JPH02197263A - 交直変換装置のパルス幅変調制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は交直変換装置のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方
式にかかり、詳しくは、交流電気車用交直変換装置のＰ
ＷＭ制御方式に関する。

（従来の技術） 従来、ＧＴＯ（ゲートターンオフ）サイリスタやトラン
ジスタ等を有する半導体スイッチをブリッジ接続した回
路構成の電力変換装置をＰＷＭ制御することにより、交
流−直流電力変換を行う方式が知られており、かかる交
直変換装置は交流電気車用に広く用いられている。

第２図はこの種の交直変換システムの一例を示すもので
、図において１は交流電源であり、この交流電源１は、
主変圧器２を介して交直変換装置３の交流端子に接続さ
れている。なお、主変圧器２において、２１は漏れリア
クタンスを示すリアクトルである。また、交直変換装置
３の直流端子には平滑コンデンサ４を介してチョッパや
インバータ、電動機等を含む負荷５が接続されている。

交直変換装置３は、ＧＴＯサイリスタやトランジスタ等
の自己消弧形素子とこれらに対して逆並列に接続された
ダイオードとからなる半導体スイッチ３０１．３０２．
３０３．３０４をブリッジ接続して構成されており、第
２図の例では自己消弧形素子としてＧＴＯサイリスタを
用いた単相ブリッジで示しである。これらの半導体スイ
ッチ３０１〜３０４を、後述する制御回路によりパルス
幅変調制御してオン・オフさせることにより、交直変換
装置３の交流端子に任意の交流電圧波形を発生し得るこ
とが知られている。

第３図は、この交直変換装置３の交流側電圧ＶＣと電源
電圧Ｖｓ及び交流側電流Ｉｓの関係を示すベクトル図で
ある。これを用いて交直変換装置３の力率制御機能を以
下に説明すると、図において、交流側電流Ｉｓと電源電
圧Ｖｓとを同相にして力率を１にするためには、電源電
圧■ｓからリアクトル２１に発生する電圧降下ｊωＬＸ
Ｉｓをベクトル的に減算することによって得られる電圧
Ｖｃを交直変換装置３が発生すればよいことがわかる。

次に、第４図は上記交直変換装置３の制御回路の一例を
示すものであり、これを用いて従来の技術をより詳細に
説明する。図において、２次電圧に換算した主変圧器２
の１次電圧検出値（電源電圧）Ｖｓは、基本波のみを通
過させるバンドパスフィルタ２２を介して電源電圧の絶
対値検出器２３と、力率検出器２４の電圧入力端子と、
電源電圧Ｖｓに同期した正弦波を出力する同期発振器２
８とに入力される。また、主変圧器２の２次電流検出値
Ｉｓは、基本波のみを通過させるバンドパスフィルタ２
６を介して力率検出器２４の電流入力端子と交流側電流
の絶対値検出器２７に入力される。

一方、交直変換装置３の直流電圧検出値Ｖｄは、直流電
圧指令器３０からの直流電圧指令値と共に電圧調節器３
１に入力される。この電圧調節器３１の出力は、交流側
電流の有効成分、つまり電源電圧ベクトルと同一方向成
分で力率１におけるＩｓの指令値Ｉｓ”となり、この指
令値Ｉｓｌ′は電流調節器３２及び乗算器４０の各一方
の入力端子に入力される。

また、乗算器４０の他方の入力端子には、第２図におけ
るリアクトル２１のリアクタンス設定値ωＬが入力され
ている。

前記力率検出器２４の出力はｓｉｎ関数発生器３３及び
８０８関数発生器３４に入力され、これらの関数発生器
３３．３４の出力は乗算器３５．３６の各一方の入力端
子に入力される。乗算器３５．３６の各他方の入力端子
には、絶対値検出器２７の出力である交流側電流絶対値
が入力される。ここで、乗算器３５の出力は電源電圧に
対する電流のｓｉｎ成分であり、この成分は力率指令器
３７の出力と共に力率調節器３８に入力される。また、
乗算器３６の出力は電源電圧に対する電流のＣｏｓ成分
であり、この成分は電流調節器３２の他方の入力端子に
入力される。

電流調節器３２の出力には乗算器４０の出力が加算され
、この加算値はベクトル演算器４１の一方の入力端子に
入力されると共に、力率調節器３８の出力に絶対値検出
器２３からの電源電圧絶対値が加算された値が、ベクト
ル演算器４１の他方の入力端子に入力される。ここで、
ベクトル演算器４１の入力は、それぞれ交直変換装置３
の交流側電圧の電源電圧に直交する成分と平行な成分と
を示しており、ベクトル演算器４１の出力は前記交流側
電圧の絶対値及び電源電圧に対する位相となる。

ベクトル演算器４１の絶対値出力は除算器４２の一方の
入力端子に入力され、その他方の入力端子には直流電圧
検出値Ｖｄが入力される。また、除算器４２の出力は乗
算器４３において同期発振器２８の出力と乗算されると
共に、乗算器４３の出力はベクトル演算器４１の位相出
力と共に移相器４４に入力される。この移相器４４の出
力は、交直変換装置３の交流側電圧指令値として、キャ
リア波発生器４５の出力と共に比較器４６に入力される
。そして、この比較器４６の出力はパルス分配器４７に
入力され、交直変換装置３内の半導体スイッチのオン・
オフ信号に変換されるようになっている。

ここで、交直変換装置３の電源が単相交流電源の場合に
は、交流電圧、電流の絶対値、力率の検出に少なくとも
電源周期の半サイクルを必要とするため、前記絶対値検
出器２３．２７及び力率検出器２４以降の演算にも最低
で前記半サイクルを必要とする。そしてこの種の制御方
式では、直流回路の電圧の変動に対して交流電流制御を
ベクトルとして扱って行なうため高速な応答が可能であ
り、また、演算処理サイクルが電源周期の半サイクルで
よいため、マイクロコンピュータを用いた高精度な処理
が可能となっている。

（発明が解決しようとする課題） しかるに上述した従来の制御方式においては、交流側電
圧及び電流の検出にバンドパスフィルタ２２．２６を用
いて基本波成分を検出しているため、検出速度が遅くな
り、電源周期の半サイクル以内の電圧変動に対して交直
変換装置３の制御を即応させることができないという問
題があった。

また、この種の交直変換装置３を交流電気車に使用する
場合、第５図（ａ）に示すように同一き電区間内に他励
整流器を持つ車両６０が存在した場合、変電所７０と前
記主変圧器２との間のりアクタンス８１と他励整流器の
転流動作により、同図（ｂ）に示すように、電車線８２
の電圧が部分的に陥没する電源電圧歪が頻繁に発生する
。これに対し従来の制御方式では、半サイクル間の電源
電圧波形を正弦波と仮定しているため、上記電圧歪のよ
うな電圧変化に対して交流側電圧が即座に応答できず、
交直変換袋Ｗ３の交流側電流が過大になるという問題も
あった。

本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、
その目的とするところは、電源電圧の変化に対しても交
流側電圧を高速で応答可能として過電流の発生を防止す
るようにした交直変換装置のパルス幅変調制御方式を提
供することにある。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、半導体スイッチを
有する交直変換装置の交流電源電圧、交流側電流及び直
流側電圧から、前記交流側電流と電源側力率とをこれら
の各指令値に一致させるような交流側電圧指令値を演算
し、この交流側電圧指令値とキャリア波との比較結果に
基づいて前記半導体スイッチをオン・オフする交直変換
装置のパルス幅変調制御方式において、前記交流側電圧
指令値として、前記交流電源電圧に直交する補正電圧成
分及び前記交流電源電圧に平行な補正電圧成分をベクト
ル的に合成してなるパルス幅変調補一 正値と、前記交流電源電圧の瞬時値との加算値に基づく
値を用いることを特徴とする。

（作用） 本発明によれば、電源電圧の半サイクル毎に演算される
パルス幅変調補正値に電源電圧の瞬時値を加算すること
により、交直変換装置の交流側電圧指令値が電源電圧の
変動に対して瞬時に応答し、交流側電圧を電源電圧に追
従させて変化させるため、交流側に過電流を生じさせる
ことがない。

（実施例） 以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。

第１図はこの実施例が適用される交直変換装置の制御回
路の構成を示すものであり、第４図の構成要素と同一の
ものには同一の符号を付して詳述を省略し、以下、異な
る部分を中心に説明する。

まず、第１図に示した実施例では、第４図における電源
電圧の絶対値検出器２３が省略されており、力率調節器
３８の出力には電源電圧の絶対値が加算されることなく
、力率調節器３８の出力が電源電圧に平行な補正成分と
してベクトル演算器４１の一方の入力端子に直接入力さ
れている。なお、ベクトル演算器４１の他方の入力端子
には、従来と同様に、電源電圧に直交する補正成分とし
て電流調節器３２の出力と乗算器４０の出力との加算値
が入力されている。更に、ベクトル演算器４１の絶対値
出力は乗算器４３に入力されて同期発振器２８の出力と
乗算され、乗算器４３の出力はベクトル演算器４１の位
相出力と共に移相器４４に入力されている。

移相器４４の出力側には加算器４８が設けられており、
この加算器４８は、移相器４４の出力であるパルス幅変
調補正値と電源電圧検出値（瞬時値）Ｖｓとを加算する
ものである。そして、加算器４８の出力は直流電圧検出
値Ｖｄと共に除算器４２に入力され、この除算器４２の
出力が交直変換装置の交流側電圧指令値として、キャリ
ア波発生器４５からのキャリア波と共に比較器４６に入
力されている。

このように構成すると、移相器４４の出力は、交直変換
装置の交流側電圧の補正量のみからなる交流波形のパル
ス幅変調補正値となる。即ちこの実施例では、電流調節
器３２及び力率調節器３８の出力から、ベクトル演算器
４１により交流側電圧の補正量だけの絶対値と位相とを
求め、これを同期発振器２８の出力によって交流量に変
換した後、加算器４８にて電源電圧検出値Ｖｓと合成す
ることにより、交直変換装置の交流側電圧指令値を直接
交流量として求めるようにしたものである。従って、電
源電圧の半サイクル内の変動であってもこれが交流側電
圧指令値つまり実際の交流側電圧（先の第３図における
Ｖｃ）に直接反映されることとなり、電圧の陥没等が生
じた場合に交流側電圧が直ちに応答するため、交流側に
過電流を生じることがない。

なお、本発明は、交流電気車用の交直変換装置ばかりで
なく、交流電源電圧が変動するおそれのある種々の用途
の交直変換装置に適用することが可能である。

（発明の効果） 以上のように本発明によれば、交直変換装置の交流側電
圧の補正量だけを演算により求め、この補正量を交流に
変換することによりパルス幅変調補正値として電源電圧
検出値に加算することにより、キャリア波と比較される
べき交流側電圧指令値を得ているため、電源電圧の急変
や歪に対して交流側電圧を瞬時に応答させることができ
、過電流が発生するのを確実に防止することができる。

なお、上記補正量の演算は従来と同様に電源周期の半サ
イクルで行うため、マイクロコンピュータを用いた高精
度な処理が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に用いられる制御回路の構成
図、第２図はこの実施例が適用される交直変換システム
の構成図、第３図は電源電圧、交直変換装置の交流側電
流及び交流側電圧等のベクトル図、第４図は従来の制御
回路の構成図、第５図（ａ）、（ｂ）は従来の技術にお
ける問題点の説明図である。 １・・・交流電源　　　　　２・・・主変圧器３・・・
交直変換装置　　　４・・・平滑コンデンサ５・・・負
荷 ３２・・・電流調節器　　　　３８・・・力率調節器４
１・・・ベクトル演算器　　４５・・・キャリア波発生
器４６・・・比較器　　　　　　４８・・・加算器３０
１〜３０４・・・半導体スイッチ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 半導体スイッチを有する交直変換装置の交流電源電圧、
   交流側電流及び直流側電圧から、前記交流側電流と電源
   側力率とをこれらの各指令値に一致させるような交流側
   電圧指令値を演算し、この交流側電圧指令値とキャリア
   波との比較結果に基づいて前記半導体スイッチをオン・
   オフする交直変換装置のパルス幅変調制御方式において
   、前記交流側電圧指令値として、前記交流電源電圧に直
   交する補正電圧成分及び前記交流電源電圧に平行な補正
   電圧成分をベクトル的に合成してなるパルス幅変調補正
   値と、前記交流電源電圧の瞬時値との加算値に基づく値
   を用いることを特徴とする交直変換装置のパルス幅変調
   制御方式。