DE4412544A1

DE4412544A1 - Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor

Info

Publication number: DE4412544A1
Application number: DE4412544A
Authority: DE
Inventors: Youngsik Lee; Kyungha Jee
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Fairchild Korea Semiconductor Ltd
Priority date: 1993-04-13
Filing date: 1994-04-12
Publication date: 1994-10-20
Also published as: NL194221C; JPH06327247A; NL9400580A; NL194221B; US5625538A; KR960010828B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Stromver sorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor. Insbesondere be zieht sich die Erfindung auf einen Resonanzwandler, der in der Lage ist, eine stabile Ausgangssteuerung durchzuführen und den Eingangs-Leistungsfaktor auch bei großen Schwankungen der Eingangsspannungen und der Lasten zu verbessern.

Im allgemeinen wird ein Wechselstrom/Gleichstrom-Wandler, der ein Wechselstromsignal in ein Gleichstromsignal umsetzt, dazu verwendet, einer Last eine Wechselstrom-Versorgungsspan nung mit einem vorbestimmten Pegel zuzuführen. Ein Beispiel hierfür ist in Fig. 12A gezeigt. Demzufolge wird einer Last R_L eine Wechselstrom-Versorgungsspannung V_S zugeführt, nachdem die Wechselstrom-Versorgungsspannung über eine Vollwellen- Gleichrichterschaltung gleichgerichtet, mittels eines an die Vollwellen-Gleichrichterschaltung angeschlossenen Glättungs kondensators C geglättet und von einem Gleich strom/Gleichstrom-Wandler umgesetzt worden ist, um der Last R_L eine Gleichstrom-Versorgungsspannung zuzuführen. Wie aus Fig. 12B ersichtlich ist, liegt aufgrund der Schaltungsanord nung der in Fig. 12A gezeigten Schaltung eine unterschiedliche Phasenbeziehung zwischen einem Eingangsstrom i und der Span nung V_S vor. Dieser Unterschied ist auf den Einfluß des Glät tungskondensators C zurückzuführen, der den Leistungsfaktor verschlechtert. Der Wert des Leistungsfaktors läßt sich durch folgende Gleichung ausdrücken, wobei Spannung und Strom in ihrer Phase Φ gleich sein sollten:

In der obigen Gleichung ist mit W eine Aufnahmeleistung bezeichnet, während V und A virtuelle Werte bzw. Effektiv werte der Spannung bzw. des Stroms am Wechselstrom-Eingangs anschluß bezeichnen.

In den Fig. 13A und 13B ist ein Stromversorgungssystem mit verbessertem Leistungsfaktor gezeigt, das von der Anmel derin bereits vorgeschlagen wurde. Wie aus der Darstellung in Fig. 13B ersichtlich ist, wird der Leistungsfaktor bei diesem System in einem beträchtlichen Maß verbessert. Die den Lei stungsfaktor verbessernde Schaltung ist der in Fig. 12A ge zeigten weitgehend ähnlich, wobei zusätzlich eine Schaltvor richtung Q vorgesehen ist, die unter einer geeigneten Zeit steuerung in der Weise ein- oder ausgeschaltet wird, daß das Stromsignal eines Induktors bzw. einer Drosselspule L, die eine gleichgerichtete Wellenform überträgt, geeignet übertra gen wird.

Eine die Schaltvorrichtung Q ein- oder ausschaltende Steuerschaltung vergleicht mittels eines Komparators WC ein eine Eingangsspannung V_S gleichrichtendes Signal mit einem Signal, das ein gleichgerichtetes Signal eines in einer Se kundärwicklung eines Übertragers T1, mittels dem die Ein gangsspannung V_S übertragen wird, fließenden Signals dar stellt, wobei der resultierende Vergleichswert von einem Stromverstärker IE verstärkt wird, um ein Schaltsteuerungssi gnal zu erzeugen.

Bei der in den Fig. 12A und 12B gezeigten Schaltung handelt es sich um eine Gleichrichterschaltung mit kapaziti vem Eingang, während die in den Fig. 13A und 13B gezeigte Schaltung einen Spannungserhöhungs-Wandler darstellt.

Die in den Fig. 13A und 13B gezeigte Schaltung arbei tet in der Weise, daß sich der Strom in einem Betriebszyklus, bei dem eine Sperrdiode ausgeschaltet bzw. nichtleitend ist, bis zu einem vorbestimmten Maximalstrom erhöht und in einem Betriebszyklus, bei dem die Schaltvorrichtung Q ausgeschaltet und die Sperrdiode D eingeschaltet ist, bis zum Erreichen ei nes Minimalstroms wieder abnimmt. Der Eingangsstrom i ist auf eine vorbestimmte Breite bzw. Stärke beschränkt, wobei ein virtueller Wert bzw. Effektivwert des Stroms gesteuert wird, um den Leistungsfaktor zu verbessern.

Bei der in den Fig. 13A und 13B gezeigten Schaltungs technik wird im wesentlichen das Prinzip eines Spannungserhö hungs-Wandlers verwendet. Da dieses System kompliziert und der jeweils transformierte Strom groß ist, weist diese Schal tung ein beträchtliches Gewicht auf und ihre Zuverlässigkeit wird aufgrund schlechter Schalteigenschaften herabgesetzt. Aus Fig. 13B ist ersichtlich, daß diese herkömmliche Schaltung weiterhin an dem Nachteil leidet, daß der Strom sowohl einen Totwinkel als auch eine Totzeit aufweist.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, unter Ausschaltung der vorgenannten Nachteile ein Stromversorgungs system mit hohem Leistungsfaktor zu schaffen, das sich durch einen hohen Wirkungsgrad, geringe Größe und geringes Gewicht auszeichnet, indem der Eingangsleistungsfaktor auf den Wert 1 eingestellt und indem ein Resonanzwandler gesteuert wird, wo bei gleichzeitig der Hochfrequenzanteil eines zugeführten Wechselstroms minimiert werden soll.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im Anspruch 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Von der Erfindung wird demnach ein Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor vorgeschlagen, das im wesentlichen folgende Merkmale umfaßt:
eine Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung zum Gleichrich ten eines Wechselstromsignals;
eine Spannungsteilereinrichtung zum Teilen eines gleich gerichteten Signals;
einen parallel zur Spannungsteilereinrichtung geschalte ten Kondensator;
eine mit der Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung verbun dene Drosselspule;
eine Schalteinrichtung zum Steuern der Zufuhr des in der Drosselspule fließenden Stroms;
einen aus der Drosselspule und dem Kondensator gebildeten und mit der Schalteinrichtung verbundenen Resonanzschaltungs abschnitt;
eine Ausgangsschaltung, die ein Signal des Resonanzschal tungsabschnitts empfängt, dieses gleichrichtet und dann zu einer Last überträgt; und
eine Steuerungsschaltung, die der Schalteinrichtung ein Schaltsteuerungssignal liefert;
wobei die Steuerungsschaltung einen Sägezahnwellen-Si gnalgenerator, eine Komparatoreinrichtung zum Vergleichen ei nes Ausgangssignals der Spannungsteilereinrichtung mit einem Signal des Sägezahnwellen-Signalgenerators und einen Fre quenzteiler zum Erzeugen eines Schaltsteuerungssignals auf weist, das in Übereinstimmung mit einem Ausgangssignal der Komparatoreinrichtung bei jedem Schaltimpuls einen Nullbe reich aufweist.

Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung umfaßt das den hohen Leistungsfaktor aufweisende Stromversorgungssy stem folgende Funktionskomponenten:
eine Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung zum Gleichrich ten eines Wechselstromsignals;
eine Spannungsteilereinrichtung zum Teilen eines gleich gerichteten Signals;
einen parallel zur Spannungsteilereinrichtung geschalte ten Kondensator;
eine mit der Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung verbun dene Drosselspule;
eine Schalteinrichtung zum Steuern der Zufuhr des in der Drosselspule fließenden Stroms;
einen aus der Drosselspule und dem Kondensator gebildeten und mit der Schalteinrichtung verbundenen Resonanzschaltungs abschnitt;
eine Ausgangsschaltung, die ein Signal aus dem Resonanz schaltungsabschnitt empfängt, dieses gleichrichtet und dar aufhin einer Last zuführt;
einen Frequenzteiler, der der Schalteinrichtung ein Schaltsteuerungssignal liefert;
eine Komparatoreinrichtung, die ein der Last zugeführtes Signal aus einer Teilerschaltung zurückkoppelt und daraufhin das Signal vergleicht; und
eine Fehlerverstärkungseinrichtung, die ein Ausgangssi gnal der Komparatoreinrichtung empfängt, um in Übereinstim mung mit einem jeweiligen Signalpegel der Fehlerverstärkungs einrichtung die Frequenz eines Sägezahnwellengenerators zu erhöhen und zu verringern.

Gemäß einem noch weiteren Gesichtspunkt der Erfindung um faßt das den hohen Leistungsfaktor aufweisende Stromversor gungssystem folgende Funktionsteile:
eine Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung zum Gleichrich ten eines Wechselstromsignals;
eine Spannungsteilereinrichtung zum Teilen eines gleich gerichteten Signals;
einen parallel zur Spannungsteilereinrichtung geschalte ten Kondensator;
eine mit der Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung verbun dene Drosselspule;
eine Schalteinrichtung zum Steuern der Zufuhr des in der Drosselspule fließenden Stroms;
einen aus der Drosselspule und dem Kondensator gebildeten und mit der Schalteinrichtung verbundenen Resonanzschaltungs abschnitt;
einen Transformator, der ein Signal des Resonanzschal tungsabschnitts empfängt, dieses gleichrichtet und daraufhin einer Last zuführt;
einen Frequenzteiler, der der Schalteinrichtung ein Schaltsteuerungssignal liefert;
eine Komparatoreinrichtung, die ein der Last zugeführtes Signal aus einer Teilerschaltung zurückkoppelt und anschlie ßend das Signal vergleicht; und
eine Fehlerverstärkungseinrichtung, die ein Ausgangssi gnal der Komparatoreinrichtung empfängt, um in Übereinstim mung mit einem Signalpegel der Fehlerverstärkungseinrichtung die Frequenz eines Sägezahnwellengenerators zu erhöhen und zu verringern.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Stromversorgungssystems;

Fig. 2A bis 2D anhand von Impuls- und Kurven formdiagrammen jeweilige Signalverläufe an bestimmten Knoten der in Fig. 1 gezeigten Schaltung;

Fig. 3 das Schaltbild einer Gatteranordnung eines in Fig. 1 gezeigten Frequenzteilerabschnitts;

Fig. 4A bis 4G anhand von Impulsdiagrammen je weilige Signalverläufe an bestimmten Knoten der in Fig. 3 gezeigten Schaltung;

Fig. 5 das Schaltbild einer Gatteransteuerungsschaltung des in Fig. 1 gezeigten Frequenzteilerab schnitts;

Fig. 6A bis 6H anhand von Impulsdiagrammen be stimmte Signalverläufe der in Fig. 5 gezeigten Schaltung;

Fig. 7A bis 7G anhand von Impuls- und Signal diagrammen bestimmte Signalverläufe der in Fig. 1 gezeig ten Schaltung;

Fig. 8A bis 8C zur Erläuterung der Arbeits weise der in Fig. 1 gezeigten Schaltung dienende Schalt bilder;

Fig. 9 Kennlinien zur Erläuterung der Charakteri stika eines Resonanzschaltungsabschnitts der Fig. 3;

Fig. 10 und 11 zwei Anwendungsbeispiele der Erfindung;

Fig. 12A eine herkömmliche Gleichrichterschaltung mit einem Eingangskondensator;

Fig. 12B den Kurvenverlauf einer Eingangsspannung und eines Eingangsstroms der in Fig. 12A gezeigten Schal tung;

Fig. 13A anhand eines Schaltbilds eine herkömmli che Wandlerschaltung mit Spannungsverstärkung; und

Fig. 13B den Kurvenverlauf einer Eingangsspannung und eines Eingangsstroms der in Fig. 13A gezeigten Schal tung.

In Fig. 1 ist das detaillierte Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Stromversorgungs systems gezeigt. Dieses Stromversorgungssystem ist zwischen einer Wechselstromquelle 1 und einer Last R₀, die eine Gleichstromversorgung benötigt, angeordnet. Es sei darauf hingewiesen, daß einige Funktionsblöcke der in Fig. 1 gezeig ten Schaltung dort lediglich schematisch dargestellt sind, wobei unter Bezugnahme auf nachfolgende Figuren eine aus führ liche Erläuterung des Aufbaus und der Arbeitsweise dieser Funktionsblöcke erfolgen wird.

Gemäß der Darstellung in Fig. 1 wird die von der Wechsel stromquelle 1 zugeführte Wechselstrom-Eingangsspannung V_in über eine Sicherung 2, mittels der die Übertragung einer Überspannung verhindert wird, einem aus Dioden D_a bis D_d ge bildeten Vollwellen-Gleichrichtungsabschnitt 3 für eine Voll wellen-Gleichrichtung zugeführt. Die von dem Vollwellen- Gleichrichtungsabschnitt 3 gleichgerichtete Spannung wird von einem Vollwellen-Gleichrichtungssignal-Erfassungsabschnitt 4, der zu einem Kondensator C₁ parallelgeschaltet ist, erfaßt und von einer erfindungsgemäßen Steuereinheit 5 verarbeitet.

Nachdem die Wechselstrom-Eingangsspannung V_in von den Di oden D_a bis D_d des Vollwellen-Gleichrichtungsabschnitts 3 ei ner Vollwellen-Gleichrichtung unterzogen worden ist, wird bei der gezeigten Schaltung vom Kondensator C₁ eine geringe Ver satz- bzw. Offsetspannung erzeugt. Der am Kondensator C₁ an liegende Spannungsabfall wird von Widerständen Rm₁ und Rm₂, die den Vollwellen-Gleichrichtungssignal-Erfassungsabschnitt 4 bilden, geteilt und dem positiven (+) bzw. nicht invertie renden Eingangsanschluß eines ersten Komparators 51 als Re ferenz- bzw. Bezugsspannung zugeführt. Wenn die Wechselstrom- Eingangsspannung V_in eine Frequenz von 60 Hz aufweist, weist die Referenzspannung daher an mit einer Frequenz von 120 Hz auftretenden Signalbereichen von Null verschiedene Werte auf.

Falls der Kondensator C₁ nicht vorhanden ist, erzeugt der erste Komparator 51 keine mit einer Frequenz von 120 Hz auf tretenden Ausgangssignale bzw. Ausgangsimpulse, was dazu füh ren kann, daß das ganze System unstabil arbeitet. Der Konden sator C₁ sollte daher vorgesehen werden.

Die Steuereinheit 5 führt einer in Fig. 5 gezeigten Schaltansteuerungsschaltung 551 Ausgangssignale mit einem in den Fig. 4F und FG gezeigten Verlauf zu, um diese Signale einem Hochfrequenz-Schaltabschnitt 6 zuzuführen.

Zwischen dem Vollwellen-Gleichrichtungssignal-Erfassungs abschnitt 4 und dem Hochfrequenz-Schaltabschnitt 6 ist eine Spule L₁ angeordnet. Ein in dieser Spule L₁ fließender Strom hat in Übereinstimmung mit dem Schaltzustand des Hochfre quenz-Schaltabschnitts 6 den in Fig. 2A gezeigten Verlauf. Wenn Schaltvorrichtungen S₁ und S₂ des Hochfrequenz-Schaltab schnitts 6 einen Schaltvorgang nach Maßgabe eines Ausgangssi gnals aus der Steuereinheit 5 durchführen, hat der im Induk tor bzw. der Drosselspule L₁ fließende Strom den in Fig. 2A gezeigten Kurvenverlauf.

Wenn die Schaltvorrichtung S₁ oder S₂ eingeschaltet ist, nimmt der in der Drosselspule L₁ fließende Strom linear zu und beginnt dann in einem Block bzw. Zyklus, bei dem die Schaltvorrichtungen S₁ und S₂ beide ausgeschaltet sind, abzu nehmen.

Die Steuereinheit 5 arbeitet in der Weise, daß sie die Schaltvorrichtungen einschaltet, bevor der Strom der Drossel spule L₁ den Wert Null annimmt, worauf der in der Drossel spule L₁ fließende Strom wieder zunimmt. Der Kurvenverlauf des aufgrund dieses Schaltbetriebs in der Drosselspule L₁ fließenden Stroms ist in Fig. 2A näher gezeigt. Die Eingangs spannung und der Eingangsstrom stimmen daher in ihrer Phase überein und ihr Leistungsfaktor hat den Wert 1.

Die Steuereinheit 5, die den vorstehend beschriebenen Be triebsablauf unterstützt, verwendet das Signal des Vollwel len-Gleichrichtungssignal-Erfassungsabschnitts 4 und darüber hinaus zwei weitere Erfassungssignale. Ein mit dem Hochfre quenz-Schaltabschnitt 6 verbundener Resonanzschaltungsab schnitt 7 umfaßt einen Resonanzinduktor bzw. eine Resonanz spule L_r sowie einen Resonanzkondensator C_r, die in Reihen schaltung miteinander verbunden sind.

Auf der Basis eines der Steuereinheit 5 aus der Resonanz spule L_r über einen aus Widerständen R₁₈ und R₂₀ gebildeten Spannungsteiler 9 zugeführten Signals, eines zur Steuerein heit 5 als Variable zurückgekoppelten Signals, das einer an die Last R₀ angelegten Spannung in der Weise entspricht, daß der Schwankungsanteil der Last R₀ und die Schwankung der Wechselstrom-Eingangsspannung V_in berücksichtigt werden, so wie auf der Basis eines vom Vollwellen-Gleichrichtungssignal- Erfassungsabschnitt 4 zugeführten Signals erzeugt die Steuer einheit 5 ein endgültiges Schaltsteuerungssignal, um dieses dem Hochfrequenz-Schaltabschnitt 6 zuzuführen.

Die der Steuereinheit 5 aus dem Vollwellen-Gleichrich tungssignal-Erfassungsabschnitt 4 und dem Spannungsteiler 9 zugeführten Signale werden dem ersten Komparator 51 bzw. ei nem zweiten Komparator 52 zugeführt, während ein Signal, in welchem ein Teil der an die Last R₀ angelegten Spannung zu rückgekoppelt ist, einem Phaseninverter 53 zugeführt wird. Die Steuereinheit 5 weist den ersten Komparator 51 und den zweiten Komparator 52 auf, wobei es sich bei einem dem ersten Komparator 51 zugeführten weiteren Vergleichssignal um ein Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 54 handelt. Ein weiteres, dem zweiten Komparator 52 zugeführ tes Vergleichssignal ist eine vorbestimmte Referenzspannung V_ref. Die jeweiligen Ausgangssignale der beiden Komparatoren 51 und 52 werden einem Frequenzteiler 55 zugeführt, der aus einer Logikgatteranordnung gebildet ist und ein Schaltsteue rungssignal erzeugt, das dem Hochfrequenz-Schaltabschnitt 6 zugeführt wird.

Die Spannung, die den Spannungsgesteuerten Oszillator 54 ansteuert bzw. dessen Frequenz bestimmt, ist ein Ausgangssi gnal eines Fehlerverstärkers 56, der ein Fehlersignal aus ei nem Ausgang des Phaseninverters 53 und die Referenzspannung V_ref verstärkt. Eine ausführliche Beschreibung hierüber folgt später. Der spannungsgesteuerte Oszillator 54 weist eine Schaltung, die eine Sägezahnwelle erzeugt, mittels der die Schaltvorrichtungen S₁ und S₂ des Hochfrequenz-Schaltab schnitts 6 angesteuert werden, sowie eine Schaltung für einen sanften bzw. feinfühligen Start auf. Dieser feinfühlige Start ist dergestalt, daß der Betriebsablauf mit einer Schaltfre quenz beginnt, die in einem anfänglichen Ansteuerungszustand mehrere Male größer als eine Schaltfrequenz im Normalbetrieb ist. Da die der Last R₀ zugeführte Leistung zu klein bzw. kleiner als normal ist, wenn die Schaltfrequenz mehrere Male größer als eine Schaltfrequenz im Normalbetrieb ist. Da die der Last R₀ zugeführte Leistung zu klein bzw. kleiner als normal ist, wenn die Schaltfrequenz mehrere Male größer als eine natürliche Resonanzfrequenz W₀ ist, kann der unstabile Betrieb des Gesamtsystems im anfänglichen Ansteuerungszustand verhindert werden. Insbesondere dann, wenn es sich bei der Last um eine Entladungslampe wie beispielsweise eine Leucht stoffröhre handelt, kann ein derartiges Verfahren die Lebens dauer dieser Lampe beträchtlich verlängern. Im spannungsge steuerten Oszillator 54 ist zwischen der Schaltung für den feinfühligen Start und die Schaltung zum Erzeugen der Säge zahnwelle eine Diode D2 eingefügt.

Die Arbeitsweise der den feinfühligen Start durchführen den Schaltung (Sanftanlaufschaltung) wird nachstehend näher erläutert. Wenn die Steuereinheit zu arbeiten beginnt, wird ein Kondensator C₆ über eine Diode D₁ von einem stabilen Kon stantstrom aufgeladen, der von einer aus Transistoren Q₁ und Q₂ gebildeten Konstantstromquelle erzeugt wird. Die Spannung des Kondensators C₆ nimmt daher mit einer gleichmäßigen Stei gung zu. Die Zunahme in der Spannung des Kondensators C₆ setzt sich solange fort, bis der Einschaltzustand der Diode D₂ endet. Durch den Anstieg der Spannung des Kondensators C₆ wird zunächst ein Transistor Q₉ eingeschaltet, wobei die Po tentialdifferenz zwischen beiden Enden der Diode D₂ gleich Null wird, so daß der Einschaltzustand der Diode D₂ beendet wird, wenn ein Transistor Q₃ eingeschaltet wird, nachdem die Schwellenspannung (von ungefähr 0.7 V) der Diode D₁ fällt, bzw. unterschritten wird.

Bei der vorstehend beschriebenen Sanftanlaufschaltung läßt sich die Kapazität des Kondensators C₆, welche die Zeit dauer der Sanftanlaufzeit bestimmt, durch folgende Gleichung ausdrücken:

In dieser Gleichung ist mit V_th die Referenzspannung ei nes internen Komparators einer integrierten Schaltung vom Typ LM555 bezeichnet, mit I_C ist der zum Kondensator C₆ fließende Strom (in µA) bezeichnet und T_ST gibt die Zeitdauer der Sanf tanlaufzeit in µs an.

Nachfolgend wird die die Sägezahnwelle erzeugende Schal tung näher beschrieben.

Wenn eine durch Transistoren Q₆ und Q₇ gebildete Strom quelle einem Kondensator C₂ einen Konstantstrom einprägt, nimmt die Spannung des Kondensators C₂ mit einer gleichmäßi gen Steigung bzw. Anstiegsgeschwindigkeit zu. Wenn die Span nung des Kondensators C₂ die Referenzspannung des internen Komparators der integrierten Schaltung LM555 erreicht, lädt ein interner Transistor der integrierten Schaltung LM555 den Kondensator C₂ in einer kurzen Zeitspanne auf seine Ladespan nung auf. Wenn der Kondensator C₂ entladen wird, wird der Kondensator C₂ von dem aus der durch die Transistoren Q₆ und Q₇ gebildeten Stromquelle ausgegebenen Strom aufgeladen. Wenn die Spannung des Kondensators C₂ die Referenzspannung des internen Komparators der integrierten Schaltung LM555 er reicht, wird die Spannung durch Entladung herabgesetzt, so daß eine Sägezahnwelle erzeugt wird. Der Spannungsverlauf am Kondensator C₂ ist in Fig. 2B dargestellt. Die diese Kurven form aufweisende Spannung des Kondensators C₂ wird einem ne gativen bzw. invertierenden (-) Eingangsanschluß des ersten Komparators 51 zugeführt.

In diesem Fall läßt sich die die Frequenz der Sägezahn welle bestimmende Kapazität des Kondensators C₂ durch folgen de Gleichung ausdrücken:

In obiger Gleichung ist mit I_C der zum Kondensator C₂ fließende Strom in µA bezeichnet, mit V_th ist die Referenz spannung des Komparators in V bezeichnet und f_s gibt die Fre quenz der Sägezahnwelle in kHz an.

Die Wechselstrom-Versorgungsspannung hat eine Frequenz von 60 Hz und eine Spannung von 110 V oder 220 V, wobei der Strom und die Spannung die gleiche Phasenlage aufweisen, so daß der Leistungsfaktor den Wert 1 hat. Dieses Signal wird von der Vollwellen-Gleichrichterschaltung 3 einer Vollwellen- Gleichrichtung unterzogen und ein von den Widerständen Rm₁ und Rm₂ des Vollwellen-Gleichrichtungssignal-Erfassungsab schnitts 4 erfaßtes Signal wird der Steuereinheit 5 zuge führt. Dieses Erfassungssignal wird einem positiven bzw. nicht invertierenden (+) Eingangsanschluß eines Operations verstärkers des ersten Komparators 51 zugeführt und gemäß der Darstellung in Fig. 2C mit einem Ausgangssignal des Spannungs gesteuerten Oszillators 54 verglichen. Der erste Komparator 51 gibt als Ergebnis dieses Vergleichs ein einen hohen oder niedrigen Pegel aufweisendes Signal aus, das gemäß der Dar stellung in Fig. 2D in einer Logikschaltung verwendet werden kann.

Was den Spannungsabfall am Kondensator C₁ der Fig. 1 be trifft, ist anzumerken, daß diese Spannung eine vollwellen gleichgerichtete Spannung ist und eine Welligkeit von 120 Hz aufweist, vorausgesetzt, daß die Frequenz der Wechselstrom- Versorgungsspannung V_in 60 Hz beträgt. Wenn die Schaltvor richtungen S₁ und S₂ des Hochfrequenz-Schaltabschnitts 6 mit mehreren kHz angesteuert werden, kann der Spannungsabfall am Kondensator C₁ bei jedem Schaltvorgang innerhalb einer Peri ode beinahe als Gleichspannung angesehen werden.

Die Gleichspannung ist in Fig. 2C mit "E" bezeichnet und wird dem nicht invertierenden (+) Eingangsanschluß des ersten Komparators 51 der Steuereinheit 5 zugeführt, um als Refe renzspannung verwendet zu werden. Das sägezahnwellenförmige Ausgangssignal des Spannungsgesteuerten Oszillators 54 wird dem negativen bzw. invertierenden (-) Eingangsanschluß des ersten Komparators 51 zugeführt, um miteinander verglichen zu werden, wodurch das in Fig. 2D gezeigte impulsförmige Signal erzeugt wird.

Der Frequenzteiler 55 der Steuereinheit 5 weist D-Typ- Flip-Flops DF₁ und DF₂, die in Reihe miteinander verbunden sind, invertierende UND-Gatter NA₁ und NA₂ und eine Schalt vorrichtungs-Ansteuerschaltung 551 auf, die in Fig. 5 näher gezeigt ist.

Ein den D-Typ-Flip-Flops DF₁ und DF₂ zugeführtes Taktsi gnal K ist ein in Fig. 2D gezeigtes Ausgangs-Impulssignal des ersten Komparators 51. Das Ausgangssignal der D-Typ-Flip- Flops DF₁ und DF₂ durchläuft die invertierenden UND-Gatter NA₁ und NA₂ sowie die in Fig. 5 gezeigte Schaltvorrichtungs- Ansteuerschaltung 551 und der Frequenzteiler 55 erzeugt in Abhängigkeit davon ein Steuersignal.

Die an den jeweiligen Schaltungsknoten der in Fig. 3 geze igten Schaltung auftretenden Signalverläufe sind in den Im pulsdiagrammen der Fig. 4A bis 4G näher gezeigt.

Ein mit K bezeichnetes und die in Fig. 4A gezeigte Wellen form aufweisendes Ausgangssignal des ersten Komparators 51 und ein aus dem K-Signal resultierendes Signal, das einen In verter INV durchlaufen hat, wird einem Taktanschluß CK des ersten D-Typ-Flip-Flops DF₁ zugeführt. Das nicht-invertierte K-Signal selbst wird demgegenüber einem Taktanschluß CK des zweiten D-Typ-Flip-Flops DF₂ zugeführt und durchläuft die in vertierenden UND-Gatter NA₁ und NA₂, so daß schließlich ent sprechende Signale M bzw. N erzeugt werden, die in den Fig. 4F bzw. 4G gezeigt sind.

Die Signale M und N werden der Schaltvorrichtungs-Ansteu erschaltung 551 der Fig. 5 zugeführt.

Die jeweiligen Signalverläufe an jedem Schaltungsknoten der in Fig. 5 gezeigten Schaltvorrichtungs-Ansteuerschaltung 551 sind in den Impulsdiagrammen der Fig. 6A bis 6H ge zeigt. Die aus den invertierenden UND-Gattern NA₁ und NA₂ zu geführten Signale M und N sind in den Fig. 6B und 6C ge zeigt und werden mit dem in Fig. 6A gezeigten Signal K vergli chen. Ein Ausgangssignal der Schaltvorrichtungs-Ansteuer schaltung 551 wird zwischen Knoten A und B abgegriffen, wobei der sich ergebende Signalverlauf (Differenzspannung) in Fig. 6H gezeigt ist. Das Ausgangssignal der Schaltvorrich tungs-Ansteuerschaltung 551 wird dem jeweiligen Gate-Anschluß der Schaltvorrichtungen S₁ und S₂ in Form von Metalloxidhalb leiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET) des Hochfrequenz- Schaltabschnitts 6 über einen Transformater T₅₅₁ zugeführt.

Der jeweilige Signalverlauf von Einschaltsignalen an vier Schaltvorrichtungen q₁ bis q₄ der Schaltvorrichtungs-Ansteu erschaltung 551 sind in den Impulsdiagrammen der Fig. 6D bis 6G gezeigt, wobei das in Fig. 6H gezeigte Ausgangssignal erhalten wird.

Ein weiteres Eingangssignal des Frequenzteilers 55 wird aus einem Ausgangssignal des zweiten Komparators 52, das aus der Resonanzschaltung 7 kommt, abgeleitet. Der Hauptgrund für den Einsatz des zweiten Komparators 52 liegt im Schutz der Hauptleistungs-Schaltvorrichtungen S₁ und S₂ sowie der ganzen Schaltung vor einem Überstrom. Man spricht hier von einem Fensterkomparator zum Schutz vor und zum Erfassen von Über strom bezeichnet.

Der in der Resonanzdrosselspule L_r fließende Erfassungs strom wird von den Dioden D₇ und D₈ gleichgerichtet, wobei die entstehende Gleichspannung von den Widerständen R₁₈ und R₂₀ des Spannungsteilers 9 geteilt und der am Widerstand R₂₀ entstehende Spannungsabfall dem invertierenden (-) Eingangs anschluß des zweiten Komparators 52 zugeführt wird. Die vom Widerstand R₂₀ abgenommene Spannung ist demgemäß eine Gleich spannung.

Der das Schaltsteuerungssignal aus der Steuereinheit 5 empfangende Hochfrequenz-Schaltabschnitt 6 enthält die MOS FET-Schaltvorrichtungen S₁ und S₂, den MOSFET-Schaltvorrich tungen parallel geschaltete Kondensatoren C₁₁ und C₂₂ sowie Dioden D₃ und D₄.

Im Impulsdiagramm der Fig. 7A ist der Signalverlauf des zwischen den Knoten A und B der Schaltvorrichtungs-Ansteuer- Schaltung 551 des Frequenzteilers 55 anliegenden Ausgangssi gnals gezeigt. Die Zeiträume, während der die Schaltvorrich tungen S₁ und S₂ in den leitenden Zustand geschaltet sind, sind in den Fig. 7B bzw. 7C gezeigt.

Als Hauptmerkmal der Arbeitsweise des Hochfrequenz- Schaltabschnitts 6 werden die Hauptleistungs-Schaltvorrichtun gen S₁ und S₂ in den Zustand geschaltet, bei dem der Span nungsabfall an den Schaltvorrichtungen S₁ und S₂ 0 ist, d. h., die Dioden D₃ und D₄ werden in einem Block bzw. in einer Phase I der Fig. 7B oder 7C eingeschaltet, was als "Nullspannungs-Schaltverfahren" bezeichnet wird, um die Schaltvorrichtungen S₁ und S₂ mit hoher Geschwindigkeit zu schalten. In Übereinstimmung mit einem derartigen Nullspan nungs-Schaltverfahren werden die Schaltvorrichtungen S₁ und S₂ mit hoher Geschwindigkeit geschaltet und es entstehen nur geringe Schaltverluste.

Um der Arbeitsweise des Nullspannungs-Schaltverfahrens gerecht zu werden, enthält der Frequenzteiler 55 die D-Typ- Flip-Flops DF₁ und DF₂. Wenn die Hauptleistungs-Schaltvor richtungen S₁ und S₂ abwechselnd geschaltet werden, tritt ge mäß der Darstellung in den Fig. 7B und 7C eine der Phase bzw. Zeitspanne I entsprechende Totzeit in der Weise auf, daß die Schaltvorrichtungen S₁ und S₂ das Nullspannungs-Schalt verfahren durchführen können. Die erste Schaltvorrichtung S₁ wird in der eine positive (+) Spannung aufweisenden Impuls phase der Fig. 7B eingeschaltet, während die zweite Schaltvor richtung S₂ in der eine positive (+) Spannung aufweisenden Impulsphase der Fig. 7C eingeschaltet wird.

Wenn die erste Schaltvorrichtung S₁ in der die positive (+) Spannung aufweisenden Impulsphase der Fig. 7B eingeschal tet wird, hat die zwischen dem Drain und der Source der zwei ten Schaltvorrichtung S₂ anliegende Spannung den in Fig. 7D gezeigten Verlauf, wobei der Signalverlauf des Stroms in Fig. 7E gezeigt ist. Die zum Bezugspunkt, nämlich zum Massepe gel G hin ansteigende Wellenform bzw. der entsprechende Teil strom ist ein über die Diode D₃ fließender Strom, während der vom Massepegel G her ansteigende Strom einen Drainstrom der ersten Schaltvorrichtung S₁ bezeichnet.

Eine genauere Erläuterung dieser Zusammenhänge wird nach stehend unter Bezugnahme auf die Fig. 8A bis 8C gegeben.

Zunächst wird die Arbeitsweise während einer zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁ liegenden Zeitphase der Fig. 7E näher erläutert.

Zum Startzeitpunkt t₀ fließt ein Strom i_r der in Fig. 8A gezeigten Schaltung in der durch einen Pfeil angedeuteten Richtung, wobei der Strom i_r schließlich über den Weg E-S₁- L_r-C_r-C₄₄-E fließt. Zu diesem Zeitpunkt beginnt die Aufladung des Kondensators C₄₄ und der Kondensator C₃₃ beginnt sich zu entladen. Diese Betriebsart wird durch das Ausschalten der Schaltvorrichtung S₁ zum Zeitpunkt t₁ beendet.

Nunmehr wird der Betriebsablauf während der Zeitphase zwischen den Zeitpunkten t₁ und t₂ der Fig. 7E erläutert.

Wenn die Schaltvorrichtung S₁ zum Zeitpunkt t₁ ausge schaltet wird, ändert der Strom i_r seinen Weg von der Schalt vorrichtung S₁ zum Kondensator C₁₁ und fließt über den Weg E- C₁₁-L_r-C_r-C₄₄-E. Zu diesem Zeitpunkt beginnt die Aufladung des Kondensators C₁₁ und der Kondensator C₂₂ beginnt sich zu entladen. Diese Betriebsart ist beendet, wenn die Spannung des Kondensators C₂₂ zum Zeitpunkt t₂ den Wert 0 erreicht.

Nachfolgend wird die Arbeitsweise während der Zeitphase zwischen den Zeitpunkten t₂ und t₄ der Fig. 7E erläutert.

Wenn die Spannung des Kondensators C₂₂ zum Zeitpunkt t₂ gleich Null ist, ändert sich der Verlauf des Stroms i_r zur Diode D₄, wie dies in Fig. 8C angedeutet ist. D.h., der Strom i_r fließt nunmehr über den Weg L_r-C_r-C₄₄-D₄-L_r.

Zu diesem Zeitpunkt liegt eine Betriebsart der Freilauf- Energie der Resonanzschaltung 7 vor, und zwar unabhängig von der Leistung E. Diese Betriebsart dauert bis zum Zeitpunkt t₄ an.

Um die Erfordernisse des Nullspannungsschaltens zu erfül len, wird die Schaltvorrichtung S₂ zum Zeitpunkt t₃ einge schaltet. Da der Strom i_r zum Zeitpunkt t₂ eine positive (+) Richtung beibehält, fließt kein Strom über die Schaltvorrich tung S₂ Und da die Schaltvorrichtung S₂ gerade ihren Ein schaltzustand beibehält, erfüllt die Schaltvorrichtung S₂ die Erfordernisse des Nullspannungsschaltens.

Die obige Beschreibung bezog sich auf das Schalten der Halbperiode durch die Schaltvorrichtung S₁; da die Schaltvor richtung S₂ während der ihr zugeordneten Halbperiode bzw. Halbwelle genau die entgegengesetzten Schaltvorgänge und Stromverläufe hervorruft, wie die vorstehend erwähnten, zwi schen den Zeitpunkten t₃ und t₆ auftretenden, ist eine aus führliche Erläuterung diesbezüglich entbehrlich.

Die Arbeitsweise der Dioden D₅ und D₆ der Fig. 1 ist wie folgt.

Die Dioden D₅ und D₆ dienen dazu, die Spannungen der Kon densatoren C₃₃ und C₄₄ auf die Versorgungsspannung E zu klem men, in diesem Fall die Spannung der Kondensatoren C₃₃ und C₄₄. D. h., falls das gesamte System einen abnormalen Be triebsablauf durchführt, steigt die Spannung der Kondensato ren C₃₃ und C₄₄ aufgrund von Resonanz über die Versorgungs spannung E an, wodurch die Dioden D₅ und D₆ eingeschaltet werden und dadurch die Spannung auf die Versorgungsspannung E klemmen bzw. begrenzen.

Ein Ausgangssignal des Hochfrequenz-Schaltabschnitts 6 wird der Resonanz Schaltung 7 zugeführt und das Ausgangssignal der Resonanz Schaltung 7 wird über den Transformator T₁ an ei nen Ausgangsschaltungsabschnitt 8 angelegt, um der Last R₀ Leistung zuzufügen. Der in Fig. 7F gezeigte Signalverlauf be schreibt die Kurvenform einer Sekundärspannung des Transfor mators bzw. Übertragers T₁; diese wird mit der Wechselstrom- Eingangsspannung V_in verglichen. In Fig. 7G ist der Signalver lauf der Spannung V und des Stroms I der Wechselstrom-Ein gangsspannung V_in gezeigt, woraus ersichtlich ist, daß die Phase der Spannung und des Stroms gleich ist bzw. daß diese gleichphasig sind.

Da bei dem erfindungsgemäßen Stromversorgungssystem keine Schaltvorrichtungen Q und keine Kondensatoren C erforderlich sind, wie sie bei dem in den Fig. 13A und 13B gezeigten Spannungserhöhungs-Wandler benötigt werden, kann die auf de ren Schalteigenschaften zurückzuführende Verringerung der Zu verlässigkeit beseitigt werden, so daß das erfindungsgemäßen System in ökonomischer Hinsicht Vorteile aufweist.

Die mit dem Ausgang des Hochfrequenz-Schaltabschnitts 6 verbundene Resonanz Schaltung 7 und der mit der Resonanzschal tung 7 verbundene Ausgangsschaltungsabschnitt 8 haben die Struktur eines Last-Parallel/Serien-Resonanzwandlers. Das er findungsgemäße Stromversorgungssystem ist demgemäß dazu aus gelegt, die Schaltwinkelfrequenz ω_s des Hochfrequenz-Schalt abschnitts 6 ständig in einem höheren Bereich zu steuern, als derjenige einer natürlichen Schwingungsfrequenz bzw. Eigen frequenz ω_r der Resonanzdrosselspule L_r der Resonanzschaltung 7 und des Resonanzkondensators C_r. Die Eigenfrequenz ω_r der Resonanzschaltung 7 läßt sich durch folgende Gleichung (4) ausdrücken:

Über den Übertrager T₁, der dem Kondensator C_r der Reso nanzschaltung 7 parallel geschaltet ist, wird dem Ausgangssi gnalabschnitt 8 ein eine hohe Frequenz aufweisendes Signal zugeführt. Spannung und Strom dieses Signals sind einander in der Phase gleich bzw. sind gleichphasig. Dieses Signal wird über eine aus Dioden D₁₁, D₂₂, D₃₃ und D₄₄ gebildete Dioden brückenschaltung des Ausgangsschaltungsabschnitts 8, eine Drosselspule L₀ und einen Kondensator C₀ in eine Gleichspan nung (DC) umgesetzt und daraufhin der Last R₀ zugeführt.

Ein weiteres Ziel der Erfindung liegt darin, bei einer Schwankung des Versorgungsspannungspegels oder einer sich än dernden Last eine stabile Ausgangsleistung zu liefern; eine Rückkoppelungsspannung, die mittels eines parallel zur Last R₀ geschalteten Ausgangsspannungs-Erfassungsabschnitts 10 er faßt wird, steigt an, wenn sich die Wechselstrom-Eingangs spannung V_in erhöht. Ein Spannungssignal des Ausgangsspan nungs-Erfassungsabschnitts 10 wird dem Phaseninverter 53 der Steuereinheit 5 zugeführt. Der Phaseninverter 53 ist eine aus einem Operationsverstärker gebildete invertierende Verstär kerschaltung, an der eine Referenzspannung V_ref anliegt und deren variable Ausgangsspannung dem Fehlerverstärker 56 zuge führt wird.

Der Ausgangsschaltungsabschnitt 8 weist die Drosselspule L₀ und den Kondensator C₀ auf, die ein Ausgangsfilter bilden; die Polfrequenz dieser Schaltung läßt sich durch folgende Gleichung (5) ausdrücken:

Der Fehlerverstärker 56 ist folglich so ausgelegt, daß er zwei Nullpunkte und einen Pol aufweist, um die Frequenzeigen schaften des Ausgangsfilters des Ausgangsschaltungsabschnitts 8 zu kompensieren:

Der Verstärkungsfaktor (Gain) des Fehlerverstärkers 56 läßt sich durch folgende Gleichung (9) ausdrücken:

Der Fehlerverstärker 56 steuert die sägezahnwellenförmige Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 54 und erhöht die sägezahnförmige Ausgangsfrequenz, wenn irgendeine Schwankung dieser Art vorliegt. Die Ausgangsfrequenz des er sten Komparators 51 wird daher erhöht und die Frequenz des Schaltausgangssignals des Frequenzteilers 55 wird ebenfalls erhöht. Wenn hingegen ein Normalzustand vorliegt, gibt die Logikschaltung 55 ein Signal mit einer konstanten Frequenz aus.

Mit anderen Worten, wenn die dem Fehlerverstärker 56 zu geführte Spannung zunimmt, steigt der Pegel des Wechsel stroms, nämlich ein Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 56 an. Demzufolge nehmen die Frequenz der Sägezahnwelle und die Schaltfrequenz zu, worauf sich die Eingangsleistung entspre chend verringert.

Wenn die dem Fehlerverstärker 56 zugeführte Spannung dem gegenüber abnimmt, nimmt die Eingangsleistung zu. Eine Zunah me der Last bzw. Belastung R₀ zum Zeitpunkt der Schwankung der Belastung R₀ bewirkt daher eine Zunahme des Ausgangssi gnals des Fehlerverstärkers 56, um die Ausgangsspannung zu verringern. Wenn die Belastung R₀ abnimmt, erhöht sich die Ausgangsspannung. Die Ausgangsspannung bzw. Ausgangsleistung wird daher selbst im Falle einer Schwankung der Belastung mit konstanten Werten erzeugt.

Bevorzugte Anwendungsbeispiele des erfindungsgemäßen Stromversorgungssystems sind in den Fig. 10 und 11 darge stellt. Die jeweilige Schaltungsanordnung bei diesen zwei An wendungsbeispielen ist der in Fig. 1 gezeigten Schaltung weit gehend ähnlich. Im Falle der in Fig. 10 gezeigten Schaltung ist die Ausgangsschaltung jedoch durch eine Hochintensitäts- Entladungslampe (HID) ersetzt, wohingegen im Falle der Schal tung der Fig. 11 dem Kondensator Cr der Resonanzschaltung eine Entladungslampe als Last parallel geschaltet ist. Ein auf die Steuereinheit 5 zurückgekoppeltes Signal hängt von einer an einer Widerstandseinrichtung R₃₀, die an die Sekundärwicklung der Drosselpole L_r der Resonanzschaltung angeschlossen ist, abfallenden Spannung ab.

Diese Ausführungsbeispiele der Erfindung werden für eine elektronische Stabilisiereinrichtung als ein Stromversor gungssystem mit einem hohen Leistungsfaktor, hohem Wirkungs grad und hoher Leistungsdichte verwendet.

Erfindungsgemäß ist der gesamte Schaltungsaufbau wesent lich einfacher als der einer solchen Schaltung, bei der der Leistungsfaktor gemäß der Darstellung in den Fig. 13A und 13B unter Verwendung eines Spannungserhöhungs-Wandlers ver bessert wird, wobei der Eingangsleistungsfaktor durch Aus schalten des Totwinkels und der Totzeit, wie sie in Fig. 13B gezeigt sind, erhöht wird, was vorteilhaft im Hinblick auf die Zuverlässigkeit und Wirtschaftlichkeit ist. Da das erfin dungsgemäße System die Funktion der Steuerung des Resonan zwandlers aufweist, ist es daneben möglich, das gesamte Stromversorgungssystem in geringer Größe und mit geringem Ge wicht herzustellen.

Als Folge der Messung der Eingangsspannung und der Kur venform des Stroms in der in Fig. 1 gezeigten erfindungsgemä ßen Schaltung ist es möglich, die in Fig. 7G gezeigte Kurven form zu erhalten.

Aus einem Vergleich mit den in den Fig. 12B und 13B gezeigten Signalverläufen ist ersichtlich, daß diese Kurven form keinerlei Störungen beinhaltet. Erfindungsgemäß wird der Hochfrequenzanteil im Vergleich zu den in den Fig. 12B und 13B gezeigten herkömmlichen Signalen daher merklich herabge setzt.

Claims

1. Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor, mit:
einer Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung (3) zum Gleichrichten eines Wechselstromsignals (V_in);
einer Spannungsteilereinrichtung (4) zum Teilen eines gleichgerichteten Signals;
einem parallel an die Spannungsteilereinrichtung (4) angeschlossenen Kondensator (C₁);
einer mit der Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung (3) verbundenen Drosselspule (L₁);
einer Schalteinrichtung (6) zum Steuern der Zufuhr des in der Drosselspule (L₁) fließenden Stroms;
einem aus der Drosselspule und dem Kondensator gebil deten und mit der Schalteinrichtung (6) verbundenen Reso nanzschaltungsabschnitt (7);
einer Ausgangsschaltung (8), die ein Signal des Reso nanzschaltungsabschnitts (7) empfängt, gleichrichtet und daraufhin einer Last (R₀) zuführt; und
einer Steuerungsschaltung (5), die der Schalteinrich tung (6) ein Schaltsteuerungssignal liefert;
wobei die Steuerungsschaltung (5) einen Sägezahnwel len-Signalgenerator (54), eine Komparatoreinrichtung (51) zum Vergleichen eines Ausgangssignals der Spannungsteiler einrichtung (4) mit einem Signal des Sägezahnwellen-Signal generators (54) und einen Frequenzteiler (55) aufweist, der in Übereinstimmung mit einem Ausgangssignal der Komparator einrichtung (51) ein Schaltsteuerungssignal mit einem Null bereich an jedem Schaltimpuls erzeugt.

2. Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der in der Steue rungsschaltung (5) vorgesehene Frequenzteiler aufweist:
ein erstes (DF₁) und zweites D-Typ-Flip-Flop (DF₂), die ein Ausgangssignal der Komparatoreinrichtung (51) als Taktsi gnal verwenden;
einen Gatterschaltungsabschnitt (NA₁, NA₂) zum Erzeu gen von zwei Impulssignalen durch invertierende UND-Ver knüpfung des Ausgangs; und
eine Schaltsteuerungsschaltung (551), die aus vier Schalttransistoren (q₁-q₄) und Transformatoren (T₅₅₁) ge bildet ist und auf den Empfang der zwei Impulssignale hin zwei Ansteuerimpulse mit einem Steuerungsbereich erzeugt.

3. Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor nach An spruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine zweite Kompara toreinrichtung (52), die ein geteiltes Ausgangssignal der Resonanzschaltung (7) mit einem Referenzsignal vergleicht, wobei ein Ausgangssignal der zweiten Komparatoreinrichtung (52) dem Frequenzteiler (55) zugeführt wird, um ein Aus gangssignal des Frequenzteilers zu blockieren, wenn ein Überstrom auftritt.

4. Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor, mit:
einer Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung (3) zum Gleichrichten eines Wechselstromsignals (V_in);
einer Spannungsteilereinrichtung (4) zum Teilen eines gleichgerichteten Signals;
einem parallel an die Spannungsteilereinrichtung (4) angeschlossenen Kondensator (C₁);
einer mit der Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung (3) verbundenen Drosselspule (L₁);
einer Schalteinrichtung (6) zum Steuern der Zufuhr des in der Drosselspule (L₁) fließenden Stroms;
einem aus der Drosselspule und dem Kondensator gebil deten und mit der Schalteinrichtung (6) verbundenen Reson anzschaltungsabschnitt (7);
einer Ausgangsschaltung (8), die ein Signal des Reson anzschaltungsabschnitts (7) empfängt, gleichrichtet und daraufhin einer Last (R₀) zuführt;
einem Frequenzteiler (5), der der Schalteinrichtung (6) ein Schaltsteuerungssignal liefert;
einer Komparatoreinrichtung (53), die ein der Last (R₀) zu geführtes Signal über eine Teilerschaltung (10) zurückkop pelt und daraufhin dieses Signal vergleicht; und
einer Fehlerverstärkungseinrichtung (56), die ein Ausgangs signal der Komparatoreinrichtung (53) empfängt, um in Über einstimmung mit einem Signalpegel der Fehlerverstärkungs einrichtung (56) die Frequenz eines Sägezahnwellengenera tors (54) zu erhöhen und zu verringern.

5. Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der in der Steue rungsschaltung (5) befindliche Frequenzteiler (55) auf weist:
ein erstes (DF₁) und zweites D-Typ-Flip-Flop (DF₂), die ein Ausgangssignal der Komparatoreinrichtung (51) als Taktsignal verwenden;
einen Gatterschaltungsabschnitt (NA₁, NA₂) zum Erzeu gen von zwei Impulssignalen durch invertierende UND-Ver knüpfung des Ausgangs; und
eine Schaltsteuerungsschaltung (551), die aus vier Schalttransistoren (q₁-q₄) und Transformatoren (T₅₅₁) ge bildet ist und auf den Empfang der zwei Impulssignale hin zwei Ansteuerimpulse mit einem Steuerungsbereich erzeugt.

6. Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor nach Anspruch 4 oder 5, gekennzeichnet durch eine zweite Kompa ratoreinrichtung (52), die ein geteiltes Ausgangssignal der Resonanzschaltung (7) mit einem Referenzsignal vergleicht, wobei ein Ausgangssignal der zweiten Komparatoreinrichtung (52) dem Frequenzteiler (55) zugeführt wird, um ein Aus gangssignal des Frequenzteilers zu blockieren, wenn ein Überstrom auftritt.

7. Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor, mit:
einer Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung (3) zum Gleich richten eines Wechselstromsignals (V_in);
einer Spannungsteilereinrichtung (4) zum Teilen eines gleichgerichteten Signals;
einem parallel an die Spannungsteileinrichtung (4) an geschlossenen Kondensator (C₁);
einer mit der Vollwellen-Gleichrichtereinrichtung (3) verbundenen Drosselspule (L₁);
einer Schalteinrichtung (6) zum Steuern der Zufuhr des in der Drosselspule (L₁) fließenden Stroms;
einem aus der Drosselspule und dem Kondensator gebildeten und mit der Schalteinrichtung (6) verbundenen Resonanz schaltungsabschnitt (7);
einem Transformator (T₁), der ein Signal des Resonanz schaltungsabschnitts (7) empfängt, gleichrichtet und dar aufhin einer Last (R₀) zuführt;
einem Frequenzteiler (55), der der Schalteinrichtung (6) ein Schaltsteuerungssignal liefert;
einer Komparatoreinrichtung (53), die über eine Tei lerschaltung (10) ein der Last (R₀) geliefertes Signal zu rückkoppelt und daraufhin dieses Signal vergleicht; und
einer Fehlerverstärkungseinrichtung (56), die ein Aus gangssignal der Komparatoreinrichtung (53) empfängt, um in Übereinstimmung mit einem Signalpegel der Fehlerverstär kungseinrichtung (56) die Frequenz eines Sägezahnwellenge nerators (54) zu erhöhen und zu verringern.

8. Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor nach An spruch 7, gekennzeichnet durch eine zweite Komparatorein richtung (52), die ein geteiltes Ausgangssignal der Reso nanzschaltung (7) mit einem Referenzsignal vergleicht, wo bei ein Ausgangssignal der zweiten Komparatoreinrichtung (52) dem Frequenzteiler (55) zugeführt wird, um ein Aus gangssignal des Frequenzteilers zu blockieren, wenn ein Überstrom auftritt.

9. Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der in der Steuerungsschaltung (5) vorgesehene Frequenzteiler auf weist:
ein erstes (DF₁) und zweites D-Typ-Flip-Flop (DF₂), die ein Ausgangssignal der Komparatoreinrichtung (51) als Taktsignal verwenden;
einen Gatterschaltungsabschnitt (NA₁, NA₂) zum Erzeu gen von zwei Impulssignalen durch invertierende UND-Ver knüpfung des Ausgangs; und
eine Schaltsteuerungsschaltung (551), die aus vier Schalttransistoren (q₁-q₄) und Transformatoren (T₅₅₁) ge bildet ist und auf den Empfang der zwei Impulssignale hin zwei Ansteuerimpulse mit einem Steuerungsbereich erzeugt.

10. Stromversorgungssystem mit hohem Leistungsfaktor nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Last (R₀) eine Hochintensitäts-Entladungslampe oder ei ne Entladungslampe ist.