JPH04229023A - 交流母線に供給するための電流源変換装置用制御装置 - Google Patents
交流母線に供給するための電流源変換装置用制御装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J15/00—Systems for storing electric energy
Abstract
め要約のデータは記録されません。
Description
するものであり、更に詳しくは負荷に給電するために交
流母線に結合された電流源変換装置に関するものである
。
流れる電流によって支持される磁界の中にエネルギーが
蓄積される超伝導磁石エネルギ貯蔵装置(SMES)と
して当業界に知られている比較的高電力の電流源を含む
用途を対象としている。このような装置は当業者には知
られており、多相電力変換装置を介して比較的高電力の
レーザ装置を付勢するために最近開発されてきた。この
多相電力変換装置は電力会社の送電網のような交流電力
源からコイルを充電するだけでなく、その後エネルギー
を電力会社に戻すため、または変換装置の交流端子とレ
ーザの間に配置された整流装置を介してレーザに給電す
るために、SMESコイルからの電流を変換する動作も
する。
に給電する整流装置が電流高調波を生じる。これらの高
調波は、電流および負荷整流装置が多パルス設計ででき
ている場合、高電力の基本電流に比べて比較的小さい。 これらの要素は容易に24パルス以上の多パルスとする
ことができる。変換装置と整流装置の両方の定格が大き
いので、それらを多パルス装置として設計するのが経済
的になるからである。24パルスの整流装置または変換
装置の場合、電流の最低高調波は23次であり、この最
大高調波の振幅は通常5%より小さい。しかし、SME
S変換装置は電流源であるので、これは負荷によって引
かれる高調波電流を吸収することができない。したがっ
て、負荷に高調波を供給し、変換装置の高調波を吸収す
るため、電力会社端子または変換装置の交流端子の両端
に結合されたコンデンサがなければならない。
力会社の送電網から切り離されて運転されたとき、それ
は負荷とは独立してそれ自体の電圧および周波数を制御
するモードで動作しなければならない。SMES変換装
置は交流電流源であり電圧源ではないので、電圧を直接
に制御することはできない。それは一定電圧を発生する
形式で接続負荷に入る電流を調節することはできるが、
負荷の性質が判らないかまたは時間とともに変化する場
合には、この機能を遂行するための制御は実行が比較的
困難である。したがって、変換装置のための制御装置の
設計を容易にする1つの手段は、変換装置の交流端子の
両端にコンデンサを配置することである。次に、変換装
置の制御装置は、コンデンサに流入する電流成分を調節
し、こうして端子電圧を調整する。
電力変換装置およびその動作方法を提供することである
。
源変換装置の制御を提供することである。
から供給される交流電力とは孤立してまたはそれと並列
に動作し得る電流源インバータの改良された制御を提供
することである。
変換装置の特性を持つように制御されている多相電流源
サイリスタ変換装置の改良された制御を提供することで
ある。
び交流電圧源に夫々接続された直流電力端子および交流
電力端子を含み、交流電圧源には例えば交流電力会社の
送電網が含まれる電力変換装置のための制御装置によっ
て達成される。コンデンサが交流端子に負荷とともに結
合され、この負荷として動作する比較的高電力のレーザ
に結合された整流装置を通常含む。制御並びにゲート回
路が変換装置に結合され、多相変換装置に含まれている
変換装置のブリッジのサイリスタに点孤信号およびター
ンオフ信号を供給する。電力会社の送電網から切り離さ
れたとき、比較的高速に動作する制御ループが制御並び
にゲート回路に結合され、コンデンサに流れる電流およ
び交流基準電圧に応答して変換装置の電流源特性に適応
して交流端子の両端間にほぼ一定振幅の出力電圧を維持
する。第2の比較的遅く動作する制御ループが高速動作
する制御ループに結合され、コンデンサおよび負荷回路
両端間の交流電圧に応答して定常状態の動作の間、交流
端子両端間の電圧の調整を行なう。
、添付図面を参照した以下の説明により、より良く理解
することができる。
ると、多相サイリスタブリッジ11を含む電流源変換器
10が開示されている。多相サイリスタブリッジ11は
単一の半導体サイリスタで表わされており、交流を直流
にまたは直流を交流に変換するよう動作する。電流源変
換器10の一方の側は、例えば導体14および15を含
む直流電流母線を介して直流電流源12に接続されてお
り、他方の側は図示しない三相(3φ)交流電源に接続
された電力会社の送電網の一部として示されている交流
源16に接続されている。交流電力源が3φ交流母線1
8および符号20で表わされる適当な遮断スイッチを介
して変換器10の3φ交流端子19a ,19b ,1
9c に接続される。図示するように、負荷22が並列
コンデンサ24とともに交流母線18に接続されている
。本発明では、直流電流源12には、たとえば符号13
で示される超伝導磁石エネルギ貯蔵装置(SMES)の
コイルが含まれており、スイッチ20が開放で、電力会
社の送電網16から遮断されている時には、変換装置を
使って交流電力を負荷22に供給する。
特性によって、どの型の制御が所望の動的性能を生じる
かを決定する。この型の動作に使用される普通の変換装
置は非常に似かよった端子特性をそなえている。符号2
6および27で表わされる直流端子では、変換装置10
は電流源12からSMESコイル電流を吸収することが
できる。このコイル電流IDCは常に、変換装置の出力
端子に交流電流IACを生じるに必要な電流より大きい
。この条件が存在しない場合には、変換装置10の機能
がその交流端子19a ,19b ,19c にコイル
電流の一部を出力して残りの電流を側路させることであ
るので、変換装置10は実効および無効の電力流の完全
な制御を実行することはできない。出力される部分の位
相は指示可能であるので、変換装置10は実効および無
効電流を完全に制御する。交流端子19a ,19b
,19c を通過するSMES電流の部分における急激
な変化を防止するインダクタンスが排除されると、変換
装置の過渡応答は特定の用途で必要とされるだけ早くで
きる。
に示す電流源変換装置10と電力会社の送電網16に接
続され得る他の発電装置との違いは、SMES変換装置
10が電流源として動作するということである。負荷2
2がより多くの電流を要求する場合、電圧源は制御動作
をしないで、この要求電流を供給する傾向がある。しか
し、本発明の変換装置10は電流源変換装置として動作
しているとき、本来的にこの要求に応答しない。したが
って、例えば遮断スイッチ20が開放しているような電
力会社の遮断形モードで運転するために、変換装置10
は電圧調節機能を実行するために少なくとも1つの制御
ループを含んでいなければならない。比較的高電力のレ
ーザ装置の形式の負荷では典型的である負荷の急激な印
加または除去の時に交流電圧を適当に一定に維持しなけ
ればならない場合、電圧調節機能も早い過渡応答で遂行
しなければならない。
10は、例えば L.H.Walker の米国特許出
願第07/567,226号の「並列ユニットを用いる
電力変換方式」に記載されているような制御並びにゲー
ト回路30に接続されている。この制御は符号11で示
されるような多相サイリスタブリッジの導電率を制御す
るためにパルスを発生して印加することを目的としてい
る。ゲート並びに制御回路は電流の2つの成分、すなわ
ち一対の電流調整器32および34が発生する指令信号
IP * およびIQ * で示されるような実効電流
および無効電流を制御するように動作する。各々のこれ
ら指令信号IP * とIQ * は正又は負となり得
るので、4象限の電力流が使用できる。閉ループ制御装
置35が設けられており、これにより変換装置10は所
要の電流を素早くかつ直線的に生じて、所望の動作点に
達する。変換装置特性を整形して所望の装置特性とする
ために、制御の閉ループ部分がどんな形をとるかは特定
の用途によって決まる。
SMES装置を電力会社の送電網16に結合するモード
(スイッチ20が閉じたモード)で変換装置10を動作
させるとき、その制御は負荷22を無視できる。即ち電
流源12が電力会社の送電網に接続された状態では、S
MES装置のコイル13が電力会社によって充電されつ
つあるか、またはSMES装置コイル13から電力会社
の送電網16に戻されつつあるかに応じて電力指令が制
御され、電力会社が供給し得る電力によって決まる速度
で充電されるか、または電力会社の要求に応じて放電す
る。負荷22はSMES変換装置10の負荷全体の一部
とみなされる。
(WATTS)が入力信号WATTREFとして与えら
れる。SMES装置が変換装置10と交換する無効電力
、ボルト・アンペア無効電力(VAR)も電力会社が基
準入力信号VARREFを介して独立に指令することが
できる。いくつかの他のエネルギ貯蔵変換装置のVAR
REFの値を統一的に予め設定することにより、電
力会社の送電網の特定の点に正味の電圧振動が生じない
。即ち、SMES装置12が充電中で、電力会社の送電
網16の電圧を下げる傾向にある場合には、SMES装
置12は少量の進み無効電力(VARS)を送出して、
実効電力による僅かな電圧降下を正確に補償する電圧上
昇を生じることができる。
FおよびVAR REFがわかれば、それぞれ実効電
流IP および無効電流IQ に対する一対の電流調整
器32および34、ならびにWATT/VAR計算器3
6によって図1に示すような制御ループ35が構成され
る。WATT/VAR計算器36は信号VT (^)
およびIU (^) で表わされる検知電圧および検
知電流に応答して交流母線18上に現われる実効電力P
U および無効電力QU を判定する。(^)は多相交
流信号を表わす。図示するように、電流IU (^)
は、交流母線18に結合された電流検出器38によっ
て感知される。実効電力および無効電力に対応する計算
器の2つの出力信号PU およびQU が、信号WAT
T REFおよびVARREFとともにそれぞれの加
算点40および42に印加される。加算点40および4
2で、実効電力差信号PU DIFFおよび無効電力差
信号QU DIFFが発生し、実効電流調整器32およ
び無効電流調整器34に供給される。次に、電流調整器
32および34は実効および無効電流指令信号IP *
およびIQ * を発生し、これらがゲート並びに制
御回路30に供給されて、こうして周知の閉ループ帰還
制御回路が形成される。コンデンサ24が電力線の変換
装置側に接続されているので、電力会社の送電網16で
はなくて変換装置10がコンデンサ負荷電流を供給する
。したがって、図1に示す制御ループは強制的に電力会
社電流IACを指令値とし、変換装置10がコンデンサ
電流IC (^) を供給するようにする。
デンサ24と同じ点に接続されている場合を考える。こ
の場合、負荷22によって引かれるいずれの電流IL
(^) も電力会社送電網16からでなく、変換装置
10によって再供給される。したがって、電力会社電力
信号WATT REFおよびVAR REFを所望
の任意のレベルに設定することができ、負荷22の引く
電流とは無関係にそこにとどまる。上述のような動作を
行なうため、図1に示すような2個の電流調整器32お
よび34の過渡応答が負荷電流IL (^) の変化
速度より早いことだけが必要とされる。このような調整
器の場合、負荷印加の動的特性は容易に解析することが
できる。例えば、負荷22が既知の変化速度で電流需要
IL (^) を変化させた場合、電流の初期変化は
電力会社の送電網16から引き出されがちになる。その
理由は変換装置10が電流源であるからである。しかし
、制御ループ35は電力会社の電力のこの変化を感知し
て、指令信号IP * およびIQ * を調整するこ
とにより、電力会社の電力の引き出しを指令されたレベ
ルに戻す。この制御期間の間に、負荷電流の変化が電力
会社の送電網16から変換装置10に移されて、電力会
社の電力がその指令された値に戻る。ここまで図示しか
つ説明してきたことは当業者には周知の普通の技術であ
る。
る。本発明は電流源変換装置10の制御を対象としてお
り、更に詳しくは電力会社送電網16から遮断されてい
る間にSMES変換装置が負荷に対し交流電力を供給す
るときのSMES変換装置を対象としている。
れている。これは電力会社すなわち送電網16から遮断
された状態で動作するため、変換装置10に対する周波
数、位相、および電圧の大きさに対する基準がなければ
ならないという事実による。端子52に外部から与えら
れる信号VT REF は所望の電圧の大きさを表わし
、端子50に外部から与えられる第2の信号VREF
(^) は所望の位相および周波数を表わす多相正弦波
信号である。 図2に示す構成には、比較的早く動作する内側制御ルー
プ44および比較的遅い外側制御ループ46が含まれて
いて、両方のループとも変換装置10の交流端子19a
,19b ,19c での一定電圧振幅を維持するこ
とを目的としている。高速ループ44は図1に示す制御
ループ35に対応しているが、SMES変換装置10の
電流源特性に適応させるため、WATT/VAR計算器
36の入力が相異なる点に接続されていることが相違し
ている。他方、低速ループ46は定常状態動作に対して
完全な電圧調整を行なうように構成されている。
考えると、これは変換装置10およびその制御並びにゲ
ート回路30だけでなく、図1に示すような実効電流調
整器32、無効電流調整器34、およびWATT/VA
R計算器36をも含んでいる。しかし、この場合、計算
器36の電流入力には、コンデンサ24と直列に接続さ
れた電流検出器48によって感知されたコンデンサ電流
IC (^) が含まれている。計算器36の電圧入
力は、母線18の交流電圧ではなくて、端子50の交流
基準電圧VREF (^) に接続されている。電力
会社の交流線路電圧と同期した動作が望ましい場合には
、基準電圧VREF (^) は電力会社の交流電圧
の形式とすることができる。電力会社の電圧が必要でな
い場合には、所望の任意の型の発振器(図示せず)を用
いて所定の振幅の多相正弦波基準を供給することができ
る。
流IC (^) を一定に保持することである。コン
デンサ電流IC (^) が一定である場合には、変
換装置10の端子19a ,19b ,および19c
の間の交流端子電圧は一定となる。このような構成を使
う理由は、変換装置10が実効電流および無効電流の誤
差には良好に応答するが、電圧誤差信号には良好に応答
しないためである。 コンデンサ電流の大きさに対する指令は、乗算器54の
出力であり、乗算器54はVT REF 信号にコンデ
ンサ24のサセプタンスωCを乗算してコンデンサ電流
の所望の大きさの推定値IQ ESTを求める。
6はコンデンサ24の電流IC (^) および基準
電圧VREF (^) の入力に応答する。電圧VR
EF (^) は一定振幅の入力と考えられるので、
その周波数と位相位置に情報が有るがその大きさには情
報の無い単位ベクトルとみなすことができる。このよう
にして、WATT/VAR計算器36は実際のコンデン
サ電流IC (^) および単位振幅の所望の電圧基
準VREF (^) を使ってWATTおよびVAR
を計算する。しかし、WATT/VAR計算器36の出
力はコンデンサ電流の実数部分および虚数部分とみなす
ことができる。したがって、計算器36の出力は電流信
号IP およびIQ と表わされ、それぞれ加算点40
および42に与えられる。もちろん、コンデンサ24を
理想コンデンサと見做せる場合は、コンデンサ電流、す
なわちIP の実数部はない。WATT/VAR計算器
に与えられる電圧がコンデンサ24の両端の電圧である
場合には、これは真である。しかし、WATT/VAR
計算器36に与えられる電圧がコンデンサ電圧の所望の
位相および振幅であるので、端子19a ,19b ,
19c の間の交流端子電圧にも対応するコンデンサ電
圧の位相位置のどんな誤差もWATT/VAR計算器3
6の出力に実効電流成分IP として現われる。したが
って、変換装置10の端子電圧が正しい位相と振幅の場
合は、容量性電流IQ は信号IQ ESTによって設
定された値となり、その実効電流IP が0となる。し
たがって、加算点40に与えられ、端子56に印加され
るIP REFの指令は零レベルに設定される。
れはWATT/VAR計算器36によって感知されない
。変換装置10の制御は検知されたコンデンサ電流IC
(^) で満されるので、交流端子電圧の大きさと
位相が正しければ負荷電流IL (^) を感知する必
要はない。しかし、負荷電流IL (^) は変化が
ある場合、変換装置10が電流源であって、負荷電流需
要に従がわないので、この変化はコンデンサ電流IC
(^) から減算される。 他方、制御ループ44はコンデンサ電流IC (^)
のこの変化を感知し、コンデンサ電流をその正しい大
きさと位相に戻すように素早く動く。このようにして、
変換装置10は負荷電流IL (^) を捕捉する。 この技術を実行する理由は、変換装置10は素早く直線
的に、かつ安定して電流需要に応答するが、電圧需要に
応じて制御するのはずっと難しいからである。
考えると、これは交流−直流変換器(整流器)58、電
圧調整器60及び一対の加算点62および63で構成さ
れる。交流−直流変換器58は、交流母線18の上の実
際の交流端子電圧の大きさを表わす出力信号VT を発
生する。調整器60は基準電圧VREF と交流端子電
圧の大きさVT との差に応答する比較的低速で動作す
る調整器である。これら両方の信号は加算点62に印加
され、加算点62の発生する差信号は電圧調整器60の
入力に印加される。調整器60の出力には信号IQ T
RIMが含まれ、この信号はコンデンサ電流信号IQ
ESTに加算されるトリムすなわち微細同調電圧として
の役目を果す。これらの信号が組み合わされて電流基準
信号IQ REFが得られ、これが加算点42に印加さ
れ、加算点42から電流差信号IQ DIFF信号が無
効電流調整器34に印加される。
に対する指令に従い、たとえコンデンサ24自体が正確
に予想容量でなくても、電圧が精密に正しいか見るため
この指令の大きさがゆっくりと更新される。したがって
、負荷電流IL (^) のどんな急激な変化もコン
デンサ電流IC (^) の変化となることが許され
る。変換装置10の制御ループ44および46は素早く
応答してコンデンサ電流IC (^) の変化を零に
するので、強制的に変換装置10が負荷電流IL (
^) の変化を捕捉するようになる。図2に示す実施例
の満足のいく動作は、制御ループの応答時間によって左
右され、負荷需要の変化速度より早くなければならない
。
から交流へのモードの間、直流電流源から負荷に給電す
る電流源変換装置を制御するための構成であり、この構
成では変換装置の交流出力端子の両端に負荷に並列に結
合されたコンデンサの電流に応答して変換装置の交流電
流出力を制御することにより変換装置の交流出力電圧が
調整される。
えられるものを図示し説明してきたが、これは発明を説
明するためのものでこれを限定するものではないという
ことに注意されたい。特に、本発明の理解がより容易な
アナログ構成について説明したが、等価なディジタル構
成も本発明の範囲内にあることは明らかである。したが
って特許請求範囲に記載されている本発明の技術的範囲
に入る全ての変形、代替および変更が本発明に含まれる
ものと解すべきである。
御器を示す電気的ブロック図である。
子20 遮断スイッチ 22 負荷 24 並列コンデンサ 26,27 変換器の直流端子 30 制御並びにゲート回路 32,34 実効電流調整器と無効電流調整器35
閉ループ制御器 36 WATT/VAR計算器 40,42 加算点 44 高速ループ 46 低速ループ 48 電流センサ 54 乗算器 60 電圧調整器 62,63 加算点 IC (^) コンデンサ電流 IP ,IQ 実効電流と無効電流IP * ,I
Q * 指令信号 IP DIFF,IQ DIFF 電流差信号IQ
TRIM トリム信号 VREF (^) 交流基準電圧VT 交流
端子電圧の大きさを表わす出力信号VT REF
所望の電圧の大きさを表わす信号ωC サセプタンス
Claims (20)
- 【請求項1】 多相交流負荷に給電し、交流電圧調整
器の特性をそなえた電流源変換装置のための制御装置に
於いて、 (a)交流端子と直流端子を共にそなえ、直流電流源か
らの電力を交流負荷に送るように構成された電力変換装
置と、 (b)上記負荷に並列に上記交流端子に共通接続された
コンデンサと、 (c)制御信号を変換装置に供給するため、変換装置に
結合された制御並びにゲート回路と、 (d)電圧の大きさの基準信号を供給する手段と、(e
)上記の電圧の大きさの基準信号に応答して無効電流の
大きさの指令を表わす指令信号を発生する手段と、(f
)多相電圧基準信号を供給する手段と、(g)上記コン
デンサの電流を感知してそれを表わす電流信号を供給す
る手段と、 (h)上記多相電圧基準信号および上記電流信号に応答
して、上記電流信号を分解して上記多相電圧基準信号に
対してその実効成分および無効成分を表わす信号とする
計算器と、 (i)上記指令信号ならびに上記実効成分および無効成
分を表わす上記信号に応答して、実効成分を本質的に零
に、また無効成分を上記指令信号によって表わされる値
に維持する電流制御ループとを含む制御装置。 - 【請求項2】 上記電流制御ループより比較的遅く動
作する第2の制御ループであって、 (a)上記交流端子の電圧を感知し、それを表わす電圧
帰還信号を供給する手段と、 (b)上記電圧帰還信号と上記の電圧の大きさの基準信
号を組み合わせて電圧誤差信号を生じる手段と、(c)
上記誤差信号に応答してトリム信号を発生する調整器手
段と、 (d)上記トリム信号に応答して上記指令信号を修正す
る手段とを含み、上記交流端子の電圧が上記の電圧の大
きさの基準信号の値に対応する請求項1記載の制御装置
。 - 【請求項3】 上記交流負荷が交流電圧源を含み、上
記変換装置は上記交流電圧源からの交流電力を直流電力
に、または上記直流電流源からの直流電力を交流電力に
変換する動作を選択的に行なう双方向動作を行なえる請
求項1記載の制御装置。 - 【請求項4】 上記交流電圧源への上記変換器の接続
および上記交流電圧源からの上記変換器の遮断を選択的
に行なうための手段を更に含む請求項3記載の制御装置
。 - 【請求項5】 上記変換装置が多相サイリスタ変換装
置を含む請求項1記載の制御装置。 - 【請求項6】 上記直流電流源が充電されるインダク
タンスコイルを含む請求項5記載の制御装置。 - 【請求項7】 上記インダクタンスコイルに流れる電
流によって支持される磁界の中に蓄積されたエネルギー
を有する超伝導コイルが上記インダクタンスコイルに含
まれている請求項6記載の制御装置。 - 【請求項8】 上記電流ループに更に、(j)実効電
流成分に対応する上記信号と実効電流基準信号に対応す
る信号との間の第1の差信号を発生する手段と、(k)
無効電流成分に対応する上記信号と無効電流基準信号に
対応する信号との間の第2の差信号を発生する手段と、 (l)上記第1の差信号に結合され、上記ゲート制御回
路に接続された実効電流指令信号を発生する第1の電流
調整器と、 (m)上記第2の差信号に結合され、上記ゲート制御回
路にも接続された無効電流指令信号を発生する第2の電
流調整器とを含む請求項1記載の制御装置。 - 【請求項9】 上記多相電圧基準信号が多相交流電力
装置の電圧を表わしている請求項8記載の制御装置。 - 【請求項10】 上記計算器(h)にWATTおよび
VARの計算器が含まれている請求項1記載の制御装置
。 - 【請求項11】 無効電流の大きさの指令信号を発生
する上記手段(e)が、上記コンデンサのサセプタンス
を表わす値を上記の電圧の大きさの基準信号に乗算する
ための手段を含む請求項1記載の制御装置。 - 【請求項12】 無効電流の大きさの指令信号を発生
する上記手段(e)が、上記コンデンサのサセプタンス
を表わす値を上記の無効電流の大きさの指令信号に乗算
する手段を含む請求項2記載の制御装置。 - 【請求項13】 直流電流源から多相交流負荷に給電
するための交流端子と直流端子をともに有する電流源変
換装置の制御方法に於いて、 (a)上記負荷と並列にコンデンサを上記交流端子に共
通に結合し、 (b)制御信号を変換装置に供給するために、制御並び
にゲート回路を変換装置に結合し、 (c)電圧の大きさの基準信号を発生し、(d)上記の
電圧の大きさの基準信号に応答して無効電流の大きさの
指令を表わす指令信号を発生し、(e)多相電圧基準信
号を発生し、 (f)上記コンデンサの電流を感知し、それを表わす電
流信号を発生し、 (g)上記電流信号を、上記多相電圧基準信号に対して
実効電流成分と無効電流成分を表わす信号に分解し、(
h)電流制御ループ内で実効電流成分を実質的に零の値
に維持し、無効電流成分を上記指令信号で表わされる値
に維持することを含む制御方法。 - 【請求項14】 上記電流制御ループに比べて比較的
遅く動作する第2の制御ループを更に含み、(a)上記
交流端子の電圧を感知し、それを表わす電圧帰還信号を
発生し、 (b)上記電圧帰還信号と上記の電圧の大きさの基準信
号とを組み合わせて、電圧誤差信号を発生し、(c)上
記誤差信号に応答してトリム信号を発生し、(d)上記
トリム信号に応答して上記指令信号を修正することを含
み、上記交流端子の電圧が上記の電圧の大きさの基準信
号の値に対応する請求項13記載の制御方法。 - 【請求項15】 上記交流負荷が交流電圧源を含み、
上記変換器は上記交流電圧源からの交流電力を直流電力
に、または上記直流電流源からの直流電力を交流電力に
選択的に変換する双方向動作を行なう請求項14記載の
制御方法。 - 【請求項16】 上記変換器が多相サイリスタ変換装
置を含む請求項14記載の制御方法。 - 【請求項17】 上記直流電流源が充電されるインダ
クタンスコイルを含む請求項14記載の制御方法。 - 【請求項18】上記インダクタンスコイルに流れる電流
によって支持される磁界の中に蓄積されたエネルギーを
そなえる超伝導コイルが上記インダクタンスコイルに含
まれている請求項17記載の制御方法。 - 【請求項19】 上記ステップ(h)に付加的に、(
i)実効電流成分に対応する上記信号と実効電流基準信
号に対応する信号との間の第1の差信号を発生し、(j
)無効電流成分に対応する上記信号と無効電流基準信号
に対応する信号との間の第2の差信号を発生し、(k)
上記第1の差信号を第1の電流調整器に結合して実効電
流指令信号を発生し、 (l)上記実効電流指令信号を上記ゲート制御回路に結
合し、 (m)上記第2の差信号を第2の電流調整器に結合して
無効電流指令信号を発生し、 (n)上記無効電流指令信号を上記ゲート制御回路に結
合することを含む請求項13記載の制御方法。 - 【請求項20】 指令信号を発生する上記ステップ(
d)に、上記コンデンサのサセプタンスを表わす値を上
記の電圧の大きさの基準信号に乗算することを含む請求
項13記載の制御方法。
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