JP2536916B2 - 交直変換装置のパルス幅変調制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は交直変換装置のパルス幅変調（PWM）制御方
法にかかり、詳しくは、交流電気車用交直変換装置のPW
M制御方法に関する。

（従来の技術） 従来、GTO（ゲートターンオフ）サイリスタやトラン
ジスタ等を有する半導体スイッチをブリッジ接続した回
路構成の電力変換装置をPWM制御することにより、交流
−直流電力変換を行う方法が知られており、かかる交直
変換装置は交流電気車用に広く用いられている。

第２図はこの種の交直変換システムの一例を示すもの
で、図において１は交流電源であり、この交流電源１
は、主変圧器２を介して交直変換装置３の交流端子に接
続されている。なお、主変圧器２において、21は漏れリ
アクタンスを示すリアクトルである。また、交直変換装
置３の直流端子には平滑コンデンサ４を介してチョッパ
やインバータ、電動機等を含む負荷５が接続されてい
る。

交直変換装置３は、GTOサイリスタやトランジスタ等
の自己消弧形素子とこれらに対して逆並列に接続された
ダイオードとからなる半導体スイッチ301,302,303,304
をブリッジ接続して構成されており、第２図の例では自
己消弧形素子としてGTOサイリスタを用いた単相ブリッ
ジで示してある。これらの半導体スイッチ301〜304を、
後述する制御回路によりパルス幅変調制御してオン・オ
フさせることにより、交直変換装置３の交流端子に任意
の交流電圧波形を発生し得ることが知られている。

第３図は、この交直変換装置３の交流側電圧Vcと電源
電圧Vs及び交流側電流Isの関係を示すベクトル図であ
る。これを用いて交直変換装置３の力率制御機能を以下
に説明すると、図において、交流側電流Isと電源電圧Vs
とを同相にして力率を１にするためには、電源電圧Vsか
らリアクトル21に発生する電圧降下ｊωＬ×Isをベクト
ル的に減算することによって得られる電圧Vcを交直変換
装置３が発生すればよいことがわかる。

次に、第４図は上記交直変換装置３の制御回路の一例
を示すものであり、これを用いて従来の技術をより詳細
に説明する。図において、２次電圧に換算した主変圧器
２の１次電圧検出値（電源電圧）Vsは、基本波のみを通
過させるバンドパスフィルタ22を介して電源電圧の絶対
値検出器23と、力率検出器24の電圧入力端子と、電源電
圧Vsに同期した正弦波を出力する同期発振器28とに入力
される。また、主変圧器２の２次電流検出値Isは、基本
波のみを通過させるバンドパスフィルタ26を介して力率
検出器24の電流入力端子と交流側電流の絶対値検出器27
に入力される。

一方、交直変換装置３の直流電圧検出値Vdは、直流電
圧指令器30からの直流電圧指令値と共に電圧調節器31に
入力される。この電圧調節器31の出力は、交流側電流の
有効成分、つまり電源電圧ベクトルと同一方向成分で力
率１におけるIsの指令値Is^＊となり、この指令値Is^＊は
電流調節器32及び乗算器40の各一方の入力端子に入力さ
れる。また、乗算器40の他方の入力端子には、第２図に
おけるリアクトル21のリアクタンス設定値ωＬが入力さ
れている。

前記力率検出器24の出力はsin関数発生器33及びcos関
数発生器34に入力され、これらの関数発生器33,34の出
力は乗算器35,36の各一方の入力端子に入力される。乗
算器35,36の各他方の入力端子には、絶対値検出器27の
出力である交流側電流絶対値が入力される。ここで、乗
算器35の出力は電源電圧に対する電流のsin成分であ
り、この成分は力率指令器37の出力と共に力率調節器38
に入力される。また、乗算器36の出力は電源電圧に対す
る電流のcos成分であり、この成分は電流調節器32の他
方の入力端子に入力される。

電流調節器32の出力には乗算器40の出力が加算され、
この加算値はベクトル演算器41の一方の入力端子に入力
されると共に、力率調節器38の出力に絶対値検出器23か
らの電源電圧絶対値が加算された値が、ベクトル演算器
41の他方の入力端子に入力される。ここで、ベクトル演
算器41の入力は、それぞれ交直変換装置３の交流側電圧
の電源電圧ベクトルに直交する成分と平行な成分とを示
しており、ベクトル演算器41の出力は前記交流側電圧の
絶対値及び電源電圧に対する位相となる。

ベクトル演算器41の絶対値出力は除算器42の一方の入
力端子に入力され、その他方の入力端子には直流電圧検
出値Vdが入力される。また、除算器42の出力は乗算器43
において同期発振器28の出力の乗算されると共に、乗算
器43の出力はベクトル演算器41の位相出力と共に移相器
44に入力される。この移相器44の出力は、交直変換装置
３の交流側電圧指令値として、キャリア波発生器45の出
力と共に比較器46に入力される。そして、この比較器46
の出力はパルス分配器47に入力され、交直変換装置３内
の半導体スイッチのオン・オフ信号に変換されるように
なっている。

ここで、交直変換装置３の電源が単相交流電源の場合
には、交流電圧，電流の絶対値，力率の検出に少なくと
も電源周期の半サイクルを必要とするため、前記絶対値
検出器23,27及び力率検出器24以降の演算にも最低で前
記半サイクルを必要とする。そしてこの種の制御方式で
は、直流回路の電圧の変動に対して交流電流制御をベク
トルとして扱って行なうため高速な応答が可能であり、
また、演算処理サイクルが電源周期の半サイクルでよい
ため、マイクロコンピュータを用いた高精度な処理が可
能となっている。

（発明が解決しようとする課題） しかるに上述した従来の制御方法においては、交流側
電圧及び電流の検出にバンドパスフィルタ22,26を用い
て基本波成分を検出しているため、検出速度が遅くな
り、電源周期の半サイクル以内の電圧変動に対して交直
変換装置３の制御を即応させることができないという問
題があった。

また、この種の交直変換装置３を交流電気車に使用す
る場合、第５図（ａ）に示すように同一き電区間内に他
励整流器を持つ車両60が存在した場合、変電所70と前記
主変圧器２との間のリアクタンス81と他励整流器の転流
動作により、同図（ｂ）に示すように、電車線82の電圧
が部分的に陥没する電源電圧歪が頻繁に発生する。これ
に対し従来の制御方法では、半サイクル間の電源電圧波
形を正弦波と仮定しているため、上記電圧歪のような電
圧変化に対して交流側電圧が即座に応答できず、交直変
換装置３の交流側電流が過大となるという問題もあっ
た。

本発明は上記問題点を解決するためになされたもの
で、その目的とするところは、電源電圧の変化に対して
も交流側電圧を高速で応答可能として過電流の発生を防
止するようにした交直変換装置のパルス幅変調制御方法
を提供することにある。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、半導体スイッチ
を有する交直変換装置の交流電源電圧、交流側電流及び
直流側電圧から、前記交流側電流と電源側力率とをこれ
らの各指令値に一致させるような交流側電圧指令値を演
算し、この交流側電圧指令値とキャリア波との比較結果
に基づいて前記半導体スイッチをオン・オフする交直変
換装置のパルス幅変調制御方法において、前記交流側電
圧指令値として、交流電源電圧ベクトルに直交する成分
及び交流電源電圧ベクトルに平行な成分をベクトル的に
合成してなるパルス幅変調補正値と前記交流電源電圧の
瞬時値との加算値を直流側電圧検出値により除算した値
を用いるものである。

（作用） 本発明によれば、電源電圧の半サイクル毎に演算され
るパルス幅変調補正値に電源電圧の瞬時値を加算するこ
とにより、交直変換装置の交流側電圧指令値が電源電圧
の変動に対して瞬時に応答し、交流側電圧を電源電圧に
追従させて変化させるため、交流側に過電流を生じさせ
ることがない。

（実施例） 以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。第１
図はこの実施例が適用される交直変換装置の制御回路の
構成を示すものであり、第４図の構成要素と同一のもの
には同一の符号を付して詳述を省略し、以下、異なる部
分を中心に説明する。

まず、第１図に示した実施例では、第４図における電
源電圧の絶対値検出器23が省略されており、力率調節器
38の出力には電源電圧の絶対値が加算されることなく、
力率調節器38の出力が交流電源電圧ベクトルに平行な成
分としてベクトル演算器41の一方の入力端子に直接入力
されている。なお、ベクトル演算器41の他方の入力端子
には、従来と同様に、交流電源電圧ベクトルに直交する
成分として電流調節器32の出力と乗算器40の出力との加
算値が入力されている。更に、ベクトル演算器41の絶対
値出力は乗算器43に入力されて同期発振器28の出力と乗
算され、乗算器43の出力はベクトル演算器41の位相出力
と共に移相器44に入力されている。

移相器44の出力側には加算器48が設けられており、こ
の加算器48は、移相器44の出力であるパルス幅変調補正
値と電源電圧検出値（瞬時値）Vsとを加算するものであ
る。そして、加算器48の出力は直流電圧検出値Vdと共に
除算器42に入力され、この除算器42の出力が交直変換装
置の交流側電圧指令値として、キャリア波発生器45から
のキャリア波と共に比較器46に入力されている。

このように構成すると、移相器44の出力は、交直変換
装置の交流側電圧の補正量のみからなる交流波形のパル
ス幅変調補正値となる。即ちこの実施例では、電流調節
器32及び力率調節器38の出力から、ベクトル演算器41に
より交流側電圧の補正量だけの絶対値と位相とを求め、
これを同期発振器28の出力によって交流量に変換した
後、加算器48にて電源電圧検出値Vsと合成することによ
り、交直変換装置の交流側電圧指令値を直接交流量とし
て求めるようにしたものである。従って、電源電圧の半
サイクル内の変動であってもこれが交流側電圧指令値つ
まり実際の交流側電圧（先の第３図におけるVc）に直接
反映されることとなり、電圧の陥没等が生じた場合に交
流側電圧が直ちに応答するため、交流側に過電流を生じ
ることがない。

なお、本発明は、交流電気車用の交直変換装置ばかり
でなく、交流電源電圧が変動するおそれのある種々の用
途の交直変換装置に適用することが可能である。

（発明の効果） 以上のように本発明によれば、交直変換装置の交流側
電圧の補正量だけを演算により求め、この補正量を交流
に変換することによりパルス幅変調補正値として電源電
圧検出値に加算することにより、キャリア波と比較され
るべき交流側電圧指令値を得ているため、電源電圧の急
変や歪に対して交流側電圧を瞬時に応答させることがで
き、過電流が発生するのを確実に防止することができ
る。

なお、上記補正量の演算は従来と同様に電源周期の半
サイクルで行うため、マイクロコンピュータを用いた高
精度な処理が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に用いられる制御回路の構成
図、第２図はこの実施例が適用される交直変換システム
の構成図、第３図は電源電圧、交直変換装置の交流側電
流及び交流側電圧等のベクトル図、第４図は従来の制御
回路の構成図、第５図（ａ），（ｂ）は従来の技術にお
ける問題点の説明図である。 １……交流電源、２……主変圧器 ３……交直変換装置、４……平滑コンデンサ ５……負荷 32……電源調節器、38……力率調節器 41……ベクトル演算器、45……キャリア波発生器 46……比較器、48……加算器 301〜304……半導体スイッチ

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】半導体スイッチを有する交直変換装置の交
   流電源電圧、交流側電流及び直流側電圧から、前記交流
   側電流と電源側力率とをこれらの各指令値に一致させる
   ような交流側電圧指令値を演算し、この交流側電圧指令
   値とキャリア波との比較結果に基づいて前記半導体スイ
   ッチをオン・オフする交直変換装置のパルス幅変調制御
   方法において、 前記交流側電圧指令値として、交流電源電圧ベクトルに
   直交する成分及び交流電源電圧ベクトルに平行な成分を
   ベクトル的に合成してなるパルス幅変調補正値と前記交
   流電源電圧の瞬時値との加算値を直流側電圧検出値によ
   り除算した値を用いることを特徴とする交直変換装置の
   パルス幅変調制御方法。