JPH0866032A - サイクロコンバータの制御装置 - Google Patents
サイクロコンバータの制御装置Info
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- JPH0866032A JPH0866032A JP6195189A JP19518994A JPH0866032A JP H0866032 A JPH0866032 A JP H0866032A JP 6195189 A JP6195189 A JP 6195189A JP 19518994 A JP19518994 A JP 19518994A JP H0866032 A JPH0866032 A JP H0866032A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 非循環電流方式のサイクロコンバータにおい
ても無効電力一定制御を可能にする。 【構成】 ３相交流電動機４の各相ごとに、電動機電流
基準Ｉul＊に直流バイアス電流分Ｉｏ＊を加算して相電
流基準Ｉｕl2＊を生成する第１の手段１６，２５と、電
動機電流Ｉulを相電流基準Ｉｕl2＊に従って正弦波状に
制御する第２の手段１９，２３とを備えたサイクロコン
バータの制御装置。
ても無効電力一定制御を可能にする。 【構成】 ３相交流電動機４の各相ごとに、電動機電流
基準Ｉul＊に直流バイアス電流分Ｉｏ＊を加算して相電
流基準Ｉｕl2＊を生成する第１の手段１６，２５と、電
動機電流Ｉulを相電流基準Ｉｕl2＊に従って正弦波状に
制御する第２の手段１９，２３とを備えたサイクロコン
バータの制御装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は３相交流電動機の各相の
電流を各相ごとに正弦波状に制御するサイクロコンバー
タの制御装置に関するものである。
電流を各相ごとに正弦波状に制御するサイクロコンバー
タの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】サイクロコンバータの正側変換器および
負側変換器を直流リアクトルを介して接続し、これらの
変換器に常に循環電流を流す循環電流方式のサイクロコ
ンバータにおいて、循環電流を増減させることにより無
効電力を制御する方式は従来から行われているところで
ある。この制御方式を採用し、かつサイクロコンバータ
の発生無効電力に見合う進相コンデンサを電源側に接続
することにより、電源から見た負荷力率を常に高めるこ
とが可能であり、系統の安定性に大きく寄与している。
負側変換器を直流リアクトルを介して接続し、これらの
変換器に常に循環電流を流す循環電流方式のサイクロコ
ンバータにおいて、循環電流を増減させることにより無
効電力を制御する方式は従来から行われているところで
ある。この制御方式を採用し、かつサイクロコンバータ
の発生無効電力に見合う進相コンデンサを電源側に接続
することにより、電源から見た負荷力率を常に高めるこ
とが可能であり、系統の安定性に大きく寄与している。
【０００３】図５は従来のサイクロコンバータの主回路
構成を示すものである。ここでは、負荷として３相誘導
電動機が接続されるものとする。図５の主回路は、一次
巻線が共通の３相交流電源１に接続された３台の電源変
圧器３２ｕ，３２ｖ，３２ｗを備えている。これらの電
源変圧器はそれぞれ４組の二次巻線を備えている。すな
わち、電源変圧器３２ｕは二次巻線２ｕ11，２ｕ21，２
ｕ12，２ｕ22を、電源変圧器３２ｖは二次巻線２ｖ11，
２ｖ21，２ｖ12，２ｖ22を、さらに電源変圧器３２ｗは
二次巻線２ｗ11，２ｗ21，２ｗ12，２ｗ22を備えてい
る。
構成を示すものである。ここでは、負荷として３相誘導
電動機が接続されるものとする。図５の主回路は、一次
巻線が共通の３相交流電源１に接続された３台の電源変
圧器３２ｕ，３２ｖ，３２ｗを備えている。これらの電
源変圧器はそれぞれ４組の二次巻線を備えている。すな
わち、電源変圧器３２ｕは二次巻線２ｕ11，２ｕ21，２
ｕ12，２ｕ22を、電源変圧器３２ｖは二次巻線２ｖ11，
２ｖ21，２ｖ12，２ｖ22を、さらに電源変圧器３２ｗは
二次巻線２ｗ11，２ｗ21，２ｗ12，２ｗ22を備えてい
る。
【０００４】電源変圧器３２ｕ，３２ｖ，３２ｗの各二
次巻線はそれぞれ循環電流型コンバータ３３ｕ，３３
ｖ，３３ｗを構成する各単位変換器の入力端子に接続さ
れている。コンバータ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗの出力端
子に誘導電動機３４が接続されている。
次巻線はそれぞれ循環電流型コンバータ３３ｕ，３３
ｖ，３３ｗを構成する各単位変換器の入力端子に接続さ
れている。コンバータ３３ｕ，３３ｖ，３３ｗの出力端
子に誘導電動機３４が接続されている。
【０００５】交流電源１と電源変圧器３２ｕ，３２ｖ，
３２ｗとの間には力率改善用の進相コンデンサ５が接続
されている。さらに電源変圧器３２ｕ，３２ｖ，３２ｗ
の総合電流を検出する電流検出器８が設けられ、その検
出電流と変圧器入力電圧から変圧器入力端から見た負荷
の無効電力Ｖarを検出する無効電力検出器６が設けられ
ている。
３２ｗとの間には力率改善用の進相コンデンサ５が接続
されている。さらに電源変圧器３２ｕ，３２ｖ，３２ｗ
の総合電流を検出する電流検出器８が設けられ、その検
出電流と変圧器入力電圧から変圧器入力端から見た負荷
の無効電力Ｖarを検出する無効電力検出器６が設けられ
ている。
【０００６】図６は、サイクロコンバータのＵ相のコン
バータ３３ｕおよびそれに付属する制御回路の詳細を示
すブロック図である。なお、他の２相Ｖ，Ｗ相のコンバ
ータ３３ｖ，３３ｗの内部構成も全く同一であるものと
する。
バータ３３ｕおよびそれに付属する制御回路の詳細を示
すブロック図である。なお、他の２相Ｖ，Ｗ相のコンバ
ータ３３ｖ，３３ｗの内部構成も全く同一であるものと
する。
【０００７】コンバータ３３ｕは、出力側で直列に接続
された２組の正群変換器１１ｕp1，１１ｕp2、および同
様に出力側で直列に接続された２組の負群変換器１１ｕ
n1，１１ｕn2の都合４組の変換器からなっており、それ
らは直流リアクトル１２ｕを介して循環回路を形成して
いる。正群変換器１１ｕp1，１１ｕp2は負荷である誘導
電動機３４のＵ相巻線に正電流を供給し、負群変換器１
１ｕn1，１１ｕn2は負電流を供給する。変換器１１ｕp
1，１１ｕp2，１１ｕn1，１１ｕn2の入力端子にそれぞ
れ変圧器二次巻線２ｕ11，２ｕ12，２ｕ21，２ｕ22が接
続される。直流リアクトル１２ｕは変換器１１ｕp1と１
１ｕn1との間に接続され、その中点からＵ相出力端子が
導出されている。変換器１１ｕp2と１１ｕn2との接続点
はＶ，Ｗ相の同様の接続点と共通に接続され、星型結線
の中性点を形成する。Ｖ，Ｗ相のコンバータ３３ｖ，３
３ｗも同様の内部結線を有している。
された２組の正群変換器１１ｕp1，１１ｕp2、および同
様に出力側で直列に接続された２組の負群変換器１１ｕ
n1，１１ｕn2の都合４組の変換器からなっており、それ
らは直流リアクトル１２ｕを介して循環回路を形成して
いる。正群変換器１１ｕp1，１１ｕp2は負荷である誘導
電動機３４のＵ相巻線に正電流を供給し、負群変換器１
１ｕn1，１１ｕn2は負電流を供給する。変換器１１ｕp
1，１１ｕp2，１１ｕn1，１１ｕn2の入力端子にそれぞ
れ変圧器二次巻線２ｕ11，２ｕ12，２ｕ21，２ｕ22が接
続される。直流リアクトル１２ｕは変換器１１ｕp1と１
１ｕn1との間に接続され、その中点からＵ相出力端子が
導出されている。変換器１１ｕp2と１１ｕn2との接続点
はＶ，Ｗ相の同様の接続点と共通に接続され、星型結線
の中性点を形成する。Ｖ，Ｗ相のコンバータ３３ｖ，３
３ｗも同様の内部結線を有している。
【０００８】各変換器の正負別出力電流ＩupおよびＩun
を検出するために電流検出器１５upおよび１５unが設け
られ、Ｕ相全体の出力電流Ｉulを検出するために電流検
出器１５ulが設けられている。Ｖ，Ｗ相においても同様
の電流検出器が設けられているものとする。
を検出するために電流検出器１５upおよび１５unが設け
られ、Ｕ相全体の出力電流Ｉulを検出するために電流検
出器１５ulが設けられている。Ｖ，Ｗ相においても同様
の電流検出器が設けられているものとする。
【０００９】無効電力制御回路１６は、無効電力基準Ｖ
ar＊および無効電力検出器６によって検出されフィード
バックされた無効電力検出値Ｖarを入力し、無効電力検
出値Ｖarが無効電力基準Ｖar＊に追従するように比例積
分（ＰＩ）動作を行い循環電流基準信号Ｉｏ＊を出力す
る。
ar＊および無効電力検出器６によって検出されフィード
バックされた無効電力検出値Ｖarを入力し、無効電力検
出値Ｖarが無効電力基準Ｖar＊に追従するように比例積
分（ＰＩ）動作を行い循環電流基準信号Ｉｏ＊を出力す
る。
【００１０】変換器１１ｕp1，１１ｕp2，１１ｕn1，１
１ｕn2を制御するための制御回路部分には、循環電流演
算器１７、循環電流制御回路１８、負荷電流制御回路１
９および個々の変換器ごとの位相制御回路２３ｕp1，２
３ｕp2，２３ｕn1，２３ｕn2が含まれている。
１ｕn2を制御するための制御回路部分には、循環電流演
算器１７、循環電流制御回路１８、負荷電流制御回路１
９および個々の変換器ごとの位相制御回路２３ｕp1，２
３ｕp2，２３ｕn1，２３ｕn2が含まれている。
【００１１】循環電流演算器１７は電流検出器１５up，
１５unによって検出された変換器出力電流Ｉup，Ｉunを
入力して比較演算を行い、より小さい値の電流をもって
循環電流検出値Ｉuoとする。すなわち、 Ｉuo＝min （Ｉup ，Ｉun） …（１） 循環電流制御回路１８は無効電力制御回路１６から出力
される循環電流基準信号Ｉｏ＊および循環電流演算器１
７によって演算された循環電流Ｉuoを入力し、後者が前
者に追従するようにＰＩ動作を行い制御出力信号Ｅuo＊
を出力する。
１５unによって検出された変換器出力電流Ｉup，Ｉunを
入力して比較演算を行い、より小さい値の電流をもって
循環電流検出値Ｉuoとする。すなわち、 Ｉuo＝min （Ｉup ，Ｉun） …（１） 循環電流制御回路１８は無効電力制御回路１６から出力
される循環電流基準信号Ｉｏ＊および循環電流演算器１
７によって演算された循環電流Ｉuoを入力し、後者が前
者に追従するようにＰＩ動作を行い制御出力信号Ｅuo＊
を出力する。
【００１２】負荷電流制御回路１９は電動機電流基準Ｉ
ul＊および電流検出器１５ulの検出電流Ｉulを入力し、
後者が前者に追従するようにＰＩ動作を行い負荷電圧基
準信号Ｅul＊を出力する。
ul＊および電流検出器１５ulの検出電流Ｉulを入力し、
後者が前者に追従するようにＰＩ動作を行い負荷電圧基
準信号Ｅul＊を出力する。
【００１３】負荷電圧基準信号Ｅul＊および制御出力信
号Ｅuo＊は加算器２０において加算され、その和が正群
変換器電圧基準信号Ｅup＊として出力される。負荷電圧
基準信号Ｅul＊から制御出力信号Ｅuo＊が減算器２１に
おいて減算され、その差が負群変換器電圧基準信号Ｅun
＊として出力される。こうして得られた正群変換器電圧
基準信号Ｅup＊は位相制御回路２３ｕp1および２３ｕp2
に入力され、負群変換器電圧基準信号Ｅun＊は位相制御
回路２３ｕn1および２３ｕn2に入力される。各入力信号
に基づいて、位相制御回路２３ｕp1，２３ｕp2は正群変
換器１１ｕp1，１１ｕp2の電流Ｉupを所定値にするため
の位相角信号αp1，αp2を作り、また位相制御回路２３
ｕn1，２３ｕn2は負群変換器１１ｕn1，１１ｕn2の電流
Ｉunを所定値にするための点弧角信号αn1，αn2を作
り、それぞれ対応する変換器に対して送出される。
号Ｅuo＊は加算器２０において加算され、その和が正群
変換器電圧基準信号Ｅup＊として出力される。負荷電圧
基準信号Ｅul＊から制御出力信号Ｅuo＊が減算器２１に
おいて減算され、その差が負群変換器電圧基準信号Ｅun
＊として出力される。こうして得られた正群変換器電圧
基準信号Ｅup＊は位相制御回路２３ｕp1および２３ｕp2
に入力され、負群変換器電圧基準信号Ｅun＊は位相制御
回路２３ｕn1および２３ｕn2に入力される。各入力信号
に基づいて、位相制御回路２３ｕp1，２３ｕp2は正群変
換器１１ｕp1，１１ｕp2の電流Ｉupを所定値にするため
の位相角信号αp1，αp2を作り、また位相制御回路２３
ｕn1，２３ｕn2は負群変換器１１ｕn1，１１ｕn2の電流
Ｉunを所定値にするための点弧角信号αn1，αn2を作
り、それぞれ対応する変換器に対して送出される。
【００１４】以上の説明から明らかなように、負荷電圧
基準信号Ｅul＊は各変換器電圧基準信号Ｅup＊，Ｅun＊
の平均値に対応する信号であり、また、循環電流制御に
寄与するのは各変換器電圧基準信号の差に対応する信号
である。すなわち、 Ｅul＊＋Ｅuo＊＝Ｅup＊ Ｅul＊−Ｅuo＊＝Ｅun＊ …（２） ∴ Ｅul＊＝（Ｅup＊＋Ｅun＊）／２ …（３） Ｅuo＊＝（Ｅup＊−Ｅun＊）／２ …（４） したがって、負荷電流Ｉulは各変換器の平均電圧により
制御され、また循環電流Ｉuoは各変換器の差電圧により
制御され、負荷電流Ｉulおよび循環電流Ｉuoを個別に制
御することができる。
基準信号Ｅul＊は各変換器電圧基準信号Ｅup＊，Ｅun＊
の平均値に対応する信号であり、また、循環電流制御に
寄与するのは各変換器電圧基準信号の差に対応する信号
である。すなわち、 Ｅul＊＋Ｅuo＊＝Ｅup＊ Ｅul＊−Ｅuo＊＝Ｅun＊ …（２） ∴ Ｅul＊＝（Ｅup＊＋Ｅun＊）／２ …（３） Ｅuo＊＝（Ｅup＊−Ｅun＊）／２ …（４） したがって、負荷電流Ｉulは各変換器の平均電圧により
制御され、また循環電流Ｉuoは各変換器の差電圧により
制御され、負荷電流Ｉulおよび循環電流Ｉuoを個別に制
御することができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】以上述べた従来の無効
電力一定制御では、本質的に循環電流方式のサイクロコ
ンバータでしか実現することができない。循環電流方式
のサイクロコンバータでは、循環電流を流さない通常の
非循環電流型のサイクロコンバータに比べ、直流リアク
トルを必要とする上に、２倍のトランス巻線数を必要と
するなど、電源システムとして見た場合、コスト高にな
ってしまうという不都合があった。
電力一定制御では、本質的に循環電流方式のサイクロコ
ンバータでしか実現することができない。循環電流方式
のサイクロコンバータでは、循環電流を流さない通常の
非循環電流型のサイクロコンバータに比べ、直流リアク
トルを必要とする上に、２倍のトランス巻線数を必要と
するなど、電源システムとして見た場合、コスト高にな
ってしまうという不都合があった。
【００１６】したがって本発明は、循環電流方式による
ことなく、非循環電流方式のサイクロコンバータにおい
ても無効電力一定制御を行うことの可能なサイクロコン
バータの制御装置を提供することを目的とする。
ことなく、非循環電流方式のサイクロコンバータにおい
ても無効電力一定制御を行うことの可能なサイクロコン
バータの制御装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、３相交流電動機の各相ごとに、電動機電流
基準に直流バイアス電流分を加算して相電流基準を生成
する第１の手段と、電動機電流を相電流基準に従って正
弦波状に制御する第２の手段とを備えたことを特徴とす
るものである。
に本発明は、３相交流電動機の各相ごとに、電動機電流
基準に直流バイアス電流分を加算して相電流基準を生成
する第１の手段と、電動機電流を相電流基準に従って正
弦波状に制御する第２の手段とを備えたことを特徴とす
るものである。
【００１８】さらに本発明は、請求項１に記載の制御装
置において、サイクロコンバータの受電部に設けられた
無効電力検出手段と、この無効電力検出手段によって検
出される無効電力を無効電力基準に一致させるためのも
のとして直流バイアス電流基準信号を生成する無効電力
制御手段とをさらに備えたことを特徴とするものであ
る。
置において、サイクロコンバータの受電部に設けられた
無効電力検出手段と、この無効電力検出手段によって検
出される無効電力を無効電力基準に一致させるためのも
のとして直流バイアス電流基準信号を生成する無効電力
制御手段とをさらに備えたことを特徴とするものであ
る。
【００１９】さらにまた本発明は、請求項１に記載の制
御装置において、電動機電流値が小さいときに相電流基
準が負にならないように直流バイアス電流分の値を相電
流基準の振幅に従って調整する手段をさらに備えたこと
を特徴とするものである。
御装置において、電動機電流値が小さいときに相電流基
準が負にならないように直流バイアス電流分の値を相電
流基準の振幅に従って調整する手段をさらに備えたこと
を特徴とするものである。
【００２０】
【作用】正弦波電流に直流バイアス電流を加算した場合
の電流波形は図３に示すようになり、また、次式で表さ
れる。 ｉ＝Ｉ・sin （ωｔ−φ）＋Ｉo …（５） Ｉ：電流振幅 ω：角周波数 φ：負荷力率 一方、変換器の電圧基準は負荷電動機の誘起電圧に見合
うものが出力される。また、電圧基準に基づき、点弧角
αが次式で定められる。
の電流波形は図３に示すようになり、また、次式で表さ
れる。 ｉ＝Ｉ・sin （ωｔ−φ）＋Ｉo …（５） Ｉ：電流振幅 ω：角周波数 φ：負荷力率 一方、変換器の電圧基準は負荷電動機の誘起電圧に見合
うものが出力される。また、電圧基準に基づき、点弧角
αが次式で定められる。
【００２１】 ｅ＝Ｅ・sin （ωｔ） …（６） Ｅ：電圧振幅 α＝cos -1（ｅ／Ｅｃ） （ｉ≧０のとき） α＝cos -1（−ｅ／Ｅｃ） （ｉ＜０のとき） Ｅｃ：コンバータの変換係数 （３相ブリッジ結線の場合、Ｅｃ＝１．３５Ｅv Ｅv は
変換器の入力電圧） このとき、コンバータが発生する瞬時無効電力は、次式
によって与えられ、これを１周期にわたって積分した値
が発生無効電力Ｖarとなる。
変換器の入力電圧） このとき、コンバータが発生する瞬時無効電力は、次式
によって与えられ、これを１周期にわたって積分した値
が発生無効電力Ｖarとなる。
【００２２】 Ｖar＝３-1/2Ｅｖ（２／３）-1/2 abs（ｉ）sin α …（７） abs（ｉ）：ｉの絶対値 ここで、コンバータの変換動作は原理的に遅れとなるた
め、点弧角αは０°〜１８０°であり、発生無効電力分
は常に正となる（ここでは、遅れ無効分を正としてい
る）。したがって、無効電力Ｖarとしては、電流ｉが増
大するほど増加する。直流バイアス電流を加算すると、
電流ｉは正の半波分では増大し、残りの半波分では減少
することになるが、その場合、増加分の効果の方が大き
いため、全体的には無効電力は増加する。すなわち、サ
イクロコンバータの発生無効電力は直流バイアス電流が
増加するほど増加するため、直流バイアス電流を増減す
ることによって無効電力制御を行うことができる。この
直流バイアス電流分は電動機内部でキャンセルされるた
め、電動機本来の特性に影響を与えることはない。
め、点弧角αは０°〜１８０°であり、発生無効電力分
は常に正となる（ここでは、遅れ無効分を正としてい
る）。したがって、無効電力Ｖarとしては、電流ｉが増
大するほど増加する。直流バイアス電流を加算すると、
電流ｉは正の半波分では増大し、残りの半波分では減少
することになるが、その場合、増加分の効果の方が大き
いため、全体的には無効電力は増加する。すなわち、サ
イクロコンバータの発生無効電力は直流バイアス電流が
増加するほど増加するため、直流バイアス電流を増減す
ることによって無効電力制御を行うことができる。この
直流バイアス電流分は電動機内部でキャンセルされるた
め、電動機本来の特性に影響を与えることはない。
【００２３】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示すものである。
なお、図６などにおいてすでに参照したものと同一の構
成要素には同一符号を付し、それらの個々の説明は省略
する。図１に示すように本発明によるサイクロコンバー
タの主回路は、一次巻線が共通の３相交流電源１に接続
された３台の電源変圧器２ｕ，２ｖ，２ｗと、非循環電
流型コンバータ３ｕ，３ｖ，３ｗとからなっている。各
電源変圧器は２組の二次巻線２ｕ11，２ｕ12；２ｖ11，
２ｖ12；２ｗ11，２ｗ12しか備えておらず、そのため、
１つの二次巻線が正群および負群の２組の変換器に接続
されている。より詳しくは、電源変圧器２ｕの二次巻線
２ｕ11は変換器１１ｕp1および１１ｕn1の入力端子に接
続され、二次巻線２ｕ12は変換器１１ｕp2および１１ｕ
n2の入力端子に接続されている。以下同様に、電源変圧
器２ｖの二次巻線２ｖ11，２ｖ12および電源変圧器２ｗ
の二次巻線２ｗ11，２ｗ12もそれぞれ２組の変換器に接
続されている。負荷電動機４の３相巻線は、各相電流を
個別に制御するため、内部で星型結線されたりすること
なく、各相巻線は独立に外部に導出されている。コンバ
ータ３ｕ，３ｖ，３ｗも出力端で３相結線されることな
く、コンバータ３ｕの両出力端は負荷電動機４のＵ相巻
線の両端に接続され、コンバータ３ｖの両出力端は負荷
電動機４のＶ相巻線の両端に接続され、コンバータ３ｗ
の両出力端は負荷電動機４のＷ相巻線の両端に接続され
ている。コンバータが非循環電流型に構成されているこ
とから、正群および負群のコンバータ相互間に直流リア
クトルは接続されていない。
なお、図６などにおいてすでに参照したものと同一の構
成要素には同一符号を付し、それらの個々の説明は省略
する。図１に示すように本発明によるサイクロコンバー
タの主回路は、一次巻線が共通の３相交流電源１に接続
された３台の電源変圧器２ｕ，２ｖ，２ｗと、非循環電
流型コンバータ３ｕ，３ｖ，３ｗとからなっている。各
電源変圧器は２組の二次巻線２ｕ11，２ｕ12；２ｖ11，
２ｖ12；２ｗ11，２ｗ12しか備えておらず、そのため、
１つの二次巻線が正群および負群の２組の変換器に接続
されている。より詳しくは、電源変圧器２ｕの二次巻線
２ｕ11は変換器１１ｕp1および１１ｕn1の入力端子に接
続され、二次巻線２ｕ12は変換器１１ｕp2および１１ｕ
n2の入力端子に接続されている。以下同様に、電源変圧
器２ｖの二次巻線２ｖ11，２ｖ12および電源変圧器２ｗ
の二次巻線２ｗ11，２ｗ12もそれぞれ２組の変換器に接
続されている。負荷電動機４の３相巻線は、各相電流を
個別に制御するため、内部で星型結線されたりすること
なく、各相巻線は独立に外部に導出されている。コンバ
ータ３ｕ，３ｖ，３ｗも出力端で３相結線されることな
く、コンバータ３ｕの両出力端は負荷電動機４のＵ相巻
線の両端に接続され、コンバータ３ｖの両出力端は負荷
電動機４のＶ相巻線の両端に接続され、コンバータ３ｗ
の両出力端は負荷電動機４のＷ相巻線の両端に接続され
ている。コンバータが非循環電流型に構成されているこ
とから、正群および負群のコンバータ相互間に直流リア
クトルは接続されていない。
【００２４】図２は本発明における１相分の非循環電流
型コンバータおよび無効電力制御回路のブロック図であ
る。図にはＵ相のコンバータ３ｕしか示していないが、
Ｖ相およびＷ相のコンバータ３ｖ，３ｗについても同一
構成である。コンバータ３ｕの出力ラインには出力電流
Ｉulを検出する電流検出器１５ulが設けられている。他
のコンバータ３ｖ，３ｗにも同様の電流検出器が設けら
れる。
型コンバータおよび無効電力制御回路のブロック図であ
る。図にはＵ相のコンバータ３ｕしか示していないが、
Ｖ相およびＷ相のコンバータ３ｖ，３ｗについても同一
構成である。コンバータ３ｕの出力ラインには出力電流
Ｉulを検出する電流検出器１５ulが設けられている。他
のコンバータ３ｖ，３ｗにも同様の電流検出器が設けら
れる。
【００２５】コンバータ３ｕの制御回路には加算器２
５、負荷電流制御回路１９および位相制御回路２３u1，
２３u2が含まれている。この実施例においては、無効電
力制御回路１６の出力は直流バイアス電流基準信号Ｉｏ
＊として用いられる。かくして加算器２５は、電動機電
流基準Ｉul＊と、無効電力制御回路１６によって得られ
た直流バイアス電流基準信号Ｉｏ＊とを加算し、その和
を相電流基準Ｉｕl2＊として出力する。負荷電流制御回
路１９は加算器２５から相電流基準Ｉｕl2＊を入力し、
また電流検出器１５ulからコンバータ出力電流Ｉulを入
力し、後者が前者に追従するようにＰＩ動作を行い、負
荷電圧基準信号Ｅul＊を出力する。この負荷電圧基準信
号Ｅul＊は位相制御回路２３u1，２３u2に入力され、こ
こで変換器１１ｕp1，１１ｕn1および１１ｕp2，１１ｕ
n2のための点弧角α1 およびα2 が決定され、各変換器
の出力電圧が制御される。
５、負荷電流制御回路１９および位相制御回路２３u1，
２３u2が含まれている。この実施例においては、無効電
力制御回路１６の出力は直流バイアス電流基準信号Ｉｏ
＊として用いられる。かくして加算器２５は、電動機電
流基準Ｉul＊と、無効電力制御回路１６によって得られ
た直流バイアス電流基準信号Ｉｏ＊とを加算し、その和
を相電流基準Ｉｕl2＊として出力する。負荷電流制御回
路１９は加算器２５から相電流基準Ｉｕl2＊を入力し、
また電流検出器１５ulからコンバータ出力電流Ｉulを入
力し、後者が前者に追従するようにＰＩ動作を行い、負
荷電圧基準信号Ｅul＊を出力する。この負荷電圧基準信
号Ｅul＊は位相制御回路２３u1，２３u2に入力され、こ
こで変換器１１ｕp1，１１ｕn1および１１ｕp2，１１ｕ
n2のための点弧角α1 およびα2 が決定され、各変換器
の出力電圧が制御される。
【００２６】以上のようにして、循環電流方式によるこ
となく、非循環電流方式のサイクロコンバータにおいて
も無効電力一定制御を行うことができる。
となく、非循環電流方式のサイクロコンバータにおいて
も無効電力一定制御を行うことができる。
【００２７】直流バイアス電流分を加えた後の電流波形
は一般的には図３に示すように正負両領域を有する正ま
たは負の方向に偏った波形になるが、負荷電流および直
流バイアス電流の値によっては、図４に示すように電流
波形の極性を常に正とすることができる。通常、非循環
電流型のサイクロコンバータでは変換器の正逆切換に伴
う切換時間が生ずるため、それに関連して特性劣化が生
じていた。本発明に従い図４に示すように電流波形を常
に正とすることにより、変換器の正逆切換が不要にな
り、したがって変換器の正逆切換時間も不要になり、ま
た特性劣化を生じることもない。変換器の正逆切換に伴
う特性劣化は、負荷電流の値が小さいほど切換時間が正
弦波に対して占める率が大きくなるため、大きくなる。
それ故、負荷電流の値が小さいときに、直流バイアス電
流により、電流基準の値が負にならないようにすること
により、切換時間を無くし、軽負荷時の特性劣化を解消
させることができる。
は一般的には図３に示すように正負両領域を有する正ま
たは負の方向に偏った波形になるが、負荷電流および直
流バイアス電流の値によっては、図４に示すように電流
波形の極性を常に正とすることができる。通常、非循環
電流型のサイクロコンバータでは変換器の正逆切換に伴
う切換時間が生ずるため、それに関連して特性劣化が生
じていた。本発明に従い図４に示すように電流波形を常
に正とすることにより、変換器の正逆切換が不要にな
り、したがって変換器の正逆切換時間も不要になり、ま
た特性劣化を生じることもない。変換器の正逆切換に伴
う特性劣化は、負荷電流の値が小さいほど切換時間が正
弦波に対して占める率が大きくなるため、大きくなる。
それ故、負荷電流の値が小さいときに、直流バイアス電
流により、電流基準の値が負にならないようにすること
により、切換時間を無くし、軽負荷時の特性劣化を解消
させることができる。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、無効電力制御の結果が
直流バイアス電流量に反映されるため相電流を個別に制
御することにより、変換器の循環電流型か非循環電流型
かによらず、非循環電流型であっても無効電力制御を行
うことの可能なサイクロコンバータの制御装置を提供す
ることができる。
直流バイアス電流量に反映されるため相電流を個別に制
御することにより、変換器の循環電流型か非循環電流型
かによらず、非循環電流型であっても無効電力制御を行
うことの可能なサイクロコンバータの制御装置を提供す
ることができる。
【図１】本発明の主回路系統図。
【図２】本発明のサイクロコンバータの制御装置の１相
分の制御ブロック図。
分の制御ブロック図。
【図３】直流バイアス電流による電流波形を示す線図。
【図４】直流バイアス電流の効果を説明するための線
図。
図。
【図５】従来のサイクロコンバータの主回路系統図。
【図６】従来のサイクロコンバータの制御装置の１相分
の制御ブロック図。
の制御ブロック図。
１ ３相交流電源 ２ｕ、２ｖ、２ｗ 電源変圧器 ２ｕ11、２ｕ12 二次巻線 ２ｖ11、２ｖ12 二次巻線 ２ｗ11、２ｗ12 二次巻線 ３ｕ、３ｖ、３ｗ 非循環電流型コンバータ ４ 誘導電動機 ５ 進相コンデンサ ６ 無効電力検出器 ８ 電流検出器 １１ｕp1、１１ｕp2、１１ｕn1、１１ｕn2 変換器 １５ul 電流検出器 １６ 無効電力制御回路 １９ 負荷電流制御回路 ２３u1、２３u2 位相制御回路 ２５ 加算器
Claims (3)
- 【請求項１】３相交流電動機の各相ごとに、電動機電流
基準に直流バイアス電流分を加算して相電流基準を生成
する第１の手段と、電動機電流を前記相電流基準に従っ
て正弦波状に制御する第２の手段とを備えたことを特徴
とするサイクロコンバータの制御装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の制御装置において、サイ
クロコンバータの受電部に設けられた無効電力検出手段
と、この無効電力検出手段によって検出される無効電力
を無効電力基準に一致させるためのものとして前記直流
バイアス電流基準信号を生成する無効電力制御手段とを
さらに備えたことを特徴とするサイクロコンバータの制
御装置。 - 【請求項３】請求項１に記載の制御装置において、電動
機電流値が小さいときに相電流基準が負にならないよう
に前記直流バイアス電流分の値を前記相電流基準の振幅
に従って調整する手段をさらに備えたことを特徴とする
サイクロコンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6195189A JPH0866032A (ja) | 1994-08-19 | 1994-08-19 | サイクロコンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6195189A JPH0866032A (ja) | 1994-08-19 | 1994-08-19 | サイクロコンバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0866032A true JPH0866032A (ja) | 1996-03-08 |
Family
ID=16336938
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6195189A Pending JPH0866032A (ja) | 1994-08-19 | 1994-08-19 | サイクロコンバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0866032A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009139080A1 (ja) * | 2008-05-15 | 2009-11-19 | 国立大学法人 東京工業大学 | 発電機出力安定化システム |
| WO2009139078A1 (ja) * | 2008-05-15 | 2009-11-19 | 国立大学法人 東京工業大学 | 発電機電圧安定化システム |
| WO2010116840A1 (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-14 | 新日本製鐵株式会社 | 誘導電動機制御装置、及び誘導電動機群制御システム |
-
1994
- 1994-08-19 JP JP6195189A patent/JPH0866032A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2009139080A1 (ja) * | 2008-05-15 | 2009-11-19 | 国立大学法人 東京工業大学 | 発電機出力安定化システム |
| WO2009139078A1 (ja) * | 2008-05-15 | 2009-11-19 | 国立大学法人 東京工業大学 | 発電機電圧安定化システム |
| WO2010116840A1 (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-14 | 新日本製鐵株式会社 | 誘導電動機制御装置、及び誘導電動機群制御システム |
| CN102362426A (zh) * | 2009-03-30 | 2012-02-22 | 新日本制铁株式会社 | 感应电动机控制装置及感应电动机组控制系统 |
| US8395347B2 (en) | 2009-03-30 | 2013-03-12 | Ryuichi Shimada | Induction motor control device and induction motor group control system |
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