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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen geregelten Resonanzwandler.
Insbesondere betrifft sie Serienresonanzwandler zum Bereitstellen
einer Gleichspannungs(DC-) Stromversorgung für Elektromagnete.
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Geregelte
Resonanzwandler sind bestens bekannt und finden beim Umsetzen einer
Netzwechselspannung (AC) auf eine geregelte Versorgungsspannung
Anwendung. Geregelte Resonanzwandler werden in großem Maßstab in
einer Vielfalt von Anwendungen eingesetzt, beispielsweise in Akkuladegeräten, bei
der induktiven Erwärmung
und als Stromversorgung für
Elektromagnete. Die folgende Erörterung
betrifft insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, die Verwendung von Resonanzleistungswandlern
in magnetischen Resonanzbildaufbereitungssystemen (magnetic resonant
imaging – MRI), um
eine gesteuerte Stromversorgung für Gradientenspulen mit dem
Ziel bereitzustellen, das magnetische Feld eines MRI-Magneten entsprechend
den Anforderungen für
die Bildaufbereitung zu verändern.
Jeder Resonanzwandler fungiert als DC-Stromversorgung für einen
Dreiachsen-Gradientenverstärker, dessen
Ausgang mit den Gradientenspulen verbunden ist. Die britische Patentanmeldung GB-A-2311387
beschreibt einen geregelten Resonanzwandler in einem MRI-System und ist hier
unter Bezugnahme mitinbegriffen.
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Bekannte
geregelte Resonanzwandler umfassen einen Serienresonanzschaltkreis,
dessen Stromflussrichtung über
eine Anordnung von Schalttransistoren, die aus dem Wechselspannungsnetz über einen
Gleichrichter stromversorgt werden, abwechselnd in verschiedene
Richtungen mit einer Frequenz umgeschaltet wird, die der Resonanzfrequenz des
Serienresonanzschaltkreises entspricht oder ihr nahe kommt. Auf
diese Weise werden Störungen
mit höheren
Frequenzen weitgehend abgeschwächt.
Die Funktion der Schalttransistoren wird durch Signale gesteuert,
die in Abhängigkeit
von einem Rückkopplungs-Probenwert
einer im Resonanzschaltkreis entstehenden Ausgangsspannung des Wandlers
in einer Steuerschaltung und durch eine die Polarität wechselnde
Spannung (crossover voltage) erzeugt werden, die in Abhängigkeit
von einer Stromrichtungsumkehr in einer Induktionsspule, die Teil
des Resonanzschaltkreises ist, abgeleitet wird, wobei die Regelung
in Abhängigkeit
von Änderungen
des Rückkopplungsprobenwertes
erfolgt.
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Ein
typischer parallel belasteter Serienresonanzwandler für ein MRI-System
wandelt die Eingangsspannung einer dreiphasigen 400-V-Wechselspannung
mit 50 Hz (oder einer 480-V-Wechselspanung
mit 60 Hz) in sechs galvanisch voneinander getrennte Ausgangsgleichspannungen
von 400 V. Die parallel zu einem Kondensator des Resonanzschaltkreises
angelegte Last kann zwischen 0 und 25 kW liegen.
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Die
verwendeten Transistorschalter sind üblicherweise bipolare Transistoren
mit isoliertem Gate (IGBT), es können
jedoch auch Leistungstransistoren oder Abschalt (GTO-) Thyristoren
verwendet werden.
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Nach
herkömmlicher
Art wird die Ausgangsspannung durch die Steuerung der Schaltfrequenz
in einer Transistor-Brückenanordnung,
z.B. in einer Halbbrücke
mit zwei Schaltern oder einer H-Brücke mit vier Schaltern, geregelt.
Beim Spitzenwert der Netzspannung und minimaler Last ist der Spitzenwert
des Stroms in den Schaltern und in der Resonanzinduktionsspule ein
Maximum, und folglich entsteht ein Leistungsverlust. Bei fehlender
Last sind die Brückenanordnung
und der Resonanzschaltkreis höheren
Belastungen ausgesetzt als bei Volllast.
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Eine
Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, die oben erwähnten Probleme
zu vermeiden oder abzuschwächen.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung werden Verfahren und Vorrichtungen
bereitgestellt, wie sie in den anhängenden unabhängigen Ansprüchen dargelegt
werden.
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Für ein besseres
Verständnis
der vorliegenden Erfindung wird nun nur beispielhaft auf die beiliegenden
Zeichnungen Bezug genommen, in denen:
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1 ein
Prinzipschaltbild einer Anordnung zeigt, bei der ein Resonanzwandler
eingesetzt wird, um die Gradientenspulen eines MRI-Systems mit Strom
zu versorgen;
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2 ein
Prinzipschaltbild eines geregelten Resonanzwandlers zeigt, wie er
in der britischen Patentanmeldung GB-A-2311387 beschrieben wird;
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3 ein
Prinzipschaltbild eines geregelten Resonanzwandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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4 den
Steuerkreis des geregelten Resonanzwandlers von 3 in
größerer Ausführlichkeit
zeigt;
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5 ein
Zeitdiagramm zeigt, das die Zustände
der Schalter mit der resultierenden Ausgangsspannung vergleicht;
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6A und 6B alternative
Anordnungen des Resonanzschaltkreises zeigen, der in der vorliegenden
Erfindung eingesetzt werden kann; und
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7A und 7B die
vom Resonanzschaltkreis erzeugten Kurven unter Verwendung bekannter
und erfindungsgemäßer Verfahren
vergleichen.
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1 veranschaulicht
eine typische Schaltungsanordnung für eine Stromversorgung X, Y
und Z der Gradientenspulen 1, 2 und 3 eines
MRI-Systems (nicht gezeigt). Ein geregelter Resonanzwandler 4 wird über drei
Anschlussklemmen 5, 6 und 7 aus einem
Dreiphasen-Wechselstromnetz mit 400 V und 50 Hz gespeist. Auf der
Ausgangsleitung 8 stellt der geregelte Resonanzwandler 4 eine
Einphasen-Wechselspannung von 400 V und mit einer Frequenz von etwa
20 kHz zur Verfügung.
Die 400-V-Wechselspannung
mit 20 kHz wird den drei Primärwicklungen 9, 10 und 11 der
drei Transformatoren 12, 13, bzw. 14 zugeführt, die
eine Trennfunktion übernehmen.
Die Sekundärwicklungen 12a, 12b, 13a, 13b, 14a, 14b der
drei Transformatoren 12, 13 bzw. 14 sind
wie gezeigt mit Gleichrichtern 15, 16, 17, 18, 19 und 20 verbunden,
so dass 400-V-Gleichspannungen für
die Gradientenverstärker 21, 22, 23, 24, 25 bzw. 26 erzeugt
werden. Um in den Gradientenspulen 1, 2 und 3 die
erforderliche Stromänderungsrate
bereitzustellen, sind die Gradientenverstärker zu Paaren dergestalt zusammengefasst,
dass die Gradientenverstärker 21 und 22 die
Gradientenspule 1, die Gradientenverstärker 23 und 24 die
Gradientenspule 2 und die Gradientenverstärker 25 und 26 die Gradientenspule 3 speisen.
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Im
Betrieb werden die Gradientenverstärker 21 bis 26 geschaltet,
so dass sie in jeder der Gradientenspulen 1, 2 und 3 den
in 27 (als Auszugsbild) gezeigten Signalverlauf erzeugen,
um eine geeignete, für
die Bildaufbereitung benötigte Änderung
des vom Magneten eines MRI-Systems erzeugten Magnetfeldes zu bewirken.
Die Funktionsprinzipien des Magneten, des MRI-Systems und des Bildaufbereitungssystems
sind dem Fachmann bestens bekannt und stehen bei der vorliegenden
Erfindung nicht im Mittelpunkt. Folglich werden sie hier nicht ausführlicher
beschrieben.
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2 zeigt
in größerer Ausführlichkeit
einen bekannten geregelten Resonanzwandler 4, bei dem die
Dreiphasen-Eingangsleitungen 5, 6 und 7 mit
einem Gleichrichter 28 verbunden sind (gestrichelt umrandet
gezeigt), so dass zwischen den Leitungen 29 und 30 eine
Gleichspannung anliegt, die einem Paar von in Serie geschalteten
Transistoren 31 und 32 in einer Anordnung zugeführt wird,
die als Halbbrücke
bekannt ist. Ein Verbindungspunkt 33 zwischen den Schalttransistoren 31 und 32 ist über einen
Serienresonanzschaltkreis, der einen Kondensator 34 und
eine Induktionsspule 35 umfasst, mit einem Verbindungspunkt
zwischen zwei Kondensatoren 36 und 37 verbunden,
welche ihrerseits zwischen die Gleichspannungsleitungen 29 und 30 geschaltet sind.
Zu den Transistoren 31 und 32 ist die Reihenschaltung
aus den Dämpfungskondensatoren 38 und 39 parallelgeschaltet,
und deren gemeinsamer Verbindungspunkt ist mit dem Verbindungspunkt 33 zwischen
den Transistoren 31 und 32 verbunden. Parallel
zu den Dämpfungskondensatoren 38 und 39 liegt jeweils
eine Diode 40 bzw. 41.
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Im
Betrieb werden die Transistoren 31 und 32 durch
Signale geschaltet, die über
die Leitungen 42 bzw. 43 an die jeweiligen Gate-Anschlüsse gelegt werden.
Die Signale zum Schalten der Transistoren 31 und 32 werden
in einer Steuerschaltung 44 abgeleitet, die über die
optischen Verbindungen 45 und 46 (nur schematisch
gezeigt) mit den Transistoren 31 und 32 verbunden
ist. Die optischen Verbindungen haben hier den gleichen Zweck wie
die Transformatoren in 1; sie trennen den Leistungswandlerschaltkreis
galvanisch ab. Die optischen Signale werden in der Steuerschaltung 44 in
den Sendeeinheiten 47 und 48 erzeugt und in den
Empfängereinheiten 49 und 50 in
entsprechende elektrische Signale umgesetzt, die dem Transistor 31 bzw. 32 zugeleitet
werden. Das Schalten wird durch die Steuerschaltung 44 in
Abhängigkeit
von einer Spannung mit wechselnder Polarität, die der Steuerschaltung 44 über die
Leitungen 51 und 52 zugeführt wird, und eine Rückkopplungsspannung,
die der Steuerschaltung 44 über die Leitungen 53 und 54 zugeleitet
wird, bewerkstelligt.
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Die
Spannung mit wechselnder Polarität
wird über
einen Kopplungswandler 55 von der Leitung 33 abgeleitet,
und die Rückkopplungsspannung
umfasst also einen Probenwert einer Ausgangsspannung vom geregelten
Resonanzwandler, die sich zwischen den Leitungen 56 und 57 am
Kondensator 34, der Teil des Resonanzschaltkreises ist,
aufbaut, wobei der Probenwert über
einen Rückkopplungstransformator 58 und
einen Brückengleichrichter 59 zugeleitet
wird, um einen Gleichspannungssignalpegel auf den Leitungen 53 und 54 bereitzustellen,
der durch einen Widerstand 60 und einen Kondensator 61 geglättet wird.
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In
der in 3 gezeigten Schaltung finden sich viele Merkmale
von Resonanzwandlern nach dem Stand der Technik gemäß 2.
Der Resonanzwandler 300 in 3 kann als
der geregelte Resonanzwandler 4 aus 1 ausgeführt sein.
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3 zeigt
ein Prinzipschaltbild eines Resonanzwandlers 300 zum Anschluss
an eine Dreiphasen-Spannungsquelle von 400 V Wechselspannung und
50 Hz. Es ist klar, dass die gleiche Schaltung auch zum Anschluss
an eine alternative Dreiphasen-Spannungsquelle
mit 480 V Wechselspannung und 60 Hz oder allgemeiner mit nur wenigen Änderungen
für Spannungsquellen
mit Werten im Bereich von 360 V bis 528 V eingerichtet werden kann.
Die Eingangsleitungen 5, 6 und 7 führen zu einer
Brücke
aus Dioden und dem Filterschaltkreis 320. Die Ausgänge der
Brücke
aus Dioden und dem Filterschaltkreis 320 stellen zwischen
den Leitungen 329 und 330 eine Gleichspannung
bereit, die an das erste Paar von in Reihe geschalteten Schalttransistoren
(Q1, Q3) 331, 332 und an das zweite Paar von in Reihe
geschalteten Schalttransistoren (Q2, Q4) 351, 352 in
einer Anordnung, die als H-Brücke
oder Vollbrücke
bekannt ist, angelegt wird, wobei das erste Paar 331, 332 parallel
zu dem zweiten Paar 351, 352 geschaltet ist.
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Ein
Verbindungspunkt 333 zwischen dem ersten Paar von Schalttransistoren
(Q1, Q3) 331 und 332 ist über einen Serienresonanzschaltkreis,
der einen Kondensator 334 und eine Induktionsspule 335 umfasst,
mit einem Verbindungspunkt 353 zwischen dem zweiten Paar
von Schalttransistoren (Q2, Q4) 351 und 352 verbunden.
Zu den Schalttransistoren 331, 332, 351, 352 ist
jeweils ein Dämpfungskondensator 338, 339, 358, 359 parallel
geschaltet. Zu den Dämpfungskondensatoren 338, 339, 358, 359 ist
jeweils eine Diode 340, 341, 360 bzw. 361 parallel
geschaltet.
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Die
Schalttransistoren 331, 332, 351 und 352 werden
durch Signale geschaltet, die an ihre jeweiligen Gate-Anschlüsse über die
Leitungen 342, 343, 362 bzw. 363 angelegt
werden. Die Signale zum Schalten der Transistoren 331, 332, 351 und 352 werden
in einer Steuerschaltung 310 abgeleitet. Alle Schalttransistoren
Q1, Q2, Q3 und Q4 schalten ein, wenn kein Strom durch sie fließt und wenn
die an ihnen liegende Spannung 0 ist.
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Das
Schalten wird durch die Steuerschaltung 310 in Abhängigkeit
von einer Spannung mit wechselnder Polarität bewirkt, die über die
Leitungen 312 und 314 an die Steuerschaltung angelegt
wird, und eine Rückkopplungsspannung,
die der Steuerschaltung 310 über die Leitungen 316 und 318 zugeführt wird.
Die Spannung mit wechselnder Polarität wird über einen Kopplungswandler 355 von
der Leitung zwischen den Verbindungspunkten 333 und 353 abgeleitet.
Die Rückkopplungsspannung
umfasst einen Probenwert einer Ausgangsspannung vom geregelten Resonanzwandler,
die sich zwischen den Leitungen 316 und 318 am
Kondensator CR (334), der ein Teil
des Resonanzschaltkreises ist, aufbaut.
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4 veranschaulicht
die Steuerschaltung 310 der 3 in größerer Ausführlichkeit.
Der am Kondensator CR 334 aufgebaute
Ausgangsspannungs-Probenwert wird über einen Rückkopplungstransformator 412 und
einen Brückengleichrichter 414 der
Rückkopplungsschaltung 416 zugeleitet,
um einen Gleichspannungssignalpegel bereitzustellen. Gleichermaßen wird
durch den Stromtransformator CT 355 die längs der
Leitungen 312 und 314 erfasste Spannung einem
Polaritätsänderungsschaltkreis 410 zugeleitet.
Mit der Rückkopplungsspannung
von der Rückkopplungsschaltung 416 und
der Polaritätsänderungserkennungseinheit
des Polaritätsänderungsschaltkreises 410 kann
das Verarbeitungsmittel 418 die Signale 342, 362, 343 und 363 zur
Steuerung der Schalttransistoren Q1, Q2, Q3 bzw. Q4 bereitstellen. Wie
in 2 werden die Steuersignale mittels einer optischen
Vorrichtung 420 galvanisch getrennt.
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Im
herkömmlichen
Betrieb wird eine H-Brückenanordnung
von vier Schaltern gesteuert, so dass die Schaltfrequenz gemäß den Rückkopplungspegeln
der Ausgangsspannung verändert
wird. Bei der beispielhaften H-Brücke in 3 sind die
Schalter Q1 und Q4 so geschaltet, dass sie im Tandembetrieb arbeiten.
Beide Schalter schalten gleichzeitig in den EIN-Zustand und verbleiben
gleichlange im EIN-Zustand, der „EIN-Zeit". Auch die EIN-Zeiten und das Schalten
in den EIN-Zustand der Schalter Q2 und Q3 sind jeweils identisch
und laufen gleichzeitig ab. Der Ausgangsspannungspegel kann durch
Verändern der
Schaltfrequenz geregelt werden.
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5 veranschaulicht
die Funktion eines Resonanzwandlers gemäß der vorliegenden Erfindung,
wenn sie in der Schaltung von 3 realisiert wird.
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In
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung haben Q1 und Q2 eine gleichlange festgelegte
EIN-Zeit TF. Es ist klar, dass die tatsächliche EIN-Zeit
durch ein Potentiometer eingestellt wird und von dem gewünschten
Ausgangsspannungspegel abhängt.
Wenn das Potentiometer moduliert wird, können die EIN-Zeiten von Q1
und Q2 unterschiedlich sein. Die Länge der Zeit, während der
sich Q3 und Q4 im EIN-Zustand befinden, TV,
ist hingegen variabel gestaltet, liegt jedoch trotzdem innerhalb
der EIN-Zeit-Dauer
von Q1 bzw. Q2: Das heißt
TV ≤ TF. Wie für
Q1 und Q2 ist die EIN-Zeit TV für Q3 und
Q4 im Wesentlichen die gleiche; streng genommen unterscheidet sich
die variable EIN-Zeit TV von Q3 und Q4 aber
innerhalb eines Zyklus, doch diese Abweichung innerhalb eines Zyklus
ist vernachlässigbar. Hier
werden die EIN-Zeiten durch eine Rückkopplung vom Ausgangsspannungspegel
gesteuert, ausschlaggebend ist jedoch, dass die Schaltfrequenz unverändert bleiben
kann. Es ist klar, dass sowohl die Schaltfrequenz als auch die EIN-Zeiten
für die
Schalter Q3 und Q4 gleichzeitig verändert werden können. Die
gleichzeitige Veränderung
ist insbesondere dann wünschenswert,
wenn eine niedrige Ausgangsspannung benötigt wird.
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Die
Impulsverläufe
a) bis d) in 5 entsprechen den Schaltsignalen,
die den Schaltern Q1 bis Q4 jeweils zugeführt werden. Eine erste Zyklushälfte wird
von den Schaltern Q1 und Q4 gesteuert. Zum Zeitpunkt to sind
sowohl Q1 als auch Q4 EIN-geschaltet.
Nach einer variablen Zeitdauer TV des EIN-Zustandes geht das
Signal zum Schalten des Schalters Q4 zum Zeitpunkt t1 auf
AUS. Das Signal zum Schalten von Q1 geht etwas später zum
Zeitpunkt t2 auf AUS. Während der ersten Zyklushälfte bleiben
die Signale zum Schalten von Q2 und Q3 auf AUS. Das hat zur Folge,
dass während
der gesamten Zeitdauer von to bis t1 Strom über
die Leitung 329, durch den Schalter Q1 331 zum
Verbindungspunkt 333, durch die Induktionsspule LR 335 und den Kondensator CR 334 des Resonanzschaltkreises,
zum Verbindungspunkt 353, durch den Schalter Q4 352 und
zurück über die
Leitung 330 fließen
kann – der Spannungsabfall
zwischen den Verbindungspunkten 333 und 353 (VA–VB) ist positiv, wie aus der Darstellung der
Impulsfolge e) zu sehen ist. Während
der Zeitdauer von t1 bis t2 ist
lediglich der Schalter Q1 EIN-geschaltet, und der Spannungsabfall
(VA–VB) geht auf null zurück.
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Zwischen
den Zeitpunkten t2 und t3 ist
keiner der Schalter EIN-geschaltet, aber der Spannungsabfall wird
negativ, da sich der Kondensator 334 des Resonanzschaltkreises
entlädt.
Der Strom IL durch die Induktionsspule LR 335 wird als Signalverlauf f)
in 5 gezeigt. Der Strom IL durch
die Induktionsspule eilt dem Spannungsabfall am Resonanzschaltkreis um
90° nach.
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Wenn
sich die Richtung des Stroms IL durch die
Induktionsspule umkehrt, erkennt der Stromtransformator CT 355 einen
Vorzeichenwechsel und teilt das Umkehrereignis dem Umkehrschaltkreis
mit. Wenn die Steuerschaltung einen Polaritätswechsel erkennt, setzt sie
beide Signale für
die Schalter Q2 und Q3 auf EIN, t3: Es beginnt
eine zweite Zyklushälfte,
die durch die Schalter Q2 und Q3 gesteuert wird. Es fließt nun durch
den Resonanzschaltkreis, durch den Schalter Q2 vom Verbindungspunkt 353 zum Verbindungspunkt 333 und
zurück über die
Leitung 330 über
den Schalter Q3 ein Strom in im Vergleich zur ersten Zyklushälfte entgegengesetzter
Richtung. Zum Zeitpunkt t9 geht das Steuersignal
für den
Schalter Q3 auf AUS. Der Spannungsabfall am Resonanzschaltkreis
(VA–VB) geht auf null zurück. Die festgelegte EIN-Zeit
TF des Schalters Q2 endet am Zeitpunkt t5, und der Kondensator CR 334 kann
sich frei entladen. Auch hier definiert das Umkehrereignis des Stromes
durch die Induktionsspule die Zeit t6, zu
der eine neue erste Zyklushälfte
beginnt.
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Die
variable Länge
der EIN-Zeiten TV wird durch die Rückkopplungsspannung
VC am Kondensator CR 334 bestimmt.
Mit anderen Worten, die Zeitpunkte t1 und
t4 werden durch den Ausgangsspannungspegel
gesteuert. Die Ausgangsspannung weist einen Verlauf auf, der in 5 durch
g) gekennzeichnet ist. Eine Erhöhung
der EIN-Zeit von Q3 und Q4 hat eine höhere Spannung am Resonanzschaltkreis
(VA–VB) zwischen den Anschlusspunkten 333 und 353 zur
Folge. Auf diese Weise findet eine Regelung der Spannung VC statt.
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Es
ist klar, dass ein Resonanzschaltkreis aus viel mehr passiven Bauteilen
aufgebaut werden kann, als in der Prinzipschaltung von 3 dargestellt
sind. Das Entscheidende dabei ist, dass eine Induktionsspule mit
den übrigen
Bauteilen des Resonanznetzwerks in Reihe geschaltet wird. 6A zeigt
lediglich die Resonanzschaltkreis-Bauteile der Einheit von 3,
einen Kondensator CR 334 und eine
Induktionsspule LR 335. Eine bevorzugte
alternative Anordnung weist zwei gleichartige Induktionsspulen und
einen dazu in Reihe geschalteten Kondensator auf, wobei wie in 6B gezeigt
jeder der beiden Anschlüsse
des Kondensators mit jeweils einer Induktionsspule verbunden ist.
Ein Resonanzschaltkreis mit einer ersten Induktionsspule LR1, einem Kondensator CR und
einer zweiten in Reihe geschalteten Induktionsspule LR2 kann
das Verhalten der Resonanzschaltkreisspannung gegenüber Erde über einen
Schaltzyklus glätten. Ähnliche
Resonanzschaltkreise, bei denen die erste und die zweite Induktionsspule
unterschiedlich sind, sind ebenfalls möglich.
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Zum
Schluss wird die Art der Steuerungsverfahren der vorliegenden Erfindung
anhand der Resonanzkurven in Bezug auf den zugehörigen Resonanzschaltkreis veranschaulicht.
Bei herkömmlichen Steuerungsverfahren
kann die Schaltfrequenz verändert
werden, was in 7A der Veränderung in Richtung der X-Achse
entspricht. Ausschließlich
zum Zwecke der Veranschaulichung zeigt 7A eine typische
Resonanzkurve 700 und den Bereich 720, in dem
die Schaltfrequenz verändert
wird (hier werden als typische Werte für die Steuerfrequenz 20 bis
40 kHz angegeben; die Resonanzfrequenz fR 710 liegt irgendwo
darunter).
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Das
Verfahren gemäß der vorliegenden
Erfindung gestattet eine Variation der Spannung am Resonanzschaltkreis.
Das erfindungsgemäße Verfahren
erlaubt eine Variation der Spannung bei einer bestimmten Schaltfrequenz,
die einer in 7B dargestellten Veränderung
in Richtung der Y-Achse entspricht. Die Abbildung zeigt mehr als
eine Resonanzkurve 700, 702, die den Bereich 730 definieren, über den
sich der Spannungsabfall am Resonanzschaltkreis verändert.
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Wenn
zum Kondensator 334 des Resonanzschaltkreises 300 eine
hohe Last parallel geschaltet wird, wird ein relativ höherer Strom
gezogen und dadurch die Amplitude des Spitzenwertes der Resonanzkurve
gedämpft.
Allerdings wird der gegenteilige Effekt beobachtet, wenn die Last
sehr klein oder null ist: Es wird von der Last nur ein geringer
Strom gezogen, und der Spitzenwert der Resonanzkurve ist sehr groß. Das Aufrechterhalten
eines konstanten Ausgangspannungspegels führt bei der Verwendung des herkömmlichen
Frequenzvariationsverfahrens zu einer deutlichen Erhöhung der
Schaltfrequenz. Die Erhöhung
der Schaltfrequenz wiederum hat zur Folge, dass beim Strom IL durch die Induktionsspule hohe Spitzenwerte
auftreten.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Verfahren
werden hohe Werte des Stroms durch die Induktionsspule vermieden,
indem der Spannungsabfall am Resonanzschaltkreis geändert wird.
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Dem
Fachmann wird sofort ersichtlich, dass ein geregelter Resonanzwandler
gemäß der Erfindung
in einer Reihe von Einheiten realisiert werden kann, z.B. in Stromversorgungen
für Elektromagnete, in
Ausrüstungen
für induktive
Erwärmung
und in Akku-Ladeinheiten.
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Darüber hinaus
ist sofort erkennbar, dass der Schaltkreis der Erfindung noch weitere
herkömmliche
Bauelemente enthalten kann, ohne dass der Effekt der Erfindung beeinträchtig wird,
beispielsweise kann zwischen die Verbindungspunkte 333 und 335 ein
weiterer Kondensator (nicht gezeigt) zur Wechselspannungskopplung
geschaltet werden.