DE3413207A1

DE3413207A1 - Speisespannungsschaltung

Info

Publication number: DE3413207A1
Application number: DE19843413207
Authority: DE
Inventors: Christianus Henricus Jozef Eindhoven Bergmans; Fransiscus Martien Johannes Nooijen
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1983-04-11
Filing date: 1984-04-07
Publication date: 1984-10-18
Also published as: GB2138224B; FR2544139A1; AU2664184A; FR2544139B1; DD217955A5; GB2138224A; US4593346A; KR840008561A; DE3413207C2; NL8301263A; IT8420439A1; ES531408A0; IT1175982B; JPS59198871A; AU566927B2; GB8408858D0; IT8420439A0; BR8401645A; HK24887A; ES8501939A1

Description

"Speisespannungsschaltung".

Die Erfindung bezieht sich auf eine Speisespannungsschaltungsanordnung zum Erzeugen einer Ausgangsgleichspannung mit ainem Generator zum Erzeugen einer blockförmigen Spannung und einem mit dem Generator gekoppelten Spitze-Spitze-Gleichrichter zum Erzeugen der Ausgangsgleichspannung an einem Glättungskondensator für eine an den Kondensator angeschlossene Belastung.

Eine derartige Speisespannungsschaltungsanordnung ist aus der deutschen Patentanmeldung 2.155*076 bekannt. Schwankt in dieser bekannten Schaltungsanordnung die Belastung wesentlich, so kann es jedoch passieren, dass die Zeitpunkte, an denen die Flanken der blockför~ migen Spannung auftreten, dadurch beeinflusst werden. Diese Flanken werden dann abhängig von der Belastung verschoben, was nachteilig sein kann, beispielsweise wenn das Signal des Blockspannungsgenerator anderswo benutzt wird. Wird beispielsweise die Belastung durch einen Klasse-3-Tonteil in einer Bildwiedergabeanordnung gebildet, beispielsweise in einem Fernsehempfänger, während die Speisespannungsschaltung zugleich der Horizontal-Ablenkschal tung Speiseenergie liefert, kann die Länge der an dem Wiedergabeschirm geschriebenen Zeilen im Takt des Tonsignals variieren, was äusserst störend wirkt.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Speisespannungsschaltungsanordnung der obengenannten Art zu schaffen, wobei die Flanken der blockförmigen Spannung durch die Belastung nahezu nicht beeinflusst werden, und dazu weist die erfindungsgenasse Speisespannungsschaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass zwischen dem Generator und dem Spitze—Spitze-Gleichrichter ein Reihenresonanznetzwerk vorgesehen ist, wobei die halbe Periode des irn Betrieb beim Auftreten einer Flanke der blockf örmigen Spannung durch das Reihenresonanznetzwerk fliessenden

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sinusförmigen Stromes nicht länger ist als das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Flanken,,

Durch die erfindungsgemässe Massnahme wird erhalten, dass durch den Gleichrichter beim Auftreten der nachfolgenden Flanke der blockförmigen Spannung Icein Strom mehr fliesst, so dass diese Flanke in Abhängigkeit von dem Strom durch den Gleichrichter nahezu nicht verschoben wird.

In der einfachsten Form des Reihenresonanznetz-Werkes weist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass das Reihenresonanznetzwerk einen Kondensator in Reihe mit einer Induktivität enthält. Dabei werden die Kapazität des Kondensators und der Wert der Induktivität derart gewählt, dass der sinusförmige Strom beim Auftritt der nachfolgenden Flanke der blockförmigen Spannung nicht mehr fliesst. Die genannte Kapazität muss also einen bestimmten endlichen Wert haben, während die Kapazität des Glättnngskondetisators seLr gross sein muss.

Enthält die Schaltungsanordnung einen Transformator zum Koppeln des Generators und des Gleichrichters, so kann die Schaltungsanordnung mit Vorteil das Kennzeichen aufweisen, dass die Induktivität des Reihenresonanznetzwerkes die Streuinduktivität des Transformators umfasst.

Eine Schaltungsanordnung, bei der der Generator einen Schalter enthält, der wechselweise in dem leitenden und in dem gesperrten Zustand ist, kann das Kennzeichen aufweisen, dass die halbe Periode des durch das Reihenresonanznetzwerk fliessenden sinusförmigen Stromes nicht länger ist als die Leitungszeit des Schalters. Enthält der Generator auch einen Gleichrichter, der in dem leitenden Zustand 1st, wenn der Schalter gesperrt ist und der in dem gesperrten Zustand ist, wenn der Schalter leitend ist, kann die Schaltungsanordnung das Kennzeichen aufweisen, dass der Spitze-Spitze-GleicLrichter über das Reihenresonanznetzwerk zum Gleichrichten einer an dem Gleichrichter vorhandenen blockförmigeu Spannung oder

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einer blockförmigen Spannung mit damit gleichzeitig auftretenden Flanken angeschlossen ist, wobei die Leitungszeit des Schalters sowie die Leitungszeit des Gleichrichters nicht kürzer sind als die halbe Periode des durch das Reihenresonanznetzwerk fliessenden sinusförmigen Stromes.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 ein Schaltbild der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 das Schaltbild einer ersten Ausführungsform einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 3 Wellenformen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 auftreten,

Fig. 4 das Schaltbild einer zweiten Ausführungsform einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 5 das Schaltbild einer dritten Ausführungsform einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 6 Wellenformen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 auftreten,

Fig. 7 das Schaltbild einer vierten Ausführungsform einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach der Erfindung.

In dem Schaltbild nach Fig. 1 ist E ein Generator, der eine blockförmige Spannung erzeugt. An den Generator E ist ein Reihenresonanznetzwerk angeschlossen, das in der einfachsten Form aus einer Induktivität L und einem Kondensator C besteht. Dabei wird die innere Impedanz des Generators E vernachlässigt. Andererseits ist das Netzwerk L, C mit der Anode einer Diode D₁ und mit der Kathode einer Diode D„ verbunden. Die Kathode der Diode D₁ ist mit einein Glättungskondensator C₁ verbunden, der andererseits mit der Anode der Diode D₀ und mit der nicht mit dem Netzwerk L, C verbundenen Klemme des Gene-

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rators E verbunden ist. Parallel zu dem Kondensator C₁ ließt eine Belastung-, die als Widerstand R dargestellt werden kann.

Tritt in der von dem Generator E erzeugten Spannung eine ansteigende Flanke auf, so steigt auch die Spannung an dem Verbir..dungspunkt der Dioden D₁ und D_p mit dem Netzwerk L, C wodurch die Diode D leitend wird. Durch die Elemente L, C und D₁ fliesst ein Strom, der wegen der Reihenresonanz einen sinusförmigen Verlauf hat. Dieser Strom fliesst zu dem Kondensator C zum Nachladen desselben. Nachdem ein Maximum erreicht ist, nimmt der Strom wieder ab und zu einem bestimmten Zeitpunkt wird er Null. Zu diesem Zeitpunkt enthält die Induktivität L keine Energie mehr, so dass durch das Netzwerk L, C kein Strom mehr fliesst, während die Diode D₁ gesperrt wird. Die Resonanzfrequenz ist derart gewählt worden, dass dieser Zeitpunkt vor dem Zeitpunkt liegt, an dem die folgende abfallende Flanke der blockf örrnigen Spannung des Generators E auftritt. Dies bedeutet, dass die halbe Periode des sinusförmigen Stromes kürzer ist als das Zeitintervall zwischen den zwei betrachteten Flanken. Durch die getroffene Wahl wird gewähtleistet, dass durch den Generator E kein von der Belastung R₁ abhängiger Strom fliesst zu dem Zeitpunkt, an dem die abfallende Flanke auftritt. Die Amplitude des sinusförmigen Stromes hängt ja von dem Wert der Belastung R₁ ab.

Während der Zeit, in der der sinusförmige Strom fliesst, schwankt die Spannung an dem Verbindungspunict der Induktivität L vind dem Kondensator C entsprechend einer kosinusförmigen Funktion, wonach diese Spannung der Spannung des Kondensators C₁, die während einer kurzen Zeit als konstant vorausgesetzt werden kann, entspricht. Es ist ersichtlich, dass der Wert dieser Spannung bei einem nicht zu niedrigen Wert des Widerstandes R.. dem Wert der von dem Generator E gelieferten Spannung entspricht. Tritt nun in dieser Spannung die abfallende Flanke auf, so sinkt auch die Spannung an dem Verbindungspunkt der Dioden D und D„ mit dem Netzwerk L, C wodurch

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die Diode D₀ leitend wird. Durch die Elemente L, C und Dp fliesst ein Strom und zwar ,^egenGber dem vorhergehenden Strom in der entgegengesetzten Richtung. Dieser Strom ist sinusförmig und weil die Kapazität des Kondensators C₁ in den meisten Fällen um viele iMale grosser ist als die des Kondensators C, ist die Frequenz dieses Stromes nahezu dieselbe wie die des vorhergehenden sinusförmigen Stromes. Die Dauer und die Amplitude desselben sind also auch nahezu dieselben. Zwischen zwei ansteigenden Fla:lken der blockförmigen Spannung des Generators E ist der mittlere Wert des durch das Netzwerk L, C fliessenden Stromes ja Null. Der Strom durch die Diode D_ hört zu fliessen auf, bevor die nachfolgende ansteigende Flanke der blockförmi^en Spannung auftritt. Während der Zeit, in der dieser Strom fliesst;, schwankt die Spannung an dem Verbir.dungspunkt der Indtiktivität L und dem Kondensator C entsprechend einer kosinusförmigen Funktion, wonach diese Spannung Null wird.

Aus dem Obenstehenden geht hervor, dass die Spannung an dem Kondensator C₁ bei einem nicht zu niedrigen Wert des Widerstandes R₁ der Amplitude der blockförmigen Spannung des Generators E nahezu entspricht, was folgt aus der Tatsache, dass die Dioden D₁ und D„ einen Spitze—Spitze-Gleichrichter bilden. Die dem Widerstand R₁ angebotene Spannung ist konstant, wenn die genannte Amplitude konstant ist. Es stellt sich auch heraus, dass die Belastung auf den Generator E keinen Einfluss hat. Ohne Reihenresonanz, d.h. bei einem grossen Wert der Kapazität des Kondensators C, beispielsweise in derselben Grössenordnung wie die Kapazität des Kondensators C₁, der ja ein Glättungskondensator ist und bei einem Spitzen— gleichrichter statt eines Spitze-Spitze-Gleichrichters, würde in Fig. 1 durch den Generator E beim Auftreten der Flanken des Signals des Generators Strom fliessen.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 enthält eine geschaltete Speisespannungsschaltung vom Reihen—(Vorwärts-) Typ. Der Kollektor eines npn-Schalttransistors Tr ist; mit der positiven Klemme einer Eingangsgleichspannungsquelle

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verbunden, deren Spannung V mittels eines Kondensators C geglättet ist und die beispielsweise durch Gleichrichtung von dem elektrischen Versorgungsnetz abgeleitet ist. Der Emitter des Transistors Tr ist mit der Kathode eines Gleichrichters D„ verbunden und mit einem Ende der Primärwicklung L₁ eines Transformators T, dessen anderes Ende mit einem Glättungskondensators C_ verbunden ist. Die Anode des Gleichrichters D und der andere Anschluss des Kondensators C„ sowie die negative Klemme der Ein— gangsSpannungsquelle liegen an Masse. Parallel zu dem Kondensator C„ liegt eine Belastung, die als Widerstand Rp dargestellt werden kann. Durch eine Steuerstufe Dr werden der Basis des Transistors Tr Schaltimpulse zugeführt, die den Transistor wechselweise in den leitenden und in den gesperrten Zustand bringen.

Fig. 3a- zeigt den Verlauf der Spannung, die an der Wicklung L₁ vorhanden ist, als Funktion der Zeit, während Fig. 3b den Verlauf des Emitterstromes des Transistors Tr und Fig. 3c den des Stromes des Gleichrichters D„ zeigen. Während der Leitungszeit des Transistors Tr nimmt dessen Emitterstrom auf nahezu lineare Weise über die Wicklung L₁ zu und fliesst zu dem Kondensator C₂ und der Belastung Rp, während der Gleichrichter D~ gesperrt ist. Während der Sperrzeit des Transistors fliesst durch die Wicklung L₁ und auch durch den Gleichrichter D„ Strom und nimmt auf nahezu lineare Weise ab. An der Wicklung ist eine blockförmi^e Spannung vorhanden, die während der Leitungszeit des Transistors Tr den Wert V-V und während der Sperrzeit des Transistors den Wert -V hat. Dabei ist V der Wert der Ausgangsspannung am Kondensator Cp. Diese Spannung wird zu der Stufe Dr zur Regelung der Dauer der von dieser Stufe gelieferten Schaltimpulse zurückgekoppelt, wodurch die Spannung V nahezu konstant gehalten wird.

Obenstehendes ist dem Fachmann durchaus bekannt.

Auf dem Kern des Traiisformators T sind Sekundärwicklungen angebracht. Auf bekannte Weise kann von einer dieser Wicklungen, L , eine Speisespannung abgeleitet werden für

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eine nicht dargestellte Belastun,·¹;. An eine andere Sekundäi"wicklimg, L₀, ist das durch die Elemente C, I) , D₀, C und R₁ gebildete Netzwerk angeschlossen. Die Kapazität des Kondensators C wird derart gewählt, dass der Kondensator und die Streuinduktivität des Transformators T ein Reihenresonanznetzwerk bilden. Dabei ist die Kopplung zwischen den Wicklungen L₁ und L₀ kleiner als 1. An der Wicklung L₀ ist im Betrieb eine blockförmige Spannung vorhanden, so dass der Teil aiis Fig. 2 mit der Wicklung L₀ und links von derselben wie der Generator E aus Fig. wirksam ist, während die genannte Streuinduktivität wie die Induktivität L in Fig. 1 wirksam ist. Auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1 fliesst durch den Kondensator C ein sinusförmiger Strom, der auch durch die Diode^ D₁

'^ fliesst. Dies erfolgt während der Leistungszeit des Transistors Tr, in welcher Zeit dem Kondensator C₁ Speiseenergie geliefert wird. Die Resonanzfrequenz ist derart gewählt worden, dass der Strom zu fliessen aufhört vor dem Zeitpunkt, an dem der Transistor Tr gesperrt wird.

Während der Leitungszeit des GleicHrichters D₀ fliesst durch die Diode D₀ und den Kondensator C ein sinusförmiger Strom u^d dieser Strom hört zu fliessen auf bevor der Transistor Tr abermals in den leitenden Zustand gebracht wird. Fig. 3d zeigt die beiden halben Perioden des sinusförmigen Stromes durch den Kondensator C.

Dadurch, dass durch die Sekundärwicklung des Transformators T ein sinusförmiger Strom fliesst, hat der Strom durch die Primärwicklung einen sinusförmigen Anteil. Dieser Anteil, der in Fig. "Jh und 3c gestrichelt dargestellt ist, fliesst gleichzeitig mit dem Strom durch die Wicklung L₀. Im Transistor Tr wird der sinusförmige Anteil zu dem Emitterstrom addiert, während der sinusförmige Anteil durch den Gleichrichter D₀ in der entgegengesetzten Richtung fliesst und folglich von dem linea- ^⁵ ren Strom subtrahiert wird. Bei Änderungen der Spannung V„ und/oder der Belastung R₀ und/oder der Belastung des an die Wickung L„ angeschlossenen Speiserie tzwerkes, schwankt die Dauer der Leitungszeit des Transistors Tr.

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Der Teil der Schaltungsanordnun^ mit der Belastung R wird auf die Wirkung des restlichen Teils der Schaltungsanordnung Iceinen Einfluss haben, wenn die Zeit, in der der sinusförmige Stromanteil durch den Transistor Tr fliesst, nicht länger ist als die kürzeste zu erwartende Leitungsdauer des Transistors und wenn die Zeit, in der der sinusförmige Stromanteil durch den Gleichrichter D₁ fliesst, nicht länger ist als die kürzeste zu erwartende Leitungsdauer des Gleichrichters, d.h. die Sperrzeit des Transistors. Eine andere Bedingung ist, dass der sinusförmige Anteil durch den Gleichrichter nicht eine derart grosse Amplitude hat, dass der Gleichrichter gesperrt wird. Es dürfte dem Fachmann einleuchten, dass sich eine Schaltungsanordnung entwerfen lässt, die diesen Bedingungen entspricht. Dabei 1st die Abstimmfrequenz des Reihenresonanznetzwerkes und daher die Kapazität des Kondensators C ein zu wählender Parameter. Nötigenfalls kann eine Induktivität in Reihe mit dem Kondensator C und mit der Streuinduktivität des Transformators T vorgesehen werden. In einem Grenzfall ist die Abstimmfrequenz so niedrig, dass die Zeit, in der durch das Resonanznetzwerk Strom fliesst, dieselbe Dauer hat wie die kürzeste Zeit, in der der Transistor Tr leitend ist. In diesem Fall ist das Intervall in Fig. 3d zwischen dem positiven und dem negativen Teil auf Null reduzierb. Auf ähnliche Weise hat in einem Grenzfall die Zeit, in der durch das Reihenresonanznetzwerk Strom fliesst, dieselbe Dauer wie die kürzeste Zeit, in der der Transistor Tr gesperrt ist, wodurch das Intervall in Fig. 3d zwischen dem negativen und dem positven Teil auf Null reduziert ist. Der maximale Wert der Periode des sinusförmigen Stromes muss also kürzer sein als die Zeit, die die kürzere der beiden folgenden Zeiten ist: entweder der minimalen Leitungszeit oder der minimalen Sperrzeit des Transistors. Dadurch wird der xdLedrigst mögliche Wert der Abstimmfrequenz bestimmt. In Richtung der hohen Frequenzen ist der Grenzfall derjenige Fall, in dem die Abstiinrnfrequenz so hoch ist, dass der Maximalwert des sinusförmigen Stromanteils

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den Wert erreicht, für den der Gleichrichter gesperrt wird oder den Wert erreicht, der Tür den Transistor noch zulässig ist. Zu einer kürzeren Impulsdauer für den sinusförmigen Strom gehört ja eine grössere Amplitude.

Dadurch, dass die durch den sinusi'örmigen Anteil verursachte Änderung des Stromes durch den Transistor vor oder an dem Ende der Leituugszeit des Transistors beendet ist, tritt in dem Sättigungszustand,des Transistors gerade vor dem Abschalten desselben keine Änderung auf, so dass die Abschaltzeit nahezu nicht beeinflusst wird. Eine Verschiebung des Abschaltzeitpunktes als Funktion der Belastung R₁ tritt also nicht auf, was wohl der Fall wäre bei einer grossen Kapazität des Kondensators

IS C, d.h. bei einer sehr niedrigen Resonanzfrequenz und beim Verwenden eines Spitzengleichrichters statt des Spitze-Spitze-Gleichrichters D„, D„, in weichern Fall sich der Gesamtstrom zu dem Kondensator C_? ändern würde, was das Kachregelen des Transistors Tr notwendig machen würde.

Es ist ersichtlich, dass die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nicht geändert wird, wenn das Reihenresonanznetzwerk des Kondensators C mit einer Induktivität nicht transformatorisch sondern unmittelbar mit der Wicklung L verbunden ist oder wenn es mit der Kathode des Gleichrichters D„ verbunden ist. An dieser Kathode ist ja eine blockförmige Spannung vorhanden, deren Flanken mit denen aus Fig. 3a zusammenfallen, welche Flanken ebenso wenig wie die aus Fig. 3a durch, die Belastung R₁ beeinflusst werden. Es ist auch ersichtlich, dass die Spannung am Kondensator C₁ bei einer nahezu konstant gehaltenen Spannung V nicht konstant 1st, sondern sich einigernassen ändenrt bei Schwankungen der Spannung V_R. Für die Belastung R₁ wird man also eine Belastung wählen, die eine derartige Schwankung ertragen kann.

Die geschaltete Speisespannungsschaltung nach Fig. k ist von dem Parallel-(Rücklauf-)ΤΛφ. Auch hier ist das Reihennetzwerk aus dem Transistor Tr und der Wicklung L an die Quelle V angeschlossen, aber der Gleichrichter

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D,. ist nun mit einer Sekundärwicklung L des Transformators T verbunden. Der Kondensator C„ ist einerseits mit der anderen Elektrode des Gleichrichters D„ und andererseits mit dem anderen Ende der Wickung L verbunden. Der Wickelsinn der Wicklungen L₁ und L„ und die Leitungsrichtung des Gleichrichters D„ sind derart gewählt worden, dass durch den Gleichrichter Strom fliesst, wenn der Transistor Tr gesperrt ist und dass der Gleichrichter gesperrt ist, wenn der Transistor leitend ist. Die Spannung V_q an dem Kondensator C₂, die der Belastung R₂ angeboten wird_e wird durch die Regelung der Leitungszeit des Transistors Tr nahezu konstant gehalten. An cen Wicklungen L und L₀ und an dem Gleichrichter D~ sind blockiförmige Spannungen vorhanden, deren Flanken gleichzeitig auftreten. Das Reihenresonanznetzwerk und der Spitze-Spitze-Gleichx-icliter nach der Erfindung können also an eine dieser Spannungen angeschlossen werden. In Fig. 4 werden sie an eine Sekundärwicklung L,_o des Transformators T angeschlossen, wobei die Reiheninduktivität durch die Streuinduktivität gebildet wird. Es ist ersichtlich, dass auf den restlichen. Teil der Schaltungsanordnungen unter denselben Bedingungen wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kein Einfluss ausgeübt wird.

Die Erfindung lässt sich anwenden, bei anderen bekannten geschalteten Speisespannungsschaltungen. Fig. zeigt eine Schaltungsanordnung, die aus der Veröffentlichung: "Philips, Electronic components and materials: Technical publication ΟΟό", erschienen I98I, bekannt ist. Die Schaltungsanordnung enthält das Reihennetzwerk aus zwei Dioden Dr und D₁.. Die Kathode der Diode D^ ist mit einem Abgriff einer Induktivität L_ verbunden, von der ein Ende mit der positiven Klemme der Quelle V verbunden ist. Die Anode der Diode D^, und die Kathode der Diode D_ sind mit der Anode einer weiteren Diode D^ und mit einem Kondensator C, verbunden= Der Kondensator C ist andererseits mit dem anderen Ende der Induktivität L und mit

der Wicklung L₁ verbunden. Die K;i fchode der Diode D^ ist mit dem anderen ICnde der Wicklung; L.. und iriit dem Kollektor

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des Transistors Tr verbunden. Ein Abstimmkondensator Cr liegt parallel zu der Wicklung L und der Emitter des Transistors Tr sowie die Anode der Diode D_ liegen an Masse. Das Netzwerk mit den Elementen L„ , D„, C₀ und R₀

ist ausgebildet, wie in Fig. 4 der Fall ist, und ist an der Sekundärseite des Transforina tors T angebracht.

Die Schaltuiigsanordiiung nach Fig. 5 lässt sich verwenden zum Liefern von Speiseenergie zu den jeweiligen Teilen einer Bildwiedergabeanordnung, beispielsweise eines Fernsehempfängers. Der Transistor Tr bekommt horizontalfrequente Schaltimpulse zugeführt und die Leitungsdauer des Transistors wird abhängig von der Spannung V an dem Kondensator C_? geregelt, wodurch diese Spannung und daher auch die Spannung an dem Kondensator C„ nahezu konstant

>o gehalten werden. Während des grössten Teils der Horizontalperiode, der sogenannten Hinlaufzeit, ist entweder die Diode D^ oder der Transistor Tr und die Diode D_ leitend, so dass die Spannung an der Wicklung L₁ nahezu konstant ist. In dem restlichen Teil der Horizontal-Periode, der sogenannten Rücklaufzeit, sind der Transistor Tr so\iie die Dioden D und D^- gesperrt. An dem durch die Wicklung L₁ und den Kondensator C. gebildeten Resonanzkreis ist eine Schwingung vorhanden. Die ähnliche Schwingung, die an der Wicklung L„ vorhanden ist, wird durch den Gleichrichter D_ zum Erzeugen der Spannung V gleichgerichtet. Eine Sekundärwicklung Lr des Transformators T ist mit der Basis eines Transistors Tr₁ verbunden, der als horizontal-frequenter Schalter in einer weiterhin nicht dargestellten Horizontal-Ablenkschaltung wirksam ist. Der Transistor Tr₁ kann auch Steuersignale von der Stufe Dr zugeführt; bekommen.

Fig. 6a zeigt den Verlauf der Spannung an dem Kollektor des Transistors Tr als Funktion der Zeit und Fig. 6b zeigt den Verlauf an dem Verbindungspunkt A der Dioden Dr, D_ und D,. In Fig. 6c ist die Schwankung des Kollektorstromes des Transistors Tr aufgetragen, während in Fig_o 6d die Schwankung des Stromes durch die Diode D_r, in Flg. be die des Stromes durch die Diode Dj und in

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Fig. 6f die des Stromes durch die Diode D^ aufgetragen ist. Zu einem Zeitpunkt t₁ wird der Transistor Tr in den leitenden Zustand gebracht, wodurch die Diode D,- auch leitend ist. Nachdem der Strom, der durch die Wicklung L₁ fliesst und der während der Hinlaufzeit einen nahezu linearen Verlauf hat, seine Richtiing umgekehrt hat, wird die Diode D. zu einem Zeitpunkt t_o gesperrt, wonach die Diode D_1x. Strom führt. Der Strom durch die Diode D_ fliesst auch durch den Kondensator C„, die Wicklung L₁ und den Transistor Tr. Zu dem Zeitpunkt t„ an dem Ende der Hinlaufzeit wird der Transistor Tr gesperrt, wodurch auch die Diode D stromlos wird, während die Diode Dl leitend wird. Zwischen den Zeitpunkten t₁ und t wird der Punkt A nach Masse geklemmt. Zu dem Endzeitpunkt tr der Rück— laufzeit wird die Diode D,- leitend. Bis zu dem Zeitpunkt t' , an dein der Transistor Tr wieder in den leitenden Zustand gebracht wird, bleibt die Spannung an dem Kollektor auf nahezu demselben Pegel wie der Abgriff der Induktivität L .
ο

Mit dem Punkt A wird ein Trennkondensator C_ verbvinden, der andererseits mit der Primärwicklung L_ eines Transformators T₁ verbunden ist. Die Wicklung L„ ist als Sekundärwicklung dieses Transformators ausgebildet und die Elemente C, D₁, D„, C₁ und R sind auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1, 2 und 4 angeschlossen. Durch die Wicklung L₂ fliesst ein Strom mit demselben Verlauf wie in Fig. 3d., wodurch in manchen Elementen der Schaltungsanordnung ein sinusförmiger Stromanteil fliesst, der in Fig. 6 gestrichelt dargestellt ist. Nach dem Zeitpunkt t₁ fliesst durch die Wicklung L,., den Kondensator C , die Diode Of und den Transistor Tr ein sinusförmiger Anteil. Dadurch wird die Diode D. zu einem Zeitpunkt, der etwas später liegt als der Zeitpunkt t_o, stromlos. Zu demselben Zeitirunkt wird die Diode D_r leitend. D_er sinusförmige Anteil fliesst durch die Diode D_ von der Kathode zu der Anode, wobei die Diode durch den grösseren Strom zu dem Kondensator C„, der Wicklung L₁ nnd dem Transistor Tr in dem leitenden Zustand gehalten wird. Der genannte Anteil

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hörfc zu fliessen auf vor dem Zeitpunkt t„. Nacli dem Zeitpunkt t„ fliesst durch die Wicklung L und den Kondensator C„ ein sinusförmiger Stromanteil in der entgegengesetzten Richtung. Der Anteil fliesst durch die Diode Dr, die durch den grösseren Ladestrom des Kondensators C„ in dem leitenden Zustand gehalten wird, von der Kathode zu der Anode und hört zu fliessen auf vor dem Zeitpunkt t', an dem der Transistor Tr, um eine Periode später als der Zeitpunkt t₁, in den leitenden Zustand gebracht

",ü wird.

Aus Fig. 6 geht hervor, dass die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung durch Hinzufügung des Teils mit der Belastung R₁ nicht beeinflusst wird, wenn dieselben Bedingungen wie obenstehend erfüllt werden, d.h. wenn

¹,5 als Funktion von R₁ die jeweiligen Flanken nicht verschoben werden und kein Schaltelement frühzeitig gesperrt wird. Dabei wird die Abstimmfrequenz des Reihenresonanznetzwerkes durch die beiden Kondensatoren C und C bestimmt. Es dürfte einleuchten, dass das Reihennetzwerk aus den Elementen C_ und L_ auch zwischen dem Punkt A

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und einem Punkt der Induktivität L , beispielsweise dem Abgriff, mit dem die Diode D. verbunden ist, oder dem mit dem Kondensator C verbundenen Ende vorgesehen werden kann. Zwischen den genannten Punkten ist ja eine blockförmige Spannung vorhanden, deren Flanken ebenfalls zu den Zeitpunkten t₁ und t„ auftreten.

Eine ähnliche Spannung ist auch an den Induktivität L , die als Ladespule wirksam ist, vorhanden. Zwischen den Zeitpunkten t₁ und t„ ist die Diode D. nicht

3D leitend, während der Punkt A an Masse liegt, so dass die Spannung an der Induktivität L gleich V - V ist, wobei V„ die Spannung des Kondensators C₀ ist. Zwischen den Zeitpunkten t„ und t' ist die Diode D^ leitend und ist die Spannung an der Induktivität L gleich r. , wobei

η das Verhältnis zwischen der Anzahl Windungen der Induktivität L links von dem Abgriff in Fig. 5 und der Gesamtanzahl Windungen der Induktivität ist. In Fig. 7 ist die Induktivität L die Primärwicklmr" eines Trans-

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formators T₀, dessen Wicklung· L₀ eine Sekundärwicklung ist, mit der die Elemente C, D₁, D₀, C₁ und R auf dieselbe Art und Weise verbunden sind wie in Fig. 2, 4 und Für den restlichen Teil ist die Schaltungsanordnung nach Fig. 7 dieselbe wie die der Fig. 5> wobei der Kondensator C und der Transformator T₁ fortfallen können, und die Wirkungsweise dieselbe ist.

Weil die 9c¹ .altungsanordnuiig nach Fig. 5 sowie die nach Fig. 7 die IIorizontal-Ablenkschaltung steuert, ist bei einer Horizontal-Periode von etwa 64 ms (europäische uxid U.S.-Fernsehnorm) die maximale Dauer der Leitungszeit des Transistors Tr etwa 52 /us, d.h. die Dauer der Hinlaufzeit. Die minimale Dauer der Sperrzeit ist also etwa 12 /us. Der Transistor Tr muss in der Mitte der Hinlaufzeit bestimmt leitend sein, so dass die minimale Dauer der Leitungszeit etwa 26 ms ist. Daraus geht hervor, dass die minimale Dauer der halben Periode des sinusförmigen Anteils etwa 12 ms ist, was einer maximalen Resonanzfrequenz von etwa 41,7 MIz entspricht. In der Praxis ist die maximale Leitungszeit des Transistors Tr etwa 44/us, so dass die minimale Dauer der Sperrzeit etwa 20/us ist, was einer Reihenresonanz von etwa 25 kHz entspricht. In einer praktischen Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach Fig. 7 ist eine derartige Resonanz verwendet worden, wobei die Kapazität des Kondensators C, abhängig von der Streuinduktivität des Transformators Tp niedriger war als etwa 5 /uF und wobei die Spannung des Kondensators C„ auf etwa 100 V nahezu konstant gehalten wurde bei Schwankungen der Netzspannung zwischen 100 und 2öO V bei einem Nennwert von 220 V. Der Kondensator C₁ hatte eine Kapazität von etwa 2000 /uF und die Belastung R_? bestand aus der Speisung eines Klasse-B-Tonteils mit einer Nennleistung von 2 χ 15 W, d.h. einem Teil, für das die Speisespannung nicht konstant zu sein braucht, während der restliche Teil des Empfängers mit Hilfe des Transformators T Energie bekam.

Es dürfte einleuchten, dass die Erfindung auch auf Abhandlungen der beschriebenen Ausführungsformen

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des Generators E angewandt werden kann. Dabei ist die Art der jeweiligen Schalter nicht von Bedeutung. So können die Transistoren durch tor^esteuerte (gate turn oi'f) Schalter ersetzt werden. Auch der Spitze-Spitüe-Gleicliriclil:er aus Fip;. 1, 2, k, 5 und 7 kann auf andere, bekannte Art und Weise ausgebildet werden.

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE:

1. Speisespannungsschal bungsanOrdnung zum Erzeugen einer Ausgangsgleichsspanimiig mit einem Generator zum Erzeugen einer blockförmigen Spannung und einem mit dem Generator gekoppelten Spitze-Spitze-Gleichrichter zum Erzeugen der Ausgangsgleichssp a nnung an einem Glättungskondensator für eine an den Kondensator angeschlossene Belastung, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Generator und dem Spitze-Spitze-Gleichrichter ein Reihenresonanznetzwerk vorgesehen ist, wobei die halbe Periode des im Betrieb beim Auftreten einer Flanke der blockförraigen Spannung durch das Reihenresonanznetzwerk fliessenden sinusförmigen Stromes nicht langer ist als das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Flanken.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Reihenresonanznetzwerk einen Kondensator in Reihe mit einer Induktivität enthält. 3· Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, mit einem Transformator zum Koppeln des Generators und des Gleichrichters, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität des Reihenresonanziietzwerkes die Streuinduktivität des Transformators umfasst.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei der Generator einen Schalter enthält, der wechselweise in dem leitenden und in dem gesperrten Zustand ist, dadurch gekennzeichnet, dass die halbe Pei-iode des durch das Reihenresonanznetzwerk fliessenden sinusförmigen Stromes nicht länger ist als die Leitungszeit des Schalters, 5· Schaltungsanordnung nach Anspruch k, wobei der Generator zugleich einen Gleichrichter enthält, der in dem leitenden Zustand ist, wenn der Schalter gesperrt ist und der in dem Sperrzustand ist, wenn der Schalter leitend ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Spifcze-Spitze-GJeichrichter Über das Reilienresonanznetzwerk zum Gleichrichten

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einer an. dem Gleichrichter vorhandenen blockförmigen Spannung oder einer blockförmigen Spannung· mit damit gleichzeitig auftretenden Flanken angeschlossen ist, wobei die Leitungszeit des Schalters sowie die Leitungszeit des Gleichrichters nicht kürzer sind als die halbe Periode des durcTi das Reihenresonanznetzwerk fliessenden sinusförmigen Stromes.

6 „ Schaltungsanordnung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, dass das aus einem Trennkondensator und der Primärwicklung eines Transformators bestehende Reihenresonanznetzwerk zwischen zwei Punkten liegt, zwischen denen die blockförmige Spannung vorhanden ist, wobei das Reihenresonanznetzwerk an eine Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen ist und wobei die Reihenresonanz

Ig auch durch den Trennkondensator bestimmt wird.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch k, wobei der Schalter mit einer Wicklung in Reihe liegt, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Wicklung die Primärwicklung eines Transformators bildet, wobei das Reihenresonanznetzwerk an eine Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass.der Spitze-Spitze-Gleichrichter zwei Dioden in Reihe mit derselben Leitungsrichtung enthält, wobei das durch diese Dioden gebildete Reihennetzwerk parallel zu dem Glättungskondensator liegt und wobei der Verbiiidungspunkt zwischen den Dioden mit dem Reihenresonaxiznetzwerk verbunden, ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Belastung durch einen Klasse-B-Tonteil gebildet wird.