時の場合の、図１
及び図５の電源回路の特性をそれぞれ実線と破線によっ
て示しており、この図のように図５の回路と比較して本
実施例の回路のほうが交流入力電圧に対する力率の変動
率が大幅に減少されている。これは、図５の回路の場
合、メイン電源回路の直列共振回路のスイッチング出力
を全波整流ラインに帰還して力率改善を施していたのに
対して、本実施例においては、小電力のスタンバイ電源
回路の直列共振回路によりスイッチング出力を帰還する
方式とされていることによる。なお、本実施例の電源回
路は負荷電力条件に対応して０．８程度の力率が得られ
るように、各部品を選定すればよい。

【００４２】また、図３の上段に交流入力電圧の変動に
対する直流出力電圧Ｅ_O の特性を示しているが、図５の
電源回路の特性（破線で示す）と比較して分かるよう
に、本実施例の回路の場合には実線で示すように、交流
入力電圧Ｖ_AC＝８０Ｖ以上の範囲で直流出力電圧Ｅ_O ＝
１３５Ｖで一定に保たれている。即ち、交流入力電圧Ｖ
_AC＝１００Ｖ系時の下限のレギュレーション範囲が保証
されている。

【００４３】また図３の下段には、交流入力電圧変動に
対する直流出力電圧Ｅ_O に現れるリップル電圧成分ΔＥ
_O のレベルを示しているが、本実施例では前述のように
スタンバイ電源回路の直列共振回路を介してスイッチン
グ出力を帰還して力率改善を図る構成とされていること
により、交流入力電圧Ｖ_AC＝８０Ｖ〜２４０Ｖ以上の範
囲において図５の電源回路よりも抑圧されたリップル電
圧レベルが得られ、実際には図５の電源回路における力
率改善前の構成と同等の特性となる。

【００４４】このように、図１に示した本実施例の電源
回路は、先に先行技術として示した図５の電源回路と比
較して、ワイドレンジの交流入力電圧に対する電力変換
効率特性、力率特性の向上のほか、交流入力電圧１００
Ｖ系時のレギュレーション範囲の保証、及び直流出力電
圧Ｅ_O のリップル電圧成分の抑圧を図ることが可能とな
る。

【００４５】そして、回路構成的にみた場合、図５に示
す電源回路ではメイン電源回路系とスタンバイ電源回路
系のそれぞれに対応して２組のブリッジ整流回路Ｄ₁ 、
Ｄ_1Aと、２つの平滑コンデンサＣｉ，Ｃｉ_A が設けられ
ているが、本実施例である図１の回路では、メイン電源
回路系とスタンバイ電源回路系とに対してブリッジ整流
回路Ｄ₁ 及び平滑コンデンサＣｉが共通とされており、
したがって、本実施例ではブリッジ整流回路Ｄ_1A及び平
滑コンデンサＣｉ_A が削除されることとなる。また、図
５の回路では１回路１接点の電磁リレーＲＬ−１、ＲＬ
−２の２つの電磁リレーかいろが必要とされていたが、
図１の回路では１回路２接点の電磁リレーＲＬを１つの
み用いることが可能とされ、これにともなって電磁リレ
ーＲＬ−２の駆動回路１１も省略される。さらに、本実
施例では特に別途に補償回路を設けなくともワイドレン
ジの交流入力電圧のにおける下限のレギュレーション範
囲が保証される（図３参照）と共に、リップル電圧成分
ΔＥ_O のレベルが抑圧されるために、二次側直流出力電
圧用の平滑コンデンサＣ_O 及びＣ_O1等について容量を増
加して選定する必要もなくなり、このように本実施例は
図５の回路と比較して大幅な基板の小型／軽量化とコス
トの削減が可能となる。

【００４６】これまで説明してきた図１に示す実施例の
回路は、１００Ｖ系〜２００Ｖ系のワイドレンジの交流
入力電圧に対応するスイッチング電源回路とされたが、
本発明は、例えば１００Ｖ系のみあるいは２００Ｖ系の
みのいわゆる単レンジに対応する電源回路にも適用が可
能とされる。図４の回路図は、他の実施例として上記の
ような単レンジに対応するスイッチング電源回路の構成
を示すものとされ、図１と同一部分は同一符号を付して
説明を省略する。

【００４７】この場合、メイン電源回路系の回路構成は
図１に示したものと同一とされている。また、ブリッジ
整流回路Ｄ₁ と平滑コンデンサＣｉがメイン電源回路系
とスタンバイ電源回路系とで共通とされた上で、スタン
バイ電源回路系の直列共振回路から帰還されるスイッチ
ング出力により力率改善回路１０にて力率改善をはかる
ように構成されている点も図１と同様とされ、更に、１
回路２接点のリレーＲＬ（駆動部Ａ、スイッチＳ₁ 、Ｓ
₂ ）によりメイン電源回路のオン／オフ制御と突入電流
制限抵抗Ｒｉの短絡を同時にコントロールしている構成
も図１の場合と同様である。従って、本実施例において
も定格交流入力電圧に対応して、図１の場合と同様に電
力変換効率特性、力率特性の向上、及び直流出力電圧の
リップル電圧成分の抑制が得られ、定格交流入力電圧が
１００Ｖ系であれば下限のレギュレーション範囲も保証
される。また、電源回路の小型／軽量化が促進されるこ
とも図１と同様である。なお、このような単レンジ対応
の電源回路の場合には、対応する交流入力電圧と定格負
荷電力の条件に対して例えば０．８程度の力率が得られ
るように力率改善回路１０及び他の所要の回路部品を選
定することとなる。

【００４８】また、この図に示す電源回路では、スタン
バイ電源回路系において絶縁トランスＰＩＴ−３が設け
られる。この絶縁トランスＰＩＴ−３はスイッチング素
子Ｑ₃ 、Ｑ₄ の自励発振用に設けられる駆動巻線Ｎ_B 、
Ｎ_B と一次巻線Ｎ_1Aと、二次巻線Ｎ_4Aが巻装されて構成
されている。この場合、一次巻線Ｎ_1Aの一端はスイッチ
ング素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のスイッチング出力点（スイッチン
グ素子Ｑ₃ 、Ｑ₄ のエミッタ−コレクタの接続点）と接
続され、他端は直列共振コンデンサＣ_1Aを介して力率改
善回路１０のフィルタチョークコイルＬ_N 及び高速リカ
バリ型ダイオードＤ₂ の接続点と接続されており、一次
巻線Ｎ_1Aに供給されたスイッチング出力を、直列共振コ
ンデンサＣ_1Aと一次巻線Ｎ_1Aからなる直列共振回路を介
して全波整流ラインに帰還して力率改善を図るようにし
ている。また、絶縁トランスＰＩＴ−３の二次側では、
一次巻線Ｎ_1Aに供給されたスイッチング出力によって二
次巻線Ｎ_4Aに励起された交番電圧を整流ダイオード
Ｄ_4A、Ｄ_4Bによって両波整流して、平滑コンデンサＣ_S1
によって平滑化することで、非安定化された直流電圧Ｅ
_S1を得るようにされている。そして、この二次側の非安
定化直流電圧Ｅ_S1は、後段の三端子シリーズレギュレー
タＲＧにより例えば１２Ｖで安定化されたスタンバイ直
流電圧Ｅ_S として所要の回路に供給される。

【００４９】このように、単レンジの交流入力電圧に対
応する場合には、二次側直流電圧を制御すべき変動幅が
少なくなることから、例えば、スタンバイ電源回路側の
定電圧制御を三端子シリーズレギュレータＲＧなどを用
いた定電圧回路によって行うようにしても良く、これに
よって、図１においてスタンバイ電源回路系に設けられ
たドライブトランスＰＲＴ−２が省略される、即ち、電
源回路全体におけるトランスの数が削減されることにな
って回路構成を更に簡略化することが可能になる。

【００５０】なお、上記各実施例ではスタンバイ電源回
路とメイン電源回路に共に電流共振形によるスイッチン
グコンバータを採用した場合が示されているが、これま
での説明から分かるようにスタンバイ電源回路側の直列
共振回路と力率改善回路１０との構成によって力率改善
を行うようにされていることから、メイン電源回路系は
電流共振形コンバータの構成に限定されず、例えばＰＷ
Ｍ制御方式によるフォワード形やフライバック形などを
はじめとする他のタイプのスイッチングコンバータを採
用することも可能である。

【００５１】また、スタンバイ電源回路系とメイン電源
回路系に関わらず、電流共振形スイッチングコンバータ
を採用する場合には、図１及び図４の各図に示した自励
発振形、スイッチング周波数制御方式（ドライブトラン
スを直交形のＰＲＴ（PowerRegulating Transformer）
とする）に限定されず、他励発振形、直列共振周波数制
御方式（絶縁トランスを直交形のＰＲＴとする）とされ
ても構わないことはいうまでもなく、更にはスイッチン
グ素子のハーフブリッジ結合タイプ／フルブリッジ結合
タイプ、倍電圧整流回路などの各種方式・タイプの組み
合わせパターンにより構成される電源回路に対しても適
用が可能である。

【００５２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、メイン電
源回路系とスタンバイ電源回路系に対して整流平滑回路
が共通化されたうえで、力率改善は電流共振形スイッチ
ングコンバータであるスタンバイ電源回路側のスイッチ
ング出力を直列共振回路を介して整流ラインに帰還させ
て力率改善を図る方式を採るようにされていることか
ら、先ず、先行技術においては２組とされていた整流回
路と平滑コンデンサを１組とすることができる。また、
本発明の力率改善の構成では、例えばメイン電源回路系
の二次側直流出力電圧のリップル電圧成分の抑制、ＡＣ
１００Ｖ系時のレギュレーション範囲の保証、及び交流
入力電圧に対する力率変動率も減少されるという特性面
での向上が図られ、特にリップル電圧成分が抑制される
結果、二次側の平滑コンデンサの容量を増加させる必要
はなくなる。

【００５３】更に、本発明では整流平滑回路がメイン電
源回路とスタンバイ電源回路で共通化されていること
で、メイン電源回路起動時の突入電流の発生の問題が解
消される。そこで、例えば１回路２接点のリレーなどを
用いてメイン電源回路のオン／オフと突入電流制限抵抗
の挿入／短絡を同時にコントロールするようにすれば、
更に部品数を削減することができる。このように、本発
明はメイン電源回路とスタンバイ電源回路が備えられた
スイッチング電源回路において、各種特性面で向上が図
られると共に、基板サイズの小型／軽量化及び低コスト
化を大幅に促進することが可能となるという効果を有す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。

【図２】実施例と先行技術のスイッチング電源回路にお
いて、交流入力電圧に対する電力変換効率、力率特性を
比較して示す図である。

【図３】実施例と先行技術のスイッチング電源回路にお
いて、メイン電源回路の交流入力電圧に対する直流出力
電圧とリップル電圧成分を比較して示す図である。

【図４】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。

【図５】先行技術としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。

【符号の説明】

１制御回路２発振ドライブ回路３起動回路１０力率改善回路Ｌ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＣ₂ 共振用コンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路ＰＩＴ−１、２、３絶縁トランスＰＲＴドライブトランスＱ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₃ ，Ｑ₄ スイッチング素子Ｑ₅ トランジスタＣｉ平滑コンデンサＮ₁ ，Ｎ_1A 一次巻線Ｃ₁ ，Ｃ_1A 直列共振コンデンサＲＬ電磁リレーＡ駆動部Ｓ₁ 、Ｓ₂ スイッチＲｉ突入電流制限抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流する整流手段と、該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧を動作電源としてスイッ
チング動作を行い、それぞれ主電源回路と補助電源回路
を形成する第１および第２のスイッチング手段と、上記第２のスイッチング手段のスイッチング出力を上記
整流手段と上記平滑手段間のラインに帰還することによ
り力率改善をおこなうようにされた力率改善手段と、を備えて構成されていることを特徴とするスイッチング
電源回路。
【請求項２】上記力率改善手段は、上記整流手段の正極と負極間に挿入されるフィルタコン
デンサと、上記整流手段の正極と上記平滑手段の平滑コンデンサの
正極間のラインに直列に挿入されるフィルタチョークコ
イル及び高速リカバリ型整流素子と、上記高速リカバリ型整流素子に対して並列に設けられ
て、上記フィルタチョークコイルと共に共振回路を形成
する共振用コンデンサと、を備えて構成されていることを特徴とする請求項１に記
載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記第１のスイッチング手段の動作をオ
ン／オフ可能にする第１のスイッチ手段と、商用電源ラインに挿入される突入電流制限抵抗をパスす
る経路を形成する第２のスイッチ手段と、を同時に連動して駆動可能なスイッチ駆動手段が上記補
助電源回路に備えられていることを特徴とする請求項１
又は請求項２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記第１のスイッチ手段及び上記第２の
スイッチ手段及び上記スイッチ駆動手段は、１つの継電
器として形成されていることを特徴とする請求項３に記
載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記第１のスイッチング手段及び／又は
上記第２のスイッチング手段において、絶縁トランスの
二次側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチン
グ手段のスイッチング周波数を可変することにより定電
圧制御を行う定電圧制御手段が設けられることを特徴と
する請求項１乃至請求項４の何れかに記載のスイッチン
グ電源回路。
【請求項６】上記第２のスイッチング手段の絶縁トラ
ンスの二次側に対して直流出力電圧を安定化する定電圧
回路が設けられていることを特徴とする請求項１乃至請
求項５の何れかに記載のスイッチング電源回路。