JPH06327247A - 高力率電源供給装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 入力力率を１値にし、交流入力電流の高周波
含有率を最小化しながら共振型コンバータを同時に制御
することにより、高力率、高効率および小型化、軽量化
を図った高力率電源供給装置を提供する。 【構成】 本発明の高力率電源供給装置は、電波整流部
３と、電波整流信号検出部４と、コンデンサＣ１と、イ
ンダクタＬ１と、高周波スイッチング部６と、共振回路
部７と、出力回路部８と、制御部５とを含み、さらに制
御部５がのこぎり波信号発生器５４と、電波整流信号検
出部４とのこぎり波信号発生器５４との信号を比較する
第１比較器５１と、第１比較器５１および第２比較器５
２の出力に応じてスイッチングパルス間のゼロ領域を有
するスイッチング制御信号を生成する分周回路５５とを
備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高力率電源供給装置に
関し、特に広い入力電圧変動および負荷変動において安
定した出力制御および力率の改善のための共振型コンバ
ータによる高力率電源供給装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、負荷に一定レベルの直流電源を
供給するためには交流信号を直流信号に変換させる交流
／直流コンバータが用いられる。このための例が図１４
に示されているが、交流電源Ｖｓは負荷ＲＬに直流電源
を供給するため電波整流回路とこれに連結された平滑コ
ンデンサＣおよびＤＣ−ＤＣコンバータを経て整流され
た後に負荷ＲＬに供給される。

【０００３】しかしながら、図１５からわかるように、
図１４に示しているような回路の配線により入力電流ｉ
と電圧Ｖｓとの位相関係は異なるように現れることがわ
かる。これは、コンデンサＣの影響を受けるものであ
り、いわゆる力率を悪くする。力率に関連する関係式
は、第（１）式のようであり、第（１）式において明ら
かに示されているように、電力効率を高めるためには電
圧と電流との間の位相φが一致しなければならない。

【０００４】

【数１】

【０００５】ここで、Ｗは消費電力であり、ＶおよびＡ
は交流入力側の電圧および電流の実効値である。

【０００６】かかることを改善したものが図１６の回路
図に示される電源供給装置である。これは、本出願人が
先立って開発したものであり、図１７に示すように、力
率は大幅に改善されたことがわかる。力率を改善する回
路は、図１４に示される回路と類似するが、整流された
波形を伝達するインダクタＬの電流信号をスイッチング
素子Ｑが適時オン／オフされて伝達するようにすること
により、目的が達成されている。

【０００７】スイッチング素子Ｑをオン／オフさせる制
御回路は、入力電源Ｖｓを電波整流した信号と、入力電
源Ｖｓを変圧器Ｔ１を経るようにして第２次コイルに現
した信号を整流した信号とを比較器Ｗ．Ｃで比較し、そ
の結果値を電流増幅器ＩＥで増幅させてスイッチング制
御信号を生成している。

【０００８】図１４の回路は、コンデンサ入力型整流回
路であり、図１６の回路は昇圧型コンバータである。図
１６の回路をより詳しく説明すると、スイッチング素子
Ｑがオンされ、ブロッキングダイオードＤがオフされる
区間で予め設定された電流上限値まで電流が増加する動
作と、スイッチング素子Ｑがオフされ、ブロッキングダ
イオードＤが導通される区間であって電流下限値まで電
流が減少する動作がある。したがって、入力電流ｉを設
定した幅に制限することにより、その電流の実効値を調
節せれて力率が改善される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１６
に示される回路による方法では、根本的に昇圧型コンバ
ータの原理が用いられているので、システムが複雑化し
て変圧気流が多くて重さが重く、さらにスイッチング特
性もよくなくて信頼性が低い。また、図１７に示すよう
に電流のデッドアングルおよびデッドタイムがあるとい
う短所を有する。

【００１０】ゆえに、本発明の目的は、入力力率を１値
にし、交流入力電流の高周波含有率を最良化しながら共
振型コンバータを同時に制御することにより、高力率、
高効率および小型、軽量の高力率電源供給装置を提供す
ることである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明にかかる
高力率電源供給装置は、交流信号を整流する電波整流手
段と、整流された信号を分配する電圧分配手段と、前記
電圧分配手段に並列連結されたコンデンサと、前記電波
整流手段に連結されたインダクタと、前記インダクタに
流れる電流の供給を制御するスイッチング手段と、イン
ダクタとコンデンサとで構成されており、前記スイッチ
ング手段に連結されている共振回路部と、前記共振回路
部の信号を受けて、これを整流した後に負荷に伝送する
出力回路と、前記スイッチング手段にスイッチング制御
信号を供給する制御回路とからなり、前記制御回路は、
のこぎり波信号発生器と、前記電圧分配手段の出力との
こぎり波信号発生器の信号を比較する比較手段と、比較
器の出力に応じてスイッチングパルス間のゼロ領域を有
するスイッチング制御信号を生成する分周回路とで構成
されている。

【００１２】請求項２では、請求項１の制御回路内の分
周回路は、前記比較器の出力をクロックにする第１およ
び第２のＤ形フリップフロップと、これらの出力をＮＡ
ＮＤゲーティングして２つのパルス信号を生成するゲー
ト回路部と、前記２つのパルス信号を受けて制御領域を
有する２つの駆動パルスが生成されるように４つのスイ
ッチングトランジスタと変圧器とで構成されたスイッチ
ング駆動回路とからなる。

【００１３】請求項３では、請求項１の共振回路の出力
を分配して基準信号を比較する第２比較器をさらに含
み、前記第２比較器の出力は分周回路に供給されて過電
流の発生時に分周回路の出力を遮断するようにする。

【００１４】請求項４の発明にかかる高力率電源供給装
置は、交流信号を整流する電波整流手段と、整流された
信号を分配する電圧分配手段と、これに並列連結されて
いるコンデンサと、前記電波整流手段に連結されたイン
ダクタと、前記インダクタに流れる電流の供給を制御す
るスイッチング手段と、インダクタとコンデンサとで構
成されており、前記スイッチング手段に連結された共振
回路部と、前記共振回路部の信号を受けて、これを整流
して負荷に供給する出力回路と、前記スイッチング手段
にスイッチング制御信号を供給する分周回路とで構成さ
れ、前記負荷に供給される信号を分周回路からフィード
バックして比較する比較部と、比較部の出力を受ける誤
差増幅器を含んで、誤差増幅器の信号レベルに応じてこ
れに連結された前記のこぎり波発生器の周波数を増減さ
せるようにしている。

【００１５】請求項５では、請求項４の制御回路の分周
回路は、前記比較器の出力をクロックにする第１および
第２のＤ形フリップフロップと、これらの出力をＮＡＮ
Ｄゲーティングして２つのパルス信号を生成するゲート
回路部と、前記２つのパルス信号を受けて制御領域を有
する２つの駆動パルスが生成されるように４つのスイッ
チングトランジスタと、変圧器とで構成されたスイッチ
ング駆動回路とからなる。

【００１６】請求項６では、請求項４の共振回路の出力
を分配して基準信号を比較する第２比較器をさらに含
み、前記第２比較器の出力は分周回路に供給されて過電
流の発生時に分周回路の出力を遮断するようにする。

【００１７】請求項７の発明にかかる高力率電源供給装
置は、交流信号を整流する電波整流手段と、整流された
信号を分配する電圧分配手段と、これに並列連結された
コンデンサと、前記電波整流手段に連結されたインダク
タと、前記インダクタに流れる電流の供給を制御するス
イッチング手段と、インダクタとコンデンサとで構成さ
れ前記スイッチング手段に連結された共振回路部と、前
記共振回路の信号を受けて、これを整流して負荷に伝送
する絶縁変圧器と、前記スイッチング手段にスイッチン
グ制御信号を供給する分周回路とで構成され、前記負荷
に供給される信号を分周回路からフィードバックして比
較する比較部と、比較部の出力を受ける誤差増幅器を含
んで誤差増幅器の信号レベルに応じてこれに連結された
前記のこぎり波発生器の周波数を増減させるようにして
いる。

【００１８】請求項８では、請求項７の共振回路の出力
を分配して基準信号を比較する第２比較器をさらに含
み、前記第２比較器の出力は分周回路に供給されて過電
流の発生時に分周回路の出力を遮断するようにしてい
る。

【００１９】請求項９では、請求項７の制御回路の分周
回路は、前記比較器の出力をクロックにする第１および
第２Ｄ形フリップフロップと、これらの出力をＮＡＮＤ
デーティングして２つのパルス信号を生成するゲート回
路部と、前記２つのパルス信号を受けて制御領域を有す
る２つの駆動パルスが生成されるよう４つのスイッチン
グトランジスタと、変圧器とで構成されたスイッチング
駆動回路と、からなる。

【００２０】請求項１０では、請求項７の負荷は、ＨＩ
Ｄ（High Intensity Discharge）ランプあるいは放電ラ
ンプである。

【００２１】

【実施例】以下、本発明の望ましい実施例を添付図面を
参照してより詳細に説明する。

【００２２】本発明の装置は、図１に示すように交流電
源１と電流電源を求める負荷Ｒ０との間に本発明の装置
が構成される。また、図１においてはブロック単位に本
発明の装置は構成されることが示されており、各ブロッ
クを詳細にした具体的な回路は該当ブロックの機能の代
わりをする１つの模範例であって、これに限らずこの機
能の代わりを行なえるその他の変形例をも含む。

【００２３】まず、図１は、本発明の一実施例による高
力率電源供給装置を示した回路図であり、これに基づい
て本発明を説明する。

【００２４】図１に示すように、交流入力電源１は過電
圧の伝達を遮断するヒューズ２を経て、ダイオードＤａ
〜Ｄｄで構成されている電波整流部３により電波整流さ
れる。そして、電波整流部３により電波整流された電圧
はコンデンサＣ１に並列に連結されている電波整流信号
検出部４によって検出され、本発明の制御部５により処
理される。

【００２５】この場合、交流入力電圧Ｖｉｎが電波整流
部３のダイオードＤａ〜Ｄｄにより電波整流された後、
前記コンデンサＣ１により若干のオフセット電圧が生成
されるが、これはコンデンサＣ１の両端の電圧が前記電
波整流信号検出部４をなす抵抗Ｒｍ１，Ｒｍ２により分
配された電圧が制御部５の第１比較器５１の基準電圧と
して正（＋）入力端子に印加されるので、交流入力電圧
Ｖｉｎが６０Ｈｚの電源であるとき、１２０Ｈｚごとに
前記基準電圧がゼロにならないようにするためのもので
ある。

【００２６】仮に、コンデンサＣ１がないと１２０Ｈｚ
ごとにで第１比較器５１の出力が出ないようになって全
システムが不安定に動作する場合が発生するので、コン
デンサＣ１はこのような理由で設けられている。

【００２７】制御部５は、図４（ｆ），（ｇ）のような
波形を、図５に示すスイッチング駆動回路５５１に出力
することにより高周波スイッチング部６に印加する。

【００２８】一方、電波整流信号検出部４と高周波スイ
ッチング部６との間にはコイルＬ１が連結されている
が、このコイルＬ１に流れる電流はスイッチング部６の
スイッチング状態に応じて図２（ａ）のように流れる。
すなわち、高周波スイッチング部６のスイッチング素子
Ｓ１，Ｓ２が制御部５の信号に応じてスイッチング動作
をするようになると、インダクタＬ１に流れる電流波形
はすべて図２（ａ）のようになる。スイッチング素子Ｓ
１またはスイッチング素子Ｓ２がオンすると、インダク
タＬ１に流れる電流が線形的に増加し、スイッチング素
子Ｓ１，Ｓ２いずれもオフされる区間において減少し始
める。またインダクタＬ１の電流がゼロとなる前にスイ
ッチング素子がオンされるように制御部５が動作してい
るので、インダクタＬ１の電流はさらに増加し始める。
このようなスイッチング方式のためインダクタＬ１に流
れる電流波形は図２（ａ）に示すようになる。したがっ
て、入力電圧と入力電流の位相は互いに一致するように
なって力率は１になる。

【００２９】前記のような動作を支援する制御部５は前
記電波整流信号検出部４の信号ばかりでなく、さらに他
の２つの検出された信号をも用いる。前記高周波スイッ
チング部６に連結された共振回路部７は共振インダクタ
Ｌｒと共振コンデンサＣｒとが直列に連結されている構
成からなるが、前記共振インダクタＬｒから抵抗Ｒ１
８，Ｒ２０に構成されている電圧分配器９を通じて制御
部５に入力される信号と、また負荷Ｒ０の変動分と交流
入力電圧Ｖｉｎの変動を考慮するよう負荷Ｒ０に供給さ
れる電圧が１つの変量として制御部５にフィードバック
される信号と、そして電波整流信号検出部４から入力さ
れる信号とであり、制御部５はこのような３つの入力信
号に基づいて最終のスイッチング制御信号を生成して高
周波スイッチング部６に出力する。

【００３０】電波整流信号検出部４と電圧分配器９とか
らなる制御部５に入力される信号は制御部５内の第１お
よび第２の比較器５１，５２にそれぞれ印加され、負荷
Ｒ０にかかる電圧の一部分がフィードバックされた信号
は位相反転器５３に印加される。

【００３１】制御部５はかかる第１および第２の比較器
５１，５２を有し、第２比較器５１に印加されるさらに
他の比較信号は電圧制御発生器５４の出力であり、第２
比較器５２に印加されるさらに他の比較信号は予め設定
された基準電圧Ｖｒｅｆである。第１および第２比較器
５１，５２の出力信号は論理ゲート手段に構成された分
周回路５５に印加され、分周回路５５は高周波スイッチ
ング部６に送るスイッチング制御信号を生成する。

【００３２】前記ＶＣＯ５４を制御する電圧は、位相反
転器５３の手段および基準電圧Ｖｒｅｆから誤差信号を
増幅する誤差増幅器５６の出力になる。これについては
後述する。

【００３３】ＶＣＯ５４は高周波スイッチング部６のス
イッチング素子Ｓ１，Ｓ２を駆動するためののこぎり波
を作るための回路と、ソフトスタートのための回路とで
構成されている。ここで、ソフトスタートとは、駆動初
期にスイッチング周波数を定常状態のスイッチング周波
数より数倍して動作させることを意味する。スイッチン
グ周波数を自然共振周波数ω０より数倍にすると負荷Ｒ
０には電力が非常に少なく伝達されるため、初期駆動に
おいてシステム全体の不安定な動作が防止さる。特に、
負荷として蛍光ランプのような放電灯を用いる場合には
ランプの寿命延長に寄与できる。

【００３４】ＶＣＯ５４において、ソフトスタート機能
をする回路とこののこぎり波を作る回路との間にはダイ
オードＤ２が挿入されている。

【００３５】ソフトスタート回路の動作は以下のようで
ある。制御部５が動作を始めるようになると、トランジ
スタＱ１，Ｑ２に構成された定電流源から安定した定電
流がダイオードＤ１を通じてコンデンサＣ６を充電させ
る。したがって、コンデンサＣ６の電圧は一定の傾きを
有し上昇するようになる。コンデンサＣ６の電圧上昇は
ダイオードＤ２のターンオン状態がとまるまで継続され
る。コンデンサＣ６の電圧上昇によってトランジスタＱ
９がまずオンされ、トランジスタＱ３がダイオードＤ１
のしきい値（ほぼ０．７Ｖ）のドロップ後にオンになる
と、ダイオードＤ２の両端の電位差が同様になり、ダイ
オードＤ２のターンオン状態がとまるようになる。

【００３６】ソフトスタート回路において、ソフトスタ
ート時間をきめるコンデンサＣ６は第（２）式により決
定される。ただし、Ｖ_thは、ＬＭ ５５５の内部比較器
の基準電圧であり、Ｉ_C はＣ６に流込む電流［μＡ］で
あり、Ｔ_STはソフトスタート時間［μｓ］である。

【００３７】次は、のこぎり波を作る回路について説明
する。トランジスタＱ６，Ｑ７に構成された電流源によ
り一定の電流がコンデンサＣ２に流れると、コンデンサ
Ｃ２の電圧は一定の傾きを有して上昇する。コンデンサ
Ｃ２の電圧はＬＭ ５５５チップの内部比較器の基準電
圧に至ると、ＬＭ ５５５チップの内部トランジスタが
コンデンサＣ２の充電電圧を瞬間的に放電させる。コン
デンサＣ２が放電すると、電流源であるトランジスタＱ
６，Ｑ７から出力された電流がさらにコンデンサＣ２を
充電させる、ＬＭ ５５５チップの内部比較器の基準電
圧に至るとさらに放電される過程を通じてのこぎり波が
生成される。図２（ｂ）はコンデンサＣ２の電圧波形を
示すものである。コンデンサＣ２の電圧波形は第１比較
器５１の負（−）入力端子に印加される。

【００３８】前記した場合、のこぎり波周波数をきめる
コンデンサＣ２は第（３）式により与えられる。ただ
し、Ｉ_C はＣ２に流込む電流［μＡ］であり、Ｖ_thは比
較器の基準電圧［Ｖ］であり、ｆ_S はのこぎり波［ｋＨ
ｚ］である。

【００３９】交流入力電源１は、たとえば６０［Ｈ
ｚ］、１１０Ｖあるいは２２０Ｖの交流電流であって、
電流と電圧との位相は一致するので力率は１である。こ
の信号は電波整流回路３により電波整流され、電波整流
信号検出部４の抵抗Ｒｍ１，Ｒｍ２により検出された信
号が制御部５に供給される。この検出信号は第１比較器
５１の演算増幅器の正（＋）入力端子に印加されて図２
（ｃ）に示すようにＶＣＯ５４の出力に比較される。第
１比較器５１は比較結果を論理回路に用いられるローま
たはハイレベルの信号として図２（ｄ）のように出力す
る。

【００４０】図１のコンデンサＣ１の両端電圧に関連し
て、この電圧を交流入力電圧Ｖｉｎが６０［Ｈｚ］であ
る場合に１２０［Ｈｚ］の波形を有する電波整流された
電圧である。高周波スイッチング部６のスイッチング素
子Ｓ１，Ｓ２を数十［ｋＨｚ］で駆動した場合に、コン
デンサＣ１の両端電圧はスイッチング１周期ごとにおい
てはほぼ直流電圧にみられる。

【００４１】図２（ｃ）において前記直流電圧は‘Ｅ’
で表示されており、これは制御部５の第１比較器５１の
正（＋）入力端子に印加されて基準電圧に活用され、第
１比較器の負（−）入力端子にはＶＣＯ５４ののこぎり
波が入力されることにより、互いに比較されて図２
（ｄ）のようなパルス波形が生成される。

【００４２】制御部５の分周回路５５は図３に示すよう
に、２つの直列連結されたＤ形フリップフロップＤＦ
１，ＤＦ２と、ＮＡＮＤゲートＮＡ１，ＮＡ２とを有し
ており、さらに、図５に示すようなスイッチング素子駆
動回路５５１を有している。前記Ｄ形フリップフロップ
ＤＦ１，ＤＦ２に印加されるクロック信号Ｋは図２
（ｄ）に示している第１比較器５１の出力パルス信号に
なる。前記Ｄ形フリップフロップＤＦ１，ＤＦ２の出力
はＮＡＮＤゲートＮＡ１，ＮＡ２と、図５に示している
スイッチング素子駆動回路５５１とを経るようになり、
これによって分周回路５５が制御信号を生成する。

【００４３】図３に示している回路において、各ノード
における波形図を図４（ａ）〜図４（ｇ）に示してい
る。図４（ａ）のＫ信号波形は第１比較器５１の出力信
号であり、前記Ｋ信号波形がインバータＩＮＶを経た後
のものは第１のＤ形フリップフロップＤＦ１のクロック
端子ＣＫに、そしてＫ信号波形そのままには第２のＤ形
フリップフロップＤＦ２のクロック端子ＣＫに印加され
る。Ｄ形フリップフロップＤＦ１，ＤＦ２の出力信号
ａ，ｂ，ｃ，ｄがＮＡＮＤゲートＮＡ１，ＮＡ２を経る
ようになると最終的に図４（ｆ）および図４（ｇ）のよ
うなＭ，Ｎ信号がそれぞれ生成される。

【００４４】前記Ｍ，Ｎ信号は図５のスイッチング素子
駆動回路５５１に入力される。図５のスイッチング素子
駆動回路５５１の各部における波形図を図６に示す。図
６（ｂ）および図６（ｃ）にはＮＡＮＤゲートＮＡ１，
ＮＡ２から入力されるＭ，Ｎ信号が示されており、図６
（ａ）のＫ信号と比較されるようにしている。

【００４５】スイッチング素子駆動回路５５１の出力は
図５からわかるように、ノードＡおよびノードＢにおい
てとられ、これの波形は図６（ｈ）のようである。スイ
ッチング素子駆動回路５５１の出力信号は変圧器Ｔ５５
１により高周波スイッチング部６のスイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２であるＭＯＳＦＥＴのゲート端子に加わる。ス
イッチング素子駆動回路５５１の４つのスイッチング素
子ｑ１〜ｑ４に対するスイッチングオンタイム図は図６
（ｄ）〜図６（ｇ）のようであり、これに従って図６
（ｈ）のような出力信号が得られる。

【００４６】しかしながら、分周回路５５の他の入力は
第２比較器５２の出力から得られるが、これは共振回路
７から由来する。第２比較器５２が設けられた根本的な
理由は過電流に対し主電力用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ
２および全体回路を保護するため設けられたものであ
り、これは過電流保護感知用ウィンド比較器と称するこ
ともできる。共振インダクタＬｒに流れる電流を検出し
てダイオードＤ７，Ｄ８により整流された直流電圧を電
圧分配器９の抵抗Ｒ１８，Ｒ２０によって分配した場
合、抵抗Ｒ２０の両端電圧が第２比較器５２の負（−）
入力電圧として印加される。したがって、抵抗Ｒ２０か
ら取られる電圧は直流電圧である。

【００４７】制御部５からスイッチング制御信号を受け
る高周波スイッチング部６は、スイッチング素子Ｓ１，
Ｓ２であるＭＯＳＦＥＴと、これに並列連結されたコン
デンサＣ１１，Ｃ２２およびダイオードＤ３，Ｄ４を含
む。図７は高周波スイッチング部６の回路動作を示す波
形図であって、図７（ａ）は分周回路５５のスイッチン
グ素子駆動回路５５１のＡ，Ｂノード間の出力波形図で
あり、これに従ってスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がスイ
ッチングされるオン時間を図７（ｂ）および図７（ｃ）
に示している。

【００４８】高周波スイッチング部６の回路動作の主要
特徴は、主電流用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が高速に
スイッチングするためスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の両
端電圧がゼロである状態、すなわち図７（ｂ）または図
７（ｃ）の区間ＩにおいてダイオードＤ３，Ｄ４が導通
する瞬間にスイッチングするゼロ電圧スイッチングＺＶ
Ｓ方式であるという点である。かかるゼロ電圧スイッチ
ング方式はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を高速にスイッ
チングできるばかりでなく、スイッチング電流の損失が
ほとんどない特徴を有する。

【００４９】このようなゼロ電圧スイッチングＺＶＳ動
作を満たすため分周回路５５はＤ形フリップフロップＤ
Ｆ１，ＤＦ２を有するものであり、主電流用スイッチＳ
１，Ｓ２が交互にスイッチングするとき、図７（ｂ）お
よび図７（ｃ）のように、区間Ｉというデッドタイムを
与えることによりスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がゼロ電
圧スイッチングを行なえる。このとき、図７（ｂ）の正
（＋）電圧パルス区間においては第１スイッチング素子
Ｓ１がターンオンされ、図７（ｃ）の正（＋）電圧パル
ス区間においては第２スイッチング素子Ｓ２がターンオ
ンされる。

【００５０】図７（ｂ）の正（＋）電圧パルス区間にお
いて第１スイッチング素子Ｓ１がスイッチングオンされ
るに従って第２スイッチング素子Ｓ２のドレインとソー
スとの間に現す電圧の波形は図７（ｄ）に示すようであ
り、電流波形は図７（ｅ）に示すようである。電流はグ
ラウンドレベルＧを基準点に、この地点に昇る波形はダ
イオードＤ３を通じて流れる電流であり、グラウンドレ
ベルに上昇する電流は第１スイッチング素子Ｓ１のドレ
イン電流を現す。これを図１０（ａ）〜図１０（ｃ）を
参照してより詳しく説明する。

【００５１】まず、図７（ｅ）の‘ｔ０〜ｔ１’におけ
る動作を説明する。時刻ｔ０において、図１０（ａ）に
示している回路における電流ｉｒは矢印方向に流れるよ
うになり、結局、電流ｉｒはＥ−Ｓ１−Ｌｒ−Ｃｒ−Ｃ
４４−Ｅの経路を通じて流れる。このとき、コンデンサ
Ｃ４４は充電し始め、コンデンサＣ３３は放電し始め
る。このような動作モードは時刻ｔ１においてスイッチ
ング素子Ｓ１がオフされることにより終了する。

【００５２】次に、図７（ｅ）の‘ｔ１〜ｔ２’区間に
おける動作を説明する。時刻ｔ１においてスイッチング
素子Ｓ１をオフさせると、電流ｉｒは図１０（ｂ）に示
している回路においてスイッチング素子Ｓ１からコンデ
ンサＣ１１に経路を変更して、Ｅ−Ｃ１１−Ｌｒ−Ｃｒ
−Ｃ４４−Ｅの経路を通じて流れる。このとき、コンデ
ンサＣ１１は充電し始め、コンデンサＣ２２は放電し始
め、時刻ｔ２においてコンデンサＣ２２の電圧がゼロに
なるときこの動作モータが終了する。

【００５３】次に、図７（ｅ）の‘ｔ２〜ｔ４’区間に
おける動作を説明する。時刻ｔ２においてコンデンサＣ
２２の電圧がゼロになると、図１０（ｃ）に示している
ように、電流ｉｒの経路はダイオードＤ４に変わる。す
なわち、Ｌｒ−Ｃｒ−Ｃ４４−Ｄ４−Ｌｒの経路を通じ
て電流ｉｒが流れる。このとき、電源Ｅは無関に共振回
路７のエネルギをフリーフィーリングさせるモードにな
る。このモードは時刻ｔ４まで進行される。

【００５４】ゼロ電圧スイッチング条件を満たすため時
刻ｔ３においてスイッチング素子Ｓ２をオンさせる。時
刻ｔ２においてはまだ電流ｉｒが正（＋）方向を維持し
ているため、まだスイッチング素子Ｓ２を通じては電流
が流れなく、スイッチング素子Ｓ２はオン状態のみ維持
しているので、スイッチング素子Ｓ２はゼロ電圧スイッ
チング条件を満たしている。

【００５５】以上はスイッチング素子Ｓ１によるスイッ
チング半周期に対する説明であり、スイッチング素子Ｓ
２に対する半周期は時刻ｔ３〜ｔ６まで前述した逆の状
況に動作するので、これに対する詳細な説明は重複を避
けるため省略する。

【００５６】そして、図１においてダイオードＤ５，Ｄ
６の動作は次のようである。前記ダイオードＤ５，Ｄ６
は、コンデンサＣ３３，Ｃ４４の電圧が電源電圧Ｅ以上
に大きくなる場合、コンデンサＣ３３，Ｃ４４の電圧を
電源電圧Ｅにクランプするためのダイオードである。す
なわち、全システムが異常動作するか、共振によってコ
ンデンサＣ３３，Ｃ４４の電圧が電源電圧Ｅ以上に上昇
する場合、ダイオードＤ５，Ｄ６が導通されることによ
り電源電圧Ｅにクランプさせる。

【００５７】高周波スイッチング部６の出力は共振回路
７に印加され、共振回路の出力は絶縁変圧器Ｔ１を経て
出力回路部８に印加されることにより、負荷Ｒ０に電力
は伝達される。図８の波形図は絶縁変圧器Ｔ１の２次側
電圧波形を示すものであり、交流入力電圧Ｖｉｎと比較
されている。そして図９は交流入力電圧Ｖｉｎの電圧Ｖ
および電流Ｉの波形図であり、位相が一致している。

【００５８】本発明においては、前述した従来技術であ
る図１６に示すような昇圧型コンバータ方式にあるスイ
ッチング素子ＱおよびコンデンサＣが不必要であるた
め、スイッチング特性に従って信頼性が減少することを
除去でき、さらに経済的な面においても有利である。

【００５９】この発明において、高周波スイッチング部
６の出力に連結された共振回路７と、そして前記共振回
路７に連結された出力回路部８は負荷並列型直列共振型
コンバータ構造をとる。このような構造の共振型コンバ
ータは図１１に示しているような特性を有する。したが
って、共振回路７の共振インダクタＬｒと共振コンデン
サＣｒの固有振動周波数ωｒより高周波スイッチング部
６のスイッチング各周波数ωｓを常に高い範囲で制御す
るように設計される。共振回路７の固有振動周波数ωｒ
は第（４）式で示される。

【００６０】共振回路７のコンデンサＣｒに並列連結し
た絶縁変圧器Ｔ１を通じて出力回路部８に高い周波数の
信号が伝達される。もちろん、これの電圧と電流との間
の位相は同相であることに留意する。この信号は出力回
路部８のダイオードブリッジ回路Ｄ１１，Ｄ２２，Ｄ３
３，Ｄ４４と、インダクタＬ０およびコンデンサＣ０に
よってＤＣ電圧に変換された後、負荷Ｒ０に供給され
る。

【００６１】一方、本発明の他の目的は、入力電圧レベ
ルの変動や負荷の変動に対しても安定した電源を供給す
るものであって、交流入力電圧Ｖｉｎが増加する場合負
荷Ｒ０に並列に連結された出力電圧検出部１０において
検出されるフィードバック電圧はそれに従って上昇する
ようになる。出力電圧検出部１０の電圧信号は制御部５
の位相反転器５３に入力される。位相反転器５３は演算
増幅器に構成された反転増幅回路であり、基準電圧Ｖｒ
ｅｆとともにその変動分を誤差増幅器５６に出力する。

【００６２】前記の場合、出力回路部８は出力フィルタ
を構成してインダクタＬ０とコンデンサＣ０とを有して
いるが、これによる極周波数は第（５）式で示される。

【００６３】したがって、誤差増幅器５６は出力回路部
８の出力フィルタによる周波数特性補償のため２つのゼ
ロ点および１つの極を有するように構成される。これを
第（６）式〜第（９）式で示す。特に、第（９）式で示
される利得は、誤差増幅器５６の増幅利得である。

【００６４】誤差増幅器５６の構成背景は上記のようで
ある。前記誤差増幅器５６はＶＣＯ５４の三角波出力周
波数を制御し現在のように変動事項がある場合には三角
波出力周波数を上昇させる。したがって、第１比較器５
１の出力周波数を上昇させ分周回路５５によるスイッチ
ング出力信号の周波数も上昇する。しかしながら、定常
状態であると論理回路５５は一定周波数の信号を出力す
る。

【００６５】要約すると、誤差増幅器５６に入力される
電圧が増加すると誤差増幅器５６の出力である直流レベ
ルが上昇し、したがって、のこぎり波周波数が増加して
スイッチング周波数が増加するので入力電力が減少す
る。逆に、誤差増幅器５６に入力される電圧が減少する
と入力が増加する。このように動作するようになるの
で、負荷Ｒ０の変動の際負荷Ｒ０の増加は誤差増幅器５
６の出力を増加させて出力電圧が減少し、負荷Ｒ０の減
少時は出力電圧が上昇する。すなわち、負荷の変動の際
にも常に一定の出力電圧を出力するようになる。

【００６６】図２は、この発明の他の実施例による高力
率電源供給装置を示した回路図であり、図１３は、この
発明のさらに他の実施例による高力率電源供給装置を示
した回路図である。

【００６７】以下、本発明の特徴を活用した実施例を図
１２および図１３に例示して説明する。これら２つの実
施例は図１の回路構成と同一であるが、図１２に示した
実施例においては出力回路をＨＩＤ（High Intensity D
ischarge）ランプに置換えたことのみが異なり、図１３
に示した実施例においては共振回路のコンデンサＣｒに
並列に放電ランプが負荷として連結されたことが異な
る。そして、制御回路５にフィードバックされる信号は
共振回路のインダクタＬｒの２次側に連結された抵抗手
段Ｒ３０の電圧によっていることが異なる。

【００６８】図１２および図１３に示したいずれの実施
例においても、入力電圧および負荷変動に対して安定し
た出力を供給されるということに対して、この実施例は
高力率、高効率および高電力密度電源装置であって電子
式安定器に適用されることが示されているものである。

【００６９】

【数２】

【００７０】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、図１６
に示した昇圧型コンバータ方式を用いた力率改善回路に
比べて回路全体が簡単であり、かつ図１７に示すような
デッドアングルおよびデッドタイムを除去することによ
り、入力力率が高まるばかりでなく、信頼性および経済
的な面においても有利である。さらに共振型コンバータ
の制御機能をも有しているため、システム全体の小型
化、軽量化が可能である。

【００７１】また、本発明の回路を図１に示しているよ
うな構成にして入力電圧、電流波形を測定してみた結
果、図９のような波形が得られる。この波形を図１５お
よび図図１７と比較してみると整流波形歪みがないこと
がわかる。したがって、図１５および図１７に比べて入
力電流の高調波含有率が顕著に減少している。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例による高力率電源供給装置
を示した回路図である。

【図２】図１に示した回路の各部の波形図である。

【図３】図１の分周回路部のゲート回路図である。

【図４】図３の回路の各部の波形図である。

【図５】図１の分周回路部のゲート駆動回路図である。

【図６】図５の回路の各部の波形図である。

【図７】図１の回路の各部の波形図である。

【図８】図１の絶縁変圧器Ｔ１の２次側電圧波形を示す
図である。

【図９】図１の交流入力電圧Ｖｉｎの電圧Ｖおよび電流
Ｉの波形図である。

【図１０】図１に示した回路の動作を説明するための回
路図である。

【図１１】図１の共振回路部の特性を示すグラフであ
る。

【図１２】この発明の他の実施例による高力率電源供給
装置を示した回路図である。

【図１３】この発明のさらに他の実施例による高力率電
源供給装置を示した回路図である。

【図１４】従来のコンデンサ入力型整流回路図である。

【図１５】図１４の入力電圧、電流波形図である。

【図１６】従来の昇圧型コンバータ回路構成図である。

【図１７】図１６の入力電圧、電流波形図である。

【符号の説明】

１ 交流入力電源 ２ 電波整流部 ４ 電波整流信号検出部 ５ 制御部 ６ 高周波スイッチング部 ７ 共振回路部 ８ 出力回路部 ９ 分配器 ５１ 第１比較器 ５２ 第２比較器 ５５ 分周回路 ５５１ スイッチング素子駆動回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流信号を整流とする電波整流手段と、 整流された信号を分配する電圧分配手段と、 前記電圧分配手段に並列連結されたコンデンサと、 前記電波整流手段に連結されたインダクタと、 前記インダクタに流れる電流の供給を制御するスイッチ
   ング手段と、 インダクタとコンデンサとで構成されており、前記スイ
   ッチング手段に連結されている共振回路部と、 前記共振回路部の信号を受けて、これを整流した後に負
   荷に伝送する出力回路と、 前記スイッチング手段にスイッチング制御信号を供給す
   る制御回路とからなり、 前記制御回路は、 のこぎり波信号発生器と、 前記電圧分配手段の出力とのこぎり波信号発生器の信号
   を比較する比較手段と、 比較器の出力に応じてスイッチングパルス間のゼロ領域
   を有するスイッチング制御信号を生成する分周回路とで
   構成されることを特徴とする、高力率電源供給装置。
2. 【請求項２】 前記制御回路内の分周回路は、 前記比較器の出力をクロックにする第１および第２のＤ
   形フリップフロップと、 これらの出力をＮＡＮＤゲーティングして２つのパルス
   信号を生成するゲート回路部と、 前記２つのパルス信号を受けて制御領域を有する２つの
   駆動パルスが生成されるように４つのスイッチングトラ
   ンジスタと変圧器とで構成されたスイッチング駆動回路
   と、 からなることを特徴とする、請求項１記載の高力率電源
   供給装置。
3. 【請求項３】 前記共振回路の出力を分配して基準信号
   を比較する第２比較器をさらに含み、前記第２比較器の
   出力は分周回路に供給されて過電流の発生時に分周回路
   の出力を遮断するようにすることを特徴とする、請求項
   １記載の高力率電源供給装置。
4. 【請求項４】 交流信号を整流する電波整流手段と、 整流された信号を分配する電圧分配手段と、 これに並列連結されているコンデンサと、 前記電波整流手段に連結されたインダクタと、 前記インダクタに流れる電流の供給を制御するスイッチ
   ング手段と、 インダクタとコンデンサとで構成されており、前記スイ
   ッチング手段に連結された共振回路部と、 前記共振回路部の信号を受けて、これを整流して負荷に
   供給する出力回路と、 前記スイッチング手段にスイッチング制御信号を供給す
   る分周回路とで構成され、 前記負荷に供給される信号を分配回路からフィードバッ
   クして比較する比較部と、比較部の出力を受ける誤差増
   幅器を含んで、誤差増幅器の信号レベルに応じてこれに
   連結された前記のこぎり波発生器の周波数を増減させる
   ようにしたことを特徴とする、高力率電源供給装置。
5. 【請求項５】 前記制御回路の分周回路は、 前記比較器の出力をクロックにする第１および第２のＤ
   形フリップフロップと、 これらの出力ＮＡＮＤゲーティングして２つのパルス信
   号を生成するゲート回路部と、 前記２つのパルス信号を受けて制御領域を有する２つの
   駆動パルスが生成されりるように４つのスイッチングト
   ランジスタと、変圧器とで構成されたスイッチング駆動
   回路と、 からなることを特徴とする、請求項４記載の高力率電源
   供給装置。
6. 【請求項６】 前記共振回路の出力分配して基準信号を
   比較する第２比較器をさらに含み、前記第２比較器の出
   力は分周回路に供給されて過電流の発生時に分周回路の
   出力を遮断するようにすることを特徴とする、請求項４
   記載の高力率電源供給装置。
7. 【請求項７】 交流信号を整流する電波整流手段と、 整流された信号を分配する電圧分配手段と、 これに並列連結されたコンデンサと、 前記電波整流手段に連結されたインダクタと、 前記インダクタに流れる電流の供給を制御するスイッチ
   ング手段と、 インダクタとコンデンサとで構成され前記スイッチング
   手段に連結された共振回路部と、 前記共振回路部の信号を受けて、これを整流して負荷に
   伝送する絶縁変圧器と、 前記スイッチング手段にスイッチング制御信号を供給す
   る分周回路とで構成され、 前記負荷に供給される信号を分配回路からフィードバッ
   クして比較する比較部と、比較部の出力を受ける誤差増
   幅器を含んで誤差増幅器の信号レベルに応じてこれに連
   結された前記のこぎり波発生器の周波数を増減させるよ
   うにしたことを特徴とする、高力率電源供給装置。
8. 【請求項８】 前記共振回路の出力を分配して基準信号
   を比較する第２比較器をさらに含み、前記第２比較器の
   出力は分周回路に供給されて過電流の発生時に分周回路
   の出力を遮断するようにしたことを特徴とする、請求項
   ７記載の高力率電源供給装置。
9. 【請求項９】 前記制御回路の分周回路は、 前記比較器の出力をクロックにする第１および第２のＤ
   形フリップフロップと、 これらの出力をＮＡＮＤゲーティングして２つのパルス
   信号を生成するゲート回路部と、 前記２つのパルス信号を受けて制御領域を有する２つの
   駆動パルスが生成されるように４つのスイッチングトラ
   ンジスタと、変圧器とで構成されたスイッチング駆動回
   路と、 からなることを特徴とする、請求項７記載の高力率電源
   供給装置。
10. 【請求項１０】 前記負荷はＨＩＤ（High Intensity D
    ischarge）ランプあるいは放電ランプであることを特徴
    とする、請求項７記載の高力率電源供給装置。