JPH11187576A - 分散型電源装置 - Google Patents
分散型電源装置Info
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- JPH11187576A JPH11187576A JP9365788A JP36578897A JPH11187576A JP H11187576 A JPH11187576 A JP H11187576A JP 9365788 A JP9365788 A JP 9365788A JP 36578897 A JP36578897 A JP 36578897A JP H11187576 A JPH11187576 A JP H11187576A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力系統の不平衡等に基づく連系トランスの
巻線の焼損を防止するとともに、連系トランスを大型化
等することなく、その励磁電流としての第３高調波電流
による出力電流の歪みを低減して３相４線式の電力系統
に連系する。 【解決手段】 連系トランス１９をＹ―Ｙ結線の１台の
３相トランスにより形成し、ＤＣ／ＡＣ変換部２の動作
を制御する制御部２２に、中性線４ｎを通流する第３高
調波電流の検出信号の１／Ｋ倍（Ｋ＞０）の信号と，１
次巻線２０の中性点と直流電源１の中性点との間を通流
する電流の検出信号との差の補正信号を形成する手段
と、変換部２の各相の出力電流の基準信号に補正信号を
加算して各相の出力電流の設定信号を形成する手段と、
変換部２の各相の出力電流の検出信号が各相の設定信号
に一致するように変換部２のスイッチング動作を制御す
る手段とを備える。
巻線の焼損を防止するとともに、連系トランスを大型化
等することなく、その励磁電流としての第３高調波電流
による出力電流の歪みを低減して３相４線式の電力系統
に連系する。 【解決手段】 連系トランス１９をＹ―Ｙ結線の１台の
３相トランスにより形成し、ＤＣ／ＡＣ変換部２の動作
を制御する制御部２２に、中性線４ｎを通流する第３高
調波電流の検出信号の１／Ｋ倍（Ｋ＞０）の信号と，１
次巻線２０の中性点と直流電源１の中性点との間を通流
する電流の検出信号との差の補正信号を形成する手段
と、変換部２の各相の出力電流の基準信号に補正信号を
加算して各相の出力電流の設定信号を形成する手段と、
変換部２の各相の出力電流の検出信号が各相の設定信号
に一致するように変換部２のスイッチング動作を制御す
る手段とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、連系トランスを介
して３相４線式の電力系統に接続された分散型電源装置
に関する。
して３相４線式の電力系統に接続された分散型電源装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、単相負荷と３相負荷とが混在する
場合等の負荷給電は、中性線を有する３相４線式の電力
系統から行われる。
場合等の負荷給電は、中性線を有する３相４線式の電力
系統から行われる。
【０００３】この３相４線式の電力系統に連系される分
散型電源装置としては、例えば太陽電池電源の発電エネ
ルギをインバータ動作で交流電源に変換して出力する太
陽光発電装置や、いわゆる深夜電力等で充電された蓄電
池の貯蔵エネルギをインバータ動作で交流電源に変換し
て出力する電池電力貯蔵装置がある。
散型電源装置としては、例えば太陽電池電源の発電エネ
ルギをインバータ動作で交流電源に変換して出力する太
陽光発電装置や、いわゆる深夜電力等で充電された蓄電
池の貯蔵エネルギをインバータ動作で交流電源に変換し
て出力する電池電力貯蔵装置がある。
【０００４】そして、これらの従来の分散型電源装置
は、図３，図５又は図６に示すように形成される。
は、図３，図５又は図６に示すように形成される。
【０００５】まず、図３の従来装置は、太陽電池電源，
蓄電池電源等の直流電源１及び３相インバータ構成のＤ
Ｃ／ＡＣ変換部２を備える。
蓄電池電源等の直流電源１及び３相インバータ構成のＤ
Ｃ／ＡＣ変換部２を備える。
【０００６】この変換部２はＦＥＴ等の計６個の半導体
スイッチング素子３ａ〜３ｆの３相ブリッジ回路からな
り、図示省略された制御部の電流制御により３相４線の
電力系統４に連系して運転され、系統４の３相Ａ，Ｂ，
Ｃの系統電源５ａ，５ｂ，５ｃに同期した３相Ｕ，Ｖ，
Ｗの交流電源を形成する。
スイッチング素子３ａ〜３ｆの３相ブリッジ回路からな
り、図示省略された制御部の電流制御により３相４線の
電力系統４に連系して運転され、系統４の３相Ａ，Ｂ，
Ｃの系統電源５ａ，５ｂ，５ｃに同期した３相Ｕ，Ｖ，
Ｗの交流電源を形成する。
【０００７】そして、変換部２の各相の出力端子２ｕ，
２ｖ，２ｗは３相の連系トランス６の１次巻線７，２次
巻線８を介して電力系統４に接続され、各相の交流電力
が電力系統４の図示省略された単相，３相の各負荷に供
給される。
２ｖ，２ｗは３相の連系トランス６の１次巻線７，２次
巻線８を介して電力系統４に接続され、各相の交流電力
が電力系統４の図示省略された単相，３相の各負荷に供
給される。
【０００８】このとき、連系トランス６はΔ―Ｙ結線の
３相トランスからなり、Δ結線の１次巻線７の各相の端
子７ｕ，７ｖ，７ｗは出力端子２ｕ，２ｖ，２ｗに接続
され、Ｙ結線の２次巻線８の各相の端子８ａ，８ｂ，８
ｃ及び中性点の端子８ｎは電力系統４の各相の相線４
ａ，４ｂ，４ｃ及び中性線４ｎに接続される。
３相トランスからなり、Δ結線の１次巻線７の各相の端
子７ｕ，７ｖ，７ｗは出力端子２ｕ，２ｖ，２ｗに接続
され、Ｙ結線の２次巻線８の各相の端子８ａ，８ｂ，８
ｃ及び中性点の端子８ｎは電力系統４の各相の相線４
ａ，４ｂ，４ｃ及び中性線４ｎに接続される。
【０００９】また、図中のＩU ，ＩV ，ＩW は変換部２
の各出力電流であり、ＩA ，ＩB ，ＩC は連系トランス
６の２次側から電力系統４に流れる各相の電流である。
の各出力電流であり、ＩA ，ＩB ，ＩC は連系トランス
６の２次側から電力系統４に流れる各相の電流である。
【００１０】さらに、図中のＩma，Ｉmb，Ｉmcは系統電
源５ａ〜５ｃから連系トランス６の２次側に流れる各相
の電流であり、Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは系統電源５ａ〜５ｃ
の電圧，すなわち電力系統４の各相の系統電圧である。
源５ａ〜５ｃから連系トランス６の２次側に流れる各相
の電流であり、Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは系統電源５ａ〜５ｃ
の電圧，すなわち電力系統４の各相の系統電圧である。
【００１１】ところで、この図３の従来装置の場合、い
わゆる系統不平衡等により系統電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに
そのベクトル和の電圧ＶN （＝Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）の零
相成分が存在し、この零相成分に対する零相インピーダ
ンスがＺN であれば、図４の等価回路図に示すように、
電圧ＶN の零相電源９，ＺN の零相インピーダンス１０
それぞれを形成する。
わゆる系統不平衡等により系統電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに
そのベクトル和の電圧ＶN （＝Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）の零
相成分が存在し、この零相成分に対する零相インピーダ
ンスがＺN であれば、図４の等価回路図に示すように、
電圧ＶN の零相電源９，ＺN の零相インピーダンス１０
それぞれを形成する。
【００１２】このとき、零相電流ＩN （＝ＶN ／ＺN ）
は系統電源５ａ〜５ｃ，中性線４ｎを介して連系トラン
ス６の２次側に流れる。
は系統電源５ａ〜５ｃ，中性線４ｎを介して連系トラン
ス６の２次側に流れる。
【００１３】また、Δ結線された連系トランス６の１次
側は、同図に示すように零相電流ＩN に相当する電流Ｉ
Z が１次巻線７を環流する。
側は、同図に示すように零相電流ＩN に相当する電流Ｉ
Z が１次巻線７を環流する。
【００１４】なお、図中の中性線４ｎを通流する電流Ｉ
mtは、電流Ｉma，Ｉmb，Ｉmcのベクトル和（Ｉma＋Ｉmb
＋Ｉmc）の電流であり、連系トランス６の励磁電流とし
ての第３高調波電流が含まれる。
mtは、電流Ｉma，Ｉmb，Ｉmcのベクトル和（Ｉma＋Ｉmb
＋Ｉmc）の電流であり、連系トランス６の励磁電流とし
ての第３高調波電流が含まれる。
【００１５】そして、零相インピーダンス１０は主に配
線インピーダンスであり、極めて小さいため、零相電圧
ＶN が僅かであっても、連系トランス６の２次巻線８を
過大な零相電流ＩN が流れ、その１次巻線７を環流する
電流ＩZ も過大になり、最悪の場合、連系トランス８の
１次巻線７，２次巻線８の焼損等が発生する不都合があ
る。
線インピーダンスであり、極めて小さいため、零相電圧
ＶN が僅かであっても、連系トランス６の２次巻線８を
過大な零相電流ＩN が流れ、その１次巻線７を環流する
電流ＩZ も過大になり、最悪の場合、連系トランス８の
１次巻線７，２次巻線８の焼損等が発生する不都合があ
る。
【００１６】これは、変換部２の各相の出力電流ＩU ，
ＩV ，ＩW は定電流制御されて正弦波形になるが、電流
ＩN ，ＩZ は無制御状態であり、それぞれ無制限に大き
くなり得るからである。
ＩV ，ＩW は定電流制御されて正弦波形になるが、電流
ＩN ，ＩZ は無制御状態であり、それぞれ無制限に大き
くなり得るからである。
【００１７】そこで、図５の従来装置は、図３の３相イ
ンバータ構成のＡＣ／ＤＣ変換部２の代わりに、単相イ
ンバータ構成のＤＣ／ＡＣ変換部９を備える。
ンバータ構成のＡＣ／ＤＣ変換部２の代わりに、単相イ
ンバータ構成のＤＣ／ＡＣ変換部９を備える。
【００１８】この変換部９は相毎の３台の単相インバー
タ１０U ，１０V ，１０W からなり、これらのインバー
タ１０U 〜１０W はそれぞれＦＥＴ等の計４個の半導体
スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの単相ブリッジ回路か
らなり、図示省略された制御部の電流制御により系統電
源５ａ〜５ｃに同期して各相Ｕ，Ｖ，Ｗの交流電源を個
別に形成する。
タ１０U ，１０V ，１０W からなり、これらのインバー
タ１０U 〜１０W はそれぞれＦＥＴ等の計４個の半導体
スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの単相ブリッジ回路か
らなり、図示省略された制御部の電流制御により系統電
源５ａ〜５ｃに同期して各相Ｕ，Ｖ，Ｗの交流電源を個
別に形成する。
【００１９】そして、各単相インバータ１０ｕ〜１０ｗ
の単相の交流出力は、連系トランスとして設けられた３
台の単相トランス１２U ，１２V ，１２W の１次巻線１
３に供給される。
の単相の交流出力は、連系トランスとして設けられた３
台の単相トランス１２U ，１２V ，１２W の１次巻線１
３に供給される。
【００２０】これらのトランス１２U 〜１２W は、２次
巻線１４の一端が図３の端子８ａ〜８ｃに相当する各相
の端子１５ａ，１５ｂ，１５ｃを介して電力系統４の各
相線４ａ，４ｂ，４ｃに接続され、２次巻線１４の他端
が図３の端子８ｎに相当する装置の端子１５ｎを介して
電力系統４の中性線４ｎに接続される。
巻線１４の一端が図３の端子８ａ〜８ｃに相当する各相
の端子１５ａ，１５ｂ，１５ｃを介して電力系統４の各
相線４ａ，４ｂ，４ｃに接続され、２次巻線１４の他端
が図３の端子８ｎに相当する装置の端子１５ｎを介して
電力系統４の中性線４ｎに接続される。
【００２１】そして、各単相トランス１２U 〜１２W の
２次巻線１４から電力系統４の単相，３相の各負荷に各
相の交流電力が供給される。
２次巻線１４から電力系統４の単相，３相の各負荷に各
相の交流電力が供給される。
【００２２】この図５の従来装置は、連系トランスが３
台の単相トランス１２U 〜１２W により形成され、連系
トランスの１次側に図３の１次巻線７のようなΔ巻線が
存在しない。
台の単相トランス１２U 〜１２W により形成され、連系
トランスの１次側に図３の１次巻線７のようなΔ巻線が
存在しない。
【００２３】そして、各単相インバータ１０U 〜１０W
により各相の出力電流ＩU 〜ＩW は、個別に定電流制御
される。
により各相の出力電流ＩU 〜ＩW は、個別に定電流制御
される。
【００２４】そのため、系統電圧Ｖａ〜Ｖｃの不平衡等
によって電力系統４に零相電圧が発生しても、電流ＩA
〜ＩC が正弦波形の定電流に保たれ、連系トランスの１
次側，２次側に図３の電流ＩN ，ＩZ のような前記零相
電圧に起因する零相電流が流れず、単相トランス１２U
〜１２W の巻線の焼損等が生じることはない。
によって電力系統４に零相電圧が発生しても、電流ＩA
〜ＩC が正弦波形の定電流に保たれ、連系トランスの１
次側，２次側に図３の電流ＩN ，ＩZ のような前記零相
電圧に起因する零相電流が流れず、単相トランス１２U
〜１２W の巻線の焼損等が生じることはない。
【００２５】つぎに、図６の従来装置は図３のΔ―Ｙ結
線の３相トランスを用いた連系トランス６の代わりに、
Ｙ―Ｙ結線の３相トランスを用いた連系トランス１６を
備える。
線の３相トランスを用いた連系トランス６の代わりに、
Ｙ―Ｙ結線の３相トランスを用いた連系トランス１６を
備える。
【００２６】そして、連系トランス１６の１次巻線１７
の各相の端子１７U ，１７V ，１７W は変換部２の各相
の出力端子２U 〜２W に接続され、２次巻線１８の各相
の端子１８ａ，１８ｂ，１８ｃ及び中性点の端子１８ｎ
は電力系統４の各相線４ａ〜４ｃ及び中性線４ｎに接続
される。
の各相の端子１７U ，１７V ，１７W は変換部２の各相
の出力端子２U 〜２W に接続され、２次巻線１８の各相
の端子１８ａ，１８ｂ，１８ｃ及び中性点の端子１８ｎ
は電力系統４の各相線４ａ〜４ｃ及び中性線４ｎに接続
される。
【００２７】この場合、図５の装置と同様に、連系トラ
ンス１６の１次側に図３の１次巻線７のようなΔ巻線は
存在しない。
ンス１６の１次側に図３の１次巻線７のようなΔ巻線は
存在しない。
【００２８】そして、図示省略された制御部による変換
部２の電流制御により、その出力電流ＩU 〜ＩW が正弦
波形の定電流になる。
部２の電流制御により、その出力電流ＩU 〜ＩW が正弦
波形の定電流になる。
【００２９】そのため、電力系統４に零相電圧が発生し
ても、この電圧に起因した図４の電流ＩN ，ＩZ のよう
な零相電流は流れず、過大な零相電流による１次巻線１
７，２次巻線１８の焼損等が生じることはない。
ても、この電圧に起因した図４の電流ＩN ，ＩZ のよう
な零相電流は流れず、過大な零相電流による１次巻線１
７，２次巻線１８の焼損等が生じることはない。
【００３０】
【課題が解決しようとする課題】前記図５，図６の従来
装置は、過大な零相電流が流れず、図３の従来装置のよ
うな連系トランスの巻線の焼損等は防止することはでき
るが、いずれもつぎに説明する問題点がある。
装置は、過大な零相電流が流れず、図３の従来装置のよ
うな連系トランスの巻線の焼損等は防止することはでき
るが、いずれもつぎに説明する問題点がある。
【００３１】すなわち、図５，図６の従来装置は変換部
９，２の電流制御により各相の出力電流ＩA ，ＩB ，Ｉ
C が正弦波に定電流制御されるため、連系トランスとし
ての単相トランス１２U 〜１２W 又は連系トランス１６
の励磁電流を形成する第３高調波電流が、全て電力系統
４から供給される。
９，２の電流制御により各相の出力電流ＩA ，ＩB ，Ｉ
C が正弦波に定電流制御されるため、連系トランスとし
ての単相トランス１２U 〜１２W 又は連系トランス１６
の励磁電流を形成する第３高調波電流が、全て電力系統
４から供給される。
【００３２】このとき、出力電流ＩA ，ＩB ，ＩC が第
３高調波電流の混入によって歪み、装置の出力電流歪み
が、いわゆる電力系統の系統連系ガイドラインの規制
（電流歪みの総合５％，各次３％以下）を満足しなくな
る事態が発生する。
３高調波電流の混入によって歪み、装置の出力電流歪み
が、いわゆる電力系統の系統連系ガイドラインの規制
（電流歪みの総合５％，各次３％以下）を満足しなくな
る事態が発生する。
【００３３】そして、一般にトランスの磁束密度が大き
くなる程、その励磁電流が大きくなって第３高調波電流
が増大することから、単相トランス１２U 〜１２W 又は
連系トランス１６の磁束密度を小さくして前記の出力電
流歪みを低減することが考えられるが、この場合、磁束
密度を小さくするために、単相トランス１２U 〜１２W
又は連系トランス１６を、鉄心断面積が広い極めて大
型，大重量のトランスにより形成しなければならず、装
置が大型，大重量になるとともに高価になる。
くなる程、その励磁電流が大きくなって第３高調波電流
が増大することから、単相トランス１２U 〜１２W 又は
連系トランス１６の磁束密度を小さくして前記の出力電
流歪みを低減することが考えられるが、この場合、磁束
密度を小さくするために、単相トランス１２U 〜１２W
又は連系トランス１６を、鉄心断面積が広い極めて大
型，大重量のトランスにより形成しなければならず、装
置が大型，大重量になるとともに高価になる。
【００３４】また、とくに図５の従来装置は、連系トラ
ンスが３台の単相トランス１２U 〜１２W で形成される
ため、トランスの台数が多くなる。
ンスが３台の単相トランス１２U 〜１２W で形成される
ため、トランスの台数が多くなる。
【００３５】しかも、変換部９に３台の単相インバータ
１０U 〜１０W を設ける必要があり、例えば半導体スイ
ッチング素子１１ａ〜１１ｄの総数が、図３，図６の３
相インバータ構成の変換部２の２倍になり、変換部９が
大規模になるとともに、インバータ毎の制御部を要す
る。
１０U 〜１０W を設ける必要があり、例えば半導体スイ
ッチング素子１１ａ〜１１ｄの総数が、図３，図６の３
相インバータ構成の変換部２の２倍になり、変換部９が
大規模になるとともに、インバータ毎の制御部を要す
る。
【００３６】そのため、図５の単相トランスを用いた従
来装置は、極めて大型，大重量になるとともに高価にな
る。
来装置は、極めて大型，大重量になるとともに高価にな
る。
【００３７】本発明は、連系トランスを小形，軽量で安
価な１台の３相トランスにより形成し、電力系統の不平
衡等に基づく連系トランスの巻線の焼損等を防止すると
ともに、連系トランスを大型化することなく、その励磁
電流としての第３高調波電流による出力電流の歪みを低
減して３相４線式の電力系統に連系することを課題とす
る。
価な１台の３相トランスにより形成し、電力系統の不平
衡等に基づく連系トランスの巻線の焼損等を防止すると
ともに、連系トランスを大型化することなく、その励磁
電流としての第３高調波電流による出力電流の歪みを低
減して３相４線式の電力系統に連系することを課題とす
る。
【００３８】
【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めに、本発明の分散型電源装置は、連系トランスをＹ―
Ｙ結線の３相トランスにより形成し、ＤＣ／ＡＣ変換部
の３相の出力端子，直流電源の中性点を、連系トランス
の１次巻線の３端子，中性点に接続し、連系トランスの
２次巻線の３端子，中性点を、電力系統の各相線，中性
線に接続し、ＤＣ／ＡＣ変換部の動作を制御する制御部
に、中性線を通流する第３高調波電流の検出信号の１／
Ｋ（Ｋ＞０）倍の信号と，１次巻線の中性点と直流電源
の中性点との間を通流する電流の検出信号との差の補正
信号を形成する手段と、ＤＣ／ＡＣ変換部の各相の出力
電流の基準信号に補正信号を加算してＤＣ／ＡＣ変換部
の各相の出力電流の設定信号を形成する手段と、ＤＣ／
ＡＣ変換部の各相の出力電流の検出信号が各相の出力電
流の設定信号に一致するようにＤＣ／ＡＣ変換部のスイ
ッチング動作を制御する手段とを備える。
めに、本発明の分散型電源装置は、連系トランスをＹ―
Ｙ結線の３相トランスにより形成し、ＤＣ／ＡＣ変換部
の３相の出力端子，直流電源の中性点を、連系トランス
の１次巻線の３端子，中性点に接続し、連系トランスの
２次巻線の３端子，中性点を、電力系統の各相線，中性
線に接続し、ＤＣ／ＡＣ変換部の動作を制御する制御部
に、中性線を通流する第３高調波電流の検出信号の１／
Ｋ（Ｋ＞０）倍の信号と，１次巻線の中性点と直流電源
の中性点との間を通流する電流の検出信号との差の補正
信号を形成する手段と、ＤＣ／ＡＣ変換部の各相の出力
電流の基準信号に補正信号を加算してＤＣ／ＡＣ変換部
の各相の出力電流の設定信号を形成する手段と、ＤＣ／
ＡＣ変換部の各相の出力電流の検出信号が各相の出力電
流の設定信号に一致するようにＤＣ／ＡＣ変換部のスイ
ッチング動作を制御する手段とを備える。
【００３９】したがって、連系トランスが１次巻線及び
２次巻線をＹ結線した１台の３相トランスにより形成さ
れ、２次側の電力系統に系統電源の不平衡（系統不平
衡）等に基づく零相電圧が存在していても、１次巻線を
Δ結線した場合のように過大な零相電流が１次巻線を環
流することがない。
２次巻線をＹ結線した１台の３相トランスにより形成さ
れ、２次側の電力系統に系統電源の不平衡（系統不平
衡）等に基づく零相電圧が存在していても、１次巻線を
Δ結線した場合のように過大な零相電流が１次巻線を環
流することがない。
【００４０】しかも、制御部のいわゆるフィードバック
制御によりＤＣ／ＡＣ変換部の各相の出力電流が個別に
制御されるため、各出力電流は系統不平衡等の影響を受
けることがなく、各出力電流に重畳された第３高調波電
流（励磁電流）が過大になることもない。
制御によりＤＣ／ＡＣ変換部の各相の出力電流が個別に
制御されるため、各出力電流は系統不平衡等の影響を受
けることがなく、各出力電流に重畳された第３高調波電
流（励磁電流）が過大になることもない。
【００４１】そして、制御部の補正信号に基づくＤＣ／
ＡＣ変換部の各相の出力電流の補正制御により、連系ト
ランスの励磁電流としての第３高調波電流の一部１／
（１＋ｋ）〔＝（１／ｋ）／｛１＋（１／ｋ）｝〕を、
連系トランスの１次側のＤＣ／ＡＣ変換部が負担するた
め、連系トランスの２次側の各相の出力電流に混入した
電力系統からの第３高調波電流が減少し、装置の出力電
流の歪みが、連系トランスの鉄心断面積を大きくしてそ
の磁束密度を小さくしたりすることなく、低減される。
ＡＣ変換部の各相の出力電流の補正制御により、連系ト
ランスの励磁電流としての第３高調波電流の一部１／
（１＋ｋ）〔＝（１／ｋ）／｛１＋（１／ｋ）｝〕を、
連系トランスの１次側のＤＣ／ＡＣ変換部が負担するた
め、連系トランスの２次側の各相の出力電流に混入した
電力系統からの第３高調波電流が減少し、装置の出力電
流の歪みが、連系トランスの鉄心断面積を大きくしてそ
の磁束密度を小さくしたりすることなく、低減される。
【００４２】そのため、連系トランスを小型，軽量で安
価な１台の３相トランスにより形成し、電力系統の不平
衡等に基づく過大な零相電流による連系トランスの１次
巻線及び２次巻線の焼損等を防止するとともに、連系ト
ランスへの励磁電流の供給に基づく装置の出力電流の歪
みを低減することができる。
価な１台の３相トランスにより形成し、電力系統の不平
衡等に基づく過大な零相電流による連系トランスの１次
巻線及び２次巻線の焼損等を防止するとともに、連系ト
ランスへの励磁電流の供給に基づく装置の出力電流の歪
みを低減することができる。
【００４３】
【発明の実施の形態】本発明の実施の１形態につき、図
１及び図２を参照して説明する。図１において、図３〜
図６と同一符号は同一もしくは相当するものを示し、変
換部２と電力系統４との間に設けられた連系トランス１
９は、１次側，２次側に中性点の端子２０ｎ，２１ｎを
有するＹ―Ｙ結線の１台の３相トランスからなる。
１及び図２を参照して説明する。図１において、図３〜
図６と同一符号は同一もしくは相当するものを示し、変
換部２と電力系統４との間に設けられた連系トランス１
９は、１次側，２次側に中性点の端子２０ｎ，２１ｎを
有するＹ―Ｙ結線の１台の３相トランスからなる。
【００４４】そして、連系トランス１９のＹ結線された
１次巻線２０の各相の端子２０ｕ，２０ｖ，２０ｗは変
換部２の各相の出力端子２ｕ，２ｖ，２ｗに接続され、
その中性点の端子２０ｎは直流電源１の中性点（中間電
圧点）１ｎに接続される。
１次巻線２０の各相の端子２０ｕ，２０ｖ，２０ｗは変
換部２の各相の出力端子２ｕ，２ｖ，２ｗに接続され、
その中性点の端子２０ｎは直流電源１の中性点（中間電
圧点）１ｎに接続される。
【００４５】また、連系トランス１９のＹ結線された２
次巻線２１の各相の端子２１ａ，２１ｂ，２１ｃは電力
系統４の各相の相線４ａ，４ｂ，４ｃに接続され、その
中性点の端子２１ｎは電力系統４の中性線４ｎに接続さ
れる。
次巻線２１の各相の端子２１ａ，２１ｂ，２１ｃは電力
系統４の各相の相線４ａ，４ｂ，４ｃに接続され、その
中性点の端子２１ｎは電力系統４の中性線４ｎに接続さ
れる。
【００４６】つぎに、この実施の形態においては、変換
部２の直列に接続された各２個の半導体スイッチング素
子３ａと３ｂ，３ｃと３ｄ，３ｅと３ｆがＵ，Ｖ，Ｗの
各相のスイッチング素子を形成し、変換部２の動作を制
御する制御部２２により、各２個の半導体スイッチング
素子３ａと３ｂ，３ｃと３ｄ，３ｅと３ｆは各相の半サ
イクル毎に交互に選択されてスイッチング動作する。
部２の直列に接続された各２個の半導体スイッチング素
子３ａと３ｂ，３ｃと３ｄ，３ｅと３ｆがＵ，Ｖ，Ｗの
各相のスイッチング素子を形成し、変換部２の動作を制
御する制御部２２により、各２個の半導体スイッチング
素子３ａと３ｂ，３ｃと３ｄ，３ｅと３ｆは各相の半サ
イクル毎に交互に選択されてスイッチング動作する。
【００４７】このスイッチング動作により直流源１が３
相の交流電源に変換され、この交流電源が連系トランス
１９を介して電力系統４の図示省略された負荷に供給さ
れる。
相の交流電源に変換され、この交流電源が連系トランス
１９を介して電力系統４の図示省略された負荷に供給さ
れる。
【００４８】そして、変換部２の各相の出力端子２U 〜
２W から１次巻線２０の各相の端子２０U 〜２０W に供
給される変換部２の各相の出力電流ＩU 〜ＩW が１次側
の変換器２３U ，２３V ，２３W によりそれぞれ検出さ
れ、それらの検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが制御部２２の
各相の誤差演算用の減算器２４U ，２４V ，２４W に供
給される。
２W から１次巻線２０の各相の端子２０U 〜２０W に供
給される変換部２の各相の出力電流ＩU 〜ＩW が１次側
の変換器２３U ，２３V ，２３W によりそれぞれ検出さ
れ、それらの検出信号ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが制御部２２の
各相の誤差演算用の減算器２４U ，２４V ，２４W に供
給される。
【００４９】また、１次巻線２０の中性点の端子２０ｎ
から直流電源１の中性点１ｎに流れる電流Ｉ0 が１次側
の変流器２３ｎにより検出され、その検出信号ｉ0 は制
御部２２の補正量演算用の減算器２５に供給される。
から直流電源１の中性点１ｎに流れる電流Ｉ0 が１次側
の変流器２３ｎにより検出され、その検出信号ｉ0 は制
御部２２の補正量演算用の減算器２５に供給される。
【００５０】このとき、電流Ｉ0 は各相の出力電流ＩU
〜ＩW に含まれた零相電流Ｉ0 ’になる。
〜ＩW に含まれた零相電流Ｉ0 ’になる。
【００５１】さらに、電力系統４の中性線４ｎを流れる
電流がトランス２次側の変流器２６により検出される。
電流がトランス２次側の変流器２６により検出される。
【００５２】そして、この電流に含まれた連系トランス
１９の励磁電流としての２次側第３高調波電流を検出す
るため、変流器２６の検出信号ｉｎは制御部２２のバン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）２７に供給され、このフィル
タ２７により第３高調波成分が抽出される。
１９の励磁電流としての２次側第３高調波電流を検出す
るため、変流器２６の検出信号ｉｎは制御部２２のバン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）２７に供給され、このフィル
タ２７により第３高調波成分が抽出される。
【００５３】この抽出によりバンドパスフィルタ２７か
ら出力された２次側第３高調波電流の検出信号は、励磁
電流の１次側の負担割合を設定する定数乗算器２８によ
り１／Ｋ倍（Ｋ＞０）された後、減算器２５に供給され
る。
ら出力された２次側第３高調波電流の検出信号は、励磁
電流の１次側の負担割合を設定する定数乗算器２８によ
り１／Ｋ倍（Ｋ＞０）された後、減算器２５に供給され
る。
【００５４】そして、減算器２５は定数乗算器２８の出
力信号から検出信号ｉ0 を減算して前記負担割合に応じ
た電流指令用の補正量を算出し、減算器２５の出力信号
が誤差増幅器２９により１／３の大きさに加工され、必
要な第３調波電流を１／３ずつ出力電流ＩU 〜ＩW に重
畳するための補正信号ｓｏが形成される。
力信号から検出信号ｉ0 を減算して前記負担割合に応じ
た電流指令用の補正量を算出し、減算器２５の出力信号
が誤差増幅器２９により１／３の大きさに加工され、必
要な第３調波電流を１／３ずつ出力電流ＩU 〜ＩW に重
畳するための補正信号ｓｏが形成される。
【００５５】この補正信号ｓｏは各相の補正用の加算器
３０ｕ，３０ｖ，３０ｗに供給され、これらの加算器３
０U 〜３０W は出力電流基準作成部３１から出力された
図２の（ａ），（ｂ），（ｃ）の正弦波形の各相の電流
制御の基準信号ｓｕ，ｓｖ，ｓｗに、例えば同図の
（ｄ）に示す補正信号ｓｏをそれぞれ加算し、フィード
バック制御（電流制御）の目標信号としての出力電流Ｉ
U 〜ＩW の設定信号ｓｕ’，ｓｖ’，ｓｗ’を形成す
る。
３０ｕ，３０ｖ，３０ｗに供給され、これらの加算器３
０U 〜３０W は出力電流基準作成部３１から出力された
図２の（ａ），（ｂ），（ｃ）の正弦波形の各相の電流
制御の基準信号ｓｕ，ｓｖ，ｓｗに、例えば同図の
（ｄ）に示す補正信号ｓｏをそれぞれ加算し、フィード
バック制御（電流制御）の目標信号としての出力電流Ｉ
U 〜ＩW の設定信号ｓｕ’，ｓｖ’，ｓｗ’を形成す
る。
【００５６】そして、設定信号ｓｕ’〜ｓｗ’が減算器
２４U 〜２４W に供給され、減算器２４U 〜２４W は設
定信号ｓｕ’〜ｓｗ’に対する検出信号ｉｕ〜ｉｗの誤
差を演算し、その誤差の信号をＰＩＤ処理等を行う各相
の電流制御部３２U ，３２V，３２W を介して各相のス
イッチング駆動部３３U ，３３V ，３３W に供給する。
２４U 〜２４W に供給され、減算器２４U 〜２４W は設
定信号ｓｕ’〜ｓｗ’に対する検出信号ｉｕ〜ｉｗの誤
差を演算し、その誤差の信号をＰＩＤ処理等を行う各相
の電流制御部３２U ，３２V，３２W を介して各相のス
イッチング駆動部３３U ，３３V ，３３W に供給する。
【００５７】この供給に基づき、各スイッチング駆動部
３３U 〜３３W が各相の２個の半導体スイッチング素子
３ａと３ｂ，３ｃと３ｄ，３ｅと３ｆに、例えばＰＷＭ
波形の高周波スイッチングパルスを供給し、検出信号ｉ
ｕ〜ｉｗが設定信号ｓｕ’〜ｓｗ’に一致するように、
電流フィードバックによる瞬時電流制御で変換部２を駆
動する。
３３U 〜３３W が各相の２個の半導体スイッチング素子
３ａと３ｂ，３ｃと３ｄ，３ｅと３ｆに、例えばＰＷＭ
波形の高周波スイッチングパルスを供給し、検出信号ｉ
ｕ〜ｉｗが設定信号ｓｕ’〜ｓｗ’に一致するように、
電流フィードバックによる瞬時電流制御で変換部２を駆
動する。
【００５８】この瞬時電流制御の駆動により、変換部２
の各相の出力電流ＩU 〜ＩW は図２の（ｅ）〜（ｇ）に
示すように、基準信号ｓｕ〜ｓｗに基づく正弦波形の基
本波電流に，補正信号ｓｏに基づく１／３ずつの第３高
調波電流が重畳した電流になる。
の各相の出力電流ＩU 〜ＩW は図２の（ｅ）〜（ｇ）に
示すように、基準信号ｓｕ〜ｓｗに基づく正弦波形の基
本波電流に，補正信号ｓｏに基づく１／３ずつの第３高
調波電流が重畳した電流になる。
【００５９】したがって、連系トランス１９の励磁電流
としての第３高調波電流が、２次側の電力系統４から供
給されるだけでなく１次側の変換部２からも供給され、
この結果、２次側の出力電流ＩA 〜ＩC に混入する第３
高調波電流が減少して装置の出力電流歪みが大幅に低減
される。
としての第３高調波電流が、２次側の電力系統４から供
給されるだけでなく１次側の変換部２からも供給され、
この結果、２次側の出力電流ＩA 〜ＩC に混入する第３
高調波電流が減少して装置の出力電流歪みが大幅に低減
される。
【００６０】そして、連系トランス１９がＹ―Ｙ結線の
３相トランスからなり、その１次巻線２０がΔ結線でな
いため、電力系統４に系統電圧の不平衡等に基づく零相
電圧が存在しても、図３の従来装置のような１次巻線２
０の零相電流の環流は生じない。
３相トランスからなり、その１次巻線２０がΔ結線でな
いため、電力系統４に系統電圧の不平衡等に基づく零相
電圧が存在しても、図３の従来装置のような１次巻線２
０の零相電流の環流は生じない。
【００６１】しかも、制御部２２のフィードバック制御
により変換部２から１次巻線２０に供給される各相の出
力電流ＩU 〜ＩW が個別に電流制御されるため、前記系
統電圧の不平衡等が生じても各相の出力電流ＩU 〜ＩW
は不平衡にならず、零相電流Ｉ0 ’が過大になることも
ない。
により変換部２から１次巻線２０に供給される各相の出
力電流ＩU 〜ＩW が個別に電流制御されるため、前記系
統電圧の不平衡等が生じても各相の出力電流ＩU 〜ＩW
は不平衡にならず、零相電流Ｉ0 ’が過大になることも
ない。
【００６２】さらに、変換部２の出力電流ＩU 〜ＩW の
電流制御が等価的に系統電流制御になるため、前記零相
電圧の存在による２次側の過大な零相電流ＩN の通流も
防止される。
電流制御が等価的に系統電流制御になるため、前記零相
電圧の存在による２次側の過大な零相電流ＩN の通流も
防止される。
【００６３】そのため、過大な零相電流の通流による連
系トランス１９の１次側及び２次側の巻線の焼損を防止
し、しかも、連系トランス１９の鉄心の断面積を大きく
して磁束密度を小さくしたりすることなく、２次側の出
力電流ＩA 〜ＩC の歪みを低減することができ、連系ト
ランス１９を１台の３相トランスで形成し、小型，軽量
で安価な構成により前記ガイドラインの規制を満足する
分散型電源装置を提供することができる。
系トランス１９の１次側及び２次側の巻線の焼損を防止
し、しかも、連系トランス１９の鉄心の断面積を大きく
して磁束密度を小さくしたりすることなく、２次側の出
力電流ＩA 〜ＩC の歪みを低減することができ、連系ト
ランス１９を１台の３相トランスで形成し、小型，軽量
で安価な構成により前記ガイドラインの規制を満足する
分散型電源装置を提供することができる。
【００６４】そして、定数乗算器２８のＫの設定によっ
て１次側と２次側の励磁電流（第３高調波電流）の負担
割合いが決まり、１次側の負担割合いが１／（１＋ｋ）
〔＝（１／ｋ）／｛１＋（１／ｋ）｝〕になるため、例
えばＫ＝１にすると、必要な励磁電流の半分を１次側の
変換部２が負担する。
て１次側と２次側の励磁電流（第３高調波電流）の負担
割合いが決まり、１次側の負担割合いが１／（１＋ｋ）
〔＝（１／ｋ）／｛１＋（１／ｋ）｝〕になるため、例
えばＫ＝１にすると、必要な励磁電流の半分を１次側の
変換部２が負担する。
【００６５】
【発明の効果】本発明は、以下に説明する効果を奏す
る。連系トランス１９を１次巻線２０及び２次巻線２１
をＹ結線した１台の３相トランスにより形成することが
でき、この場合、２次側の電力系統４に系統電源４ａ〜
４ｃの不平衡（系統不平衡）等に基づく零相電圧が存在
していても、１次巻線２０をΔ結線した場合のように過
大な零相電流が１次巻線２０を環流することがない。
る。連系トランス１９を１次巻線２０及び２次巻線２１
をＹ結線した１台の３相トランスにより形成することが
でき、この場合、２次側の電力系統４に系統電源４ａ〜
４ｃの不平衡（系統不平衡）等に基づく零相電圧が存在
していても、１次巻線２０をΔ結線した場合のように過
大な零相電流が１次巻線２０を環流することがない。
【００６６】しかも、制御部２２のいわゆるフィードバ
ック制御によりＤＣ／ＡＣ変換部２の各相の出力電流を
個別に制御するため、各出力電流が系統不平衡等の影響
を受けることがなく、各出力電流に重畳された第３高調
波電流（励磁電流）が過大になることもない。
ック制御によりＤＣ／ＡＣ変換部２の各相の出力電流を
個別に制御するため、各出力電流が系統不平衡等の影響
を受けることがなく、各出力電流に重畳された第３高調
波電流（励磁電流）が過大になることもない。
【００６７】そして、制御部２２の補正信号に基づくＤ
Ｃ／ＡＣ変換部２の各相の出力電流の補正制御により、
連系トランス１９の励磁電流としての第３高調波電流の
一部を、連系トランス１９の１次側のＤＣ／ＡＣ変換部
２が負担するため、連系トランス１９の２次側の各相の
出力電流に混入した電力系統４からの第３高調波電流が
減少し、装置の出力電流の歪みを、連系トランスの鉄心
断面積を大きくしてその磁束密度を小さくしたりするこ
となく、低減することができる。
Ｃ／ＡＣ変換部２の各相の出力電流の補正制御により、
連系トランス１９の励磁電流としての第３高調波電流の
一部を、連系トランス１９の１次側のＤＣ／ＡＣ変換部
２が負担するため、連系トランス１９の２次側の各相の
出力電流に混入した電力系統４からの第３高調波電流が
減少し、装置の出力電流の歪みを、連系トランスの鉄心
断面積を大きくしてその磁束密度を小さくしたりするこ
となく、低減することができる。
【００６８】したがって、連系トランス１９を小型，軽
量で安価な１台の３相トランスにより形成し、電力系統
４の不平衡等に基づく過大な零相電流による連系トラン
ス１９の巻線の焼損等を防止するとともに、連系トラン
ス１９の２次側の装置の出力電流の歪みを低減して３相
４線式の電力系統４に連系することができ、系統連系ガ
イドラインの規制を満足する小型，軽量で安価な分散型
電源装置を提供することができる。
量で安価な１台の３相トランスにより形成し、電力系統
４の不平衡等に基づく過大な零相電流による連系トラン
ス１９の巻線の焼損等を防止するとともに、連系トラン
ス１９の２次側の装置の出力電流の歪みを低減して３相
４線式の電力系統４に連系することができ、系統連系ガ
イドラインの規制を満足する小型，軽量で安価な分散型
電源装置を提供することができる。
【図１】本発明の実施の１形態のブロック結線図であ
る。
る。
【図２】（ａ）〜（ｇ）は図１の各部の波形図である。
【図３】従来装置の１例のブロック結線図である。
【図４】図３の動作説明図の等価回路図である。
【図５】従来装置の他の例のブロック結線図である。
【図６】従来装置のさらに他の例のブロック結線図であ
る。
る。
１ 直流電源 ２ ＤＣ／ＡＣ変換部 ４ 電力系統 ４ａ〜４ｃ 相線 ４ｎ 中性線 ５ａ〜５ｃ 系統電源 １９ 連系トランス ２０ １次巻線 ２１ ２次巻線 ２２ 制御部
Claims (1)
- 【請求項１】 系統電源に連系運転されて直流電源を３
相の交流電源に変換する静止型の３相のＤＣ／ＡＣ変換
部を備え、 前記ＤＣ／ＡＣ変換部の交流出力側を連系トランスの１
次側，２次側を介して３相４線式の電力系統に接続され
た分散型電源装置において、 前記連系トランスをＹ―Ｙ結線の３相トランスにより形
成し、 前記変換部の３相の出力端子，前記直流電源の中性点
を、前記連系トランスの１次巻線の３端子，中性点に接
続し、 前記連系トランスの２次巻線の３端子，中性点を前記電
力系統の各相線，中性線に接続し、 前記変換部の動作を制御する制御部に、 前記中性線を通流する第３高調波電流の検出信号の１／
Ｋ倍（Ｋ＞０）の信号と，前記１次巻線の中性点と前記
直流電源の中性点との間を通流する電流の検出信号との
差の補正信号を形成する手段と、 前記変換部の各相の出力電流の基準信号に前記補正信号
を加算して前記変換部の各相の出力電流の設定信号を形
成する手段と、 前記変換部の各相の出力電流の検出信号が前記各相の出
力電流の設定信号に一致するように前記変換部のスイッ
チング動作を制御する手段とを備えたことを特徴とする
分散型電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9365788A JPH11187576A (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 分散型電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9365788A JPH11187576A (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 分散型電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11187576A true JPH11187576A (ja) | 1999-07-09 |
Family
ID=18485118
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9365788A Pending JPH11187576A (ja) | 1997-12-22 | 1997-12-22 | 分散型電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11187576A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003518898A (ja) * | 1999-12-21 | 2003-06-10 | インターナショナル パワー システムズ、インコーポレイテッド | ステップ波電力変換装置 |
| WO2008134126A1 (en) * | 2007-04-27 | 2008-11-06 | Liebert Corporation | Transfer switch system with neutral current management |
| CN101610040A (zh) * | 2008-06-17 | 2009-12-23 | 山洋电气株式会社 | 电流控制型电力转换器及其输出电流波形改善方法 |
| WO2010116806A1 (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-14 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP2010233411A (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-14 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP2010239723A (ja) * | 2009-03-31 | 2010-10-21 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| CN102288860A (zh) * | 2011-07-06 | 2011-12-21 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种检测pt中性线断线的方法 |
| WO2014199628A1 (ja) * | 2013-06-14 | 2014-12-18 | 株式会社 東芝 | 電力制御蓄電装置 |
-
1997
- 1997-12-22 JP JP9365788A patent/JPH11187576A/ja active Pending
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003518898A (ja) * | 1999-12-21 | 2003-06-10 | インターナショナル パワー システムズ、インコーポレイテッド | ステップ波電力変換装置 |
| US7932635B2 (en) | 2007-04-27 | 2011-04-26 | Liebert Corporation | Transfer switch system with neutral current management |
| WO2008134126A1 (en) * | 2007-04-27 | 2008-11-06 | Liebert Corporation | Transfer switch system with neutral current management |
| CN101610040A (zh) * | 2008-06-17 | 2009-12-23 | 山洋电气株式会社 | 电流控制型电力转换器及其输出电流波形改善方法 |
| JP2009303461A (ja) * | 2008-06-17 | 2009-12-24 | Sanyo Denki Co Ltd | 電流制御型電力変換器及び電流制御型電力変換器の出力電流波形改善方法 |
| TWI467902B (zh) * | 2008-06-17 | 2015-01-01 | Sanyo Electric Co | Improvement of Output Current Waveform of Current Control Type Power Converter and Current Control Type Power Converter |
| US8792261B2 (en) | 2009-03-30 | 2014-07-29 | Hitachi, Ltd. | Power conversion device |
| JP2010233411A (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-14 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| WO2010116806A1 (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-14 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
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| US9917534B2 (en) | 2009-03-30 | 2018-03-13 | Hitachi, Ltd. | Power conversion device with a plurality of series circuits |
| JP2010239723A (ja) * | 2009-03-31 | 2010-10-21 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| CN102288860A (zh) * | 2011-07-06 | 2011-12-21 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种检测pt中性线断线的方法 |
| WO2014199628A1 (ja) * | 2013-06-14 | 2014-12-18 | 株式会社 東芝 | 電力制御蓄電装置 |
| JP2015002605A (ja) * | 2013-06-14 | 2015-01-05 | 株式会社東芝 | 電力制御蓄電装置 |
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