JPH033467B2 - - Google Patents
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- JPH033467B2 JPH033467B2 JP14655783A JP14655783A JPH033467B2 JP H033467 B2 JPH033467 B2 JP H033467B2 JP 14655783 A JP14655783 A JP 14655783A JP 14655783 A JP14655783 A JP 14655783A JP H033467 B2 JPH033467 B2 JP H033467B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
- H02M5/271—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency from a three phase input voltage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は三角結線サイクロコンバータの負荷電
流制御方法に関する。
流制御方法に関する。
サイクロコンバータはある周波数の交流電力を
別の周波数の交流電力に直接変換する周波数変換
装置で最近誘導電動機や同期電動期の駆動電源と
して広く使われてきている。
別の周波数の交流電力に直接変換する周波数変換
装置で最近誘導電動機や同期電動期の駆動電源と
して広く使われてきている。
三角結線サイクロコンバータは３台の交直電力
変換器（コンバータ）を△結線して３相負荷に可
変電圧可変周波数の交流電力を供給する装置で一
般に使われているサイクロコンバータ（正群及び
負群コンバータを対として出力１相分を構成する
サイクロコンバータ）に比較すると、コンバータ
の台数が半分で済む利点があり、最近注目をあび
るようになつてきた（特願昭56−158692）。
変換器（コンバータ）を△結線して３相負荷に可
変電圧可変周波数の交流電力を供給する装置で一
般に使われているサイクロコンバータ（正群及び
負群コンバータを対として出力１相分を構成する
サイクロコンバータ）に比較すると、コンバータ
の台数が半分で済む利点があり、最近注目をあび
るようになつてきた（特願昭56−158692）。
第１図は従来の三角結線サイクロコンバータ装
置の構成図を示すもので、詳しい説明は特願昭56
−158692に記載されている。
置の構成図を示すもので、詳しい説明は特願昭56
−158692に記載されている。
第１図中BUSは３相交流電源の電線路、Ｃは
進相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３相
出力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電動
機である。サイクロコンバータ本体CCは３台の
交直電力変換器（コンバータ）SS1，SS2，SS3及
び中間タツプ付直流リアクトルL1，L2，L3から
構成されている。電力変換器（コンバータ）
SS1，SS2，SS3の交流入力側は電源トランスTR
によつて絶縁されており、直流側は一方向の循環
電流が流れるように直流リアクトルL1，L2，L3
を介して△接続されている。いわゆる三角形循環
電流式サイクロコンバータを構成している。直流
リアクトルL1，L2，L3の中間タツプが３相交流
電動機Ｍの３相巻線に接続されている。
進相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３相
出力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電動
機である。サイクロコンバータ本体CCは３台の
交直電力変換器（コンバータ）SS1，SS2，SS3及
び中間タツプ付直流リアクトルL1，L2，L3から
構成されている。電力変換器（コンバータ）
SS1，SS2，SS3の交流入力側は電源トランスTR
によつて絶縁されており、直流側は一方向の循環
電流が流れるように直流リアクトルL1，L2，L3
を介して△接続されている。いわゆる三角形循環
電流式サイクロコンバータを構成している。直流
リアクトルL1，L2，L3の中間タツプが３相交流
電動機Ｍの３相巻線に接続されている。
一方、制御回路としては、受電端の３相交流電
流を検出する変流器CTS、３相交流電圧を検出す
る変成器PTS、無効電力演算器VAR、制御補償
回路Ｈ（Ｓ）、無効電力設定器VR、比較器CQ，
C0，C1，C2，C3、加算器A1，A2，A3、演算増幅
器K0，K1，K2，K3、位相制御回路PH1，PH2，
PH3及び負荷電流検出器CTU，CTV，CTWが用い
られる。
流を検出する変流器CTS、３相交流電圧を検出す
る変成器PTS、無効電力演算器VAR、制御補償
回路Ｈ（Ｓ）、無効電力設定器VR、比較器CQ，
C0，C1，C2，C3、加算器A1，A2，A3、演算増幅
器K0，K1，K2，K3、位相制御回路PH1，PH2，
PH3及び負荷電流検出器CTU，CTV，CTWが用い
られる。
このサイクロコンバータは３相交流電動機Ｍに
供給する電流IU，IV，IWを制御する回路と当該サ
イクロコンバータの受電端の無効電力を調整する
ために、三角結線サイクロコンバータの循環電流
I0を制御する回路を含んでいるが、本発明の目的
を明らかにするため後者の制御動作は省略する。
なお後者の制御動作は特願昭56−158692に詳しく
述べられているのでそちらを参照願いたい。
供給する電流IU，IV，IWを制御する回路と当該サ
イクロコンバータの受電端の無効電力を調整する
ために、三角結線サイクロコンバータの循環電流
I0を制御する回路を含んでいるが、本発明の目的
を明らかにするため後者の制御動作は省略する。
なお後者の制御動作は特願昭56−158692に詳しく
述べられているのでそちらを参照願いたい。
以下、従来装置の負荷電流制御動作を説明す
る。
る。
第２図は、第１図に示したサイクロコンバータ
CCと電動機Ｍの等価回路を示すもので、電動機
Ｍは△結線されているものと仮定する。V1，V2，
V3はコンバータSS1，SS2及びSS3の出力電圧で
正及び負の値をとりうる。しかし各コンバータの
出力電流I1，I2，I3は一定方向の電流しか流れな
い。電動機Ｍは△結線されており、その各々の巻
線をMa，Mb，Mcとしている。各々の巻線に流
れる電流Ia，Ib，Icを図示の方向にとり、線電流
IU，IV，IWとの関係式を求めると次のようにな
る。
CCと電動機Ｍの等価回路を示すもので、電動機
Ｍは△結線されているものと仮定する。V1，V2，
V3はコンバータSS1，SS2及びSS3の出力電圧で
正及び負の値をとりうる。しかし各コンバータの
出力電流I1，I2，I3は一定方向の電流しか流れな
い。電動機Ｍは△結線されており、その各々の巻
線をMa，Mb，Mcとしている。各々の巻線に流
れる電流Ia，Ib，Icを図示の方向にとり、線電流
IU，IV，IWとの関係式を求めると次のようにな
る。
Ia＝（IU−IV）／３ …(1)
Ib＝（IV−IW）／３ …(2)
Ic＝（IW−IU）／３ …(3)
なお、IU，IV，IW及びIa，Ib，Icは平衡した３相
正弦波電流として取扱つている。
正弦波電流として取扱つている。
第３図は第２図の各部波形図を示すものであ
る。線電流IU，IV，IWに対して相電流Ia，Ib，Ic
は上記(1)，(2)，(3)式を満足している。コンバータ
SS1，SS2，及びSS3の出力電流I1，I2，I3は負方
向には流れ得ないので、線電流IU，IV，IWの値に
よつて図示のように変化する。これは次の３つの
モードに分けて考えることができる。
る。線電流IU，IV，IWに対して相電流Ia，Ib，Ic
は上記(1)，(2)，(3)式を満足している。コンバータ
SS1，SS2，及びSS3の出力電流I1，I2，I3は負方
向には流れ得ないので、線電流IU，IV，IWの値に
よつて図示のように変化する。これは次の３つの
モードに分けて考えることができる。
モード：IV０，IW０
このときは、SS2の出力電流I2は零となる。故に
I1＝−IV，I3＝IWが流れる。
モード：IW０，IU０
このときはSS3の出力電流I3は零となる。故にI1
＝IU，I2＝−IWが流れる。
＝IU，I2＝−IWが流れる。
モード：IU8０，IV０
このときは、SS1の出力電流I1は零となる。故に
I2＝IV，I3＝−IUが流れる。
第２図の等価回路からもわかるように各コンバ
ータの出力電圧が３相平衡状態にあるときには次
の電圧方程式が成り立つ。ただし電動機Ｍの巻線
Ma，Mb，Mcの抵抗をRa，Rb，Rc、インダクタ
ンスをLa，Lb，Lcとして逆起電力をEa，Eb，Ec
とする。またｐ＝ｄ／dtは微分演算子である。
ータの出力電圧が３相平衡状態にあるときには次
の電圧方程式が成り立つ。ただし電動機Ｍの巻線
Ma，Mb，Mcの抵抗をRa，Rb，Rc、インダクタ
ンスをLa，Lb，Lcとして逆起電力をEa，Eb，Ec
とする。またｐ＝ｄ／dtは微分演算子である。
V1＝（Ra＋La・ｐ）・Ia＋Ea …(4)
V2＝（Rb＋Lb・ｐ）・Ib＋Eb …(5)
V3＝（Rc＋Lc・ｐ）・Ic＋Ec …(6)
従つて、電流Iaを制御するためにはV1を変えて
やることにより、又、電流Ib及びIcを制御するに
はV2及びV3を変えてやることにより、各々行う
ことができる。
やることにより、又、電流Ib及びIcを制御するに
はV2及びV3を変えてやることにより、各々行う
ことができる。
第１図の装置にもどり、上記相電流Ia，Ib，Ic
の制御動作を説明する。
の制御動作を説明する。
電流検出器CTU，CTV，CTWにより線電流IU，
IV，IWを検出し、(1)，(2)，(3)式の演算を行なうこ
とにより相電流検出値Ia，Ib，Icを求める。それ
らを比較器C1，C2，C3に入力し、相電流指令値
I* a，I* b，I* cと比較する。各々の偏差 ε1＝I* a−Ia ε2＝I* b−Ib ε3＝I* c−Ic を増幅器K1，K2，K3で増幅し、位相制御回路
PH1，PH2及びPH3に各々入力する。
IV，IWを検出し、(1)，(2)，(3)式の演算を行なうこ
とにより相電流検出値Ia，Ib，Icを求める。それ
らを比較器C1，C2，C3に入力し、相電流指令値
I* a，I* b，I* cと比較する。各々の偏差 ε1＝I* a−Ia ε2＝I* b−Ib ε3＝I* c−Ic を増幅器K1，K2，K3で増幅し、位相制御回路
PH1，PH2及びPH3に各々入力する。
例えば、Ia＜I* aの場合、ε1・K1が増大してコン
バータSS1の出力電圧V1を増加させ、(4)式で示さ
れる相電流Iaを増加させる。最終的にIa＝I* aにな
るように制御される。逆にIa＞I* aの場合にはε1，
K1が減少し、V1が減つてIaを減少させやはりIa＝
I* aに制御される。
バータSS1の出力電圧V1を増加させ、(4)式で示さ
れる相電流Iaを増加させる。最終的にIa＝I* aにな
るように制御される。逆にIa＞I* aの場合にはε1，
K1が減少し、V1が減つてIaを減少させやはりIa＝
I* aに制御される。
同様にIb＝I* b，Ic＝I* cになるように制御される。
Ia，Ib，Icが第３図に示されるように３相平衡
した正弦波電流として制御されれば、当該電動機
Ｍの入力電流たる線電流IU，IV，IWも第３図の波
形のように３相平衡正弦波電流となる。
した正弦波電流として制御されれば、当該電動機
Ｍの入力電流たる線電流IU，IV，IWも第３図の波
形のように３相平衡正弦波電流となる。
このような従来の三角結線サイクロコンバータ
の負荷電流制御法は次のような問題点があつた。
の負荷電流制御法は次のような問題点があつた。
ａ まず、従来の制御方法では線電流IU，IV，IW
と相電流Ia，Ib，Icの間に(1)〜(3)式で示される
関係が成立することが前提条件となつているが
負荷となる電動機Ｍの巻線Ma，Mb，Mcに循
環電流が流れた場合、上記(1)〜(3)式の関係がく
ずれてしまう。そのため実際に供給すべき負荷
電流IU，IV，IWの制御が正確に行なわれない可
能性がある。
と相電流Ia，Ib，Icの間に(1)〜(3)式で示される
関係が成立することが前提条件となつているが
負荷となる電動機Ｍの巻線Ma，Mb，Mcに循
環電流が流れた場合、上記(1)〜(3)式の関係がく
ずれてしまう。そのため実際に供給すべき負荷
電流IU，IV，IWの制御が正確に行なわれない可
能性がある。
ｂ 実際に供給すべき負荷電流IU，IV，IWを直接
制御していないため本当に正確な制御がなされ
ているか不明である。故に電動機Ｍのトルク制
御や速度制御に際して信頼性に欠ける面があ
る。特に最近普及してきた誘導電動機のベクト
ル制御にこのサイクロコンバータを適用する場
合、上記負荷電流IU，IV，IWの振幅や位相を正
確に制御する必要があるので、当該負荷電流の
値が不明ということは致命的な欠点となる。
制御していないため本当に正確な制御がなされ
ているか不明である。故に電動機Ｍのトルク制
御や速度制御に際して信頼性に欠ける面があ
る。特に最近普及してきた誘導電動機のベクト
ル制御にこのサイクロコンバータを適用する場
合、上記負荷電流IU，IV，IWの振幅や位相を正
確に制御する必要があるので、当該負荷電流の
値が不明ということは致命的な欠点となる。
ｃ 三角結線サイクロコンバータの負荷には３相
３線式で電力を供給するので、３相電流の中で
２相分の電流が決定されれば残りの１相分の電
流は自然に決つてしまう。これを３相分全部を
制御する従来の制御法では、各電流制御系との
間に相互干渉が発生し最悪の場合、発振現象を
伴ない運転不能におちいることもある。
３線式で電力を供給するので、３相電流の中で
２相分の電流が決定されれば残りの１相分の電
流は自然に決つてしまう。これを３相分全部を
制御する従来の制御法では、各電流制御系との
間に相互干渉が発生し最悪の場合、発振現象を
伴ない運転不能におちいることもある。
本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので
三角結線サイクロコンバータの負荷電流を直接的
に制御し、しかも各相電流制御系の相互干渉を発
生しない制御方法を提供することを目的としてい
る。
三角結線サイクロコンバータの負荷電流を直接的
に制御し、しかも各相電流制御系の相互干渉を発
生しない制御方法を提供することを目的としてい
る。
本発明は３相負荷に交流電力を供給する三角結
線サイクロコンバータに係り当該負荷に供給する
３相電流IU，IV，IWのうち２相分の電流IU，IVを
検出しその指令値I* U，I* Vを比較して各偏差εU＝I* U
−IU，εV＝I* V−IVを求め、当該サイクロコンバー
タを構成する第１のコンバータSS1の出力電圧を
（εU−εV）の値に応じて制御し、また第２のコン
バータSS2の出力電圧を（2εV＋εU）の値に応じて
制御しさらに第３のコンバータSS3の出力電圧を
−（2εU＋εV）の値に応じて制御することにより上
記負荷電流IU，IV，IWを直接的に、しかも相互干
渉もなく制御するようにした三角結線サイクロコ
ンバータの負荷電流制御方法である。
線サイクロコンバータに係り当該負荷に供給する
３相電流IU，IV，IWのうち２相分の電流IU，IVを
検出しその指令値I* U，I* Vを比較して各偏差εU＝I* U
−IU，εV＝I* V−IVを求め、当該サイクロコンバー
タを構成する第１のコンバータSS1の出力電圧を
（εU−εV）の値に応じて制御し、また第２のコン
バータSS2の出力電圧を（2εV＋εU）の値に応じて
制御しさらに第３のコンバータSS3の出力電圧を
−（2εU＋εV）の値に応じて制御することにより上
記負荷電流IU，IV，IWを直接的に、しかも相互干
渉もなく制御するようにした三角結線サイクロコ
ンバータの負荷電流制御方法である。
第４図は本発明の三角結線サイクロコンバータ
装置の実施例を示す構成図である。
装置の実施例を示す構成図である。
図中、BUSは３相交流電流の電線路、CAPは
進相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３相
出力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電動
機（負荷）である。
進相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３相
出力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電動
機（負荷）である。
サイクロコンバータ本体CCは３台の交直電力
変換器（コンバータ）SS1，SS2，SS3及び直流リ
アクトルL1，L2，L3で構成されており、当該各
コンバータSS1，SS2，SS3の交流入力側は電源ト
ランスTRによつて絶縁されており直流側は一方
向の循環電流が流れるように直流リアクトルL1，
L2，L3を介して△接続されている。いわゆる三
角形循環電流式サイクロコンバータを構成してい
る。直流リアクトルL1，L2，L3の中間タツプが
３相交流電動機Ｍの３相巻線に接続されている。
変換器（コンバータ）SS1，SS2，SS3及び直流リ
アクトルL1，L2，L3で構成されており、当該各
コンバータSS1，SS2，SS3の交流入力側は電源ト
ランスTRによつて絶縁されており直流側は一方
向の循環電流が流れるように直流リアクトルL1，
L2，L3を介して△接続されている。いわゆる三
角形循環電流式サイクロコンバータを構成してい
る。直流リアクトルL1，L2，L3の中間タツプが
３相交流電動機Ｍの３相巻線に接続されている。
また制御回路として、受電端の３相交流電流を
検出する変流器CTS、３相交流電圧を検出する変
成器PTS、無効電力演算器VAR、無効電力制御
補償回路Ｈ（Ｓ）、無効電力設定器VR、比較器
CQ，CO，CU，CV，加算器A1，A2，A3，A4，A5，
A6、電流制御補償回路GO，GU，GV、演算増幅器
OA1，OA2，OA3、位相制御回路PH1，PH2，
PH3及び出力電流検出器CT1，CT2，CT3を備え
て構成されている。
検出する変流器CTS、３相交流電圧を検出する変
成器PTS、無効電力演算器VAR、無効電力制御
補償回路Ｈ（Ｓ）、無効電力設定器VR、比較器
CQ，CO，CU，CV，加算器A1，A2，A3，A4，A5，
A6、電流制御補償回路GO，GU，GV、演算増幅器
OA1，OA2，OA3、位相制御回路PH1，PH2，
PH3及び出力電流検出器CT1，CT2，CT3を備え
て構成されている。
この実施例の装置は、３相交流電動機Ｍに供給
する電流IU，IV，IWを制御する回路と、サイクロ
コンバータCCの受電端の無効電力を調整するた
めに当該サイクロコンバータの循環電流I0を制御
する回路を含んでいるが本発明の主な目的は前者
にあるのでそれを詳しく説明する。
する電流IU，IV，IWを制御する回路と、サイクロ
コンバータCCの受電端の無効電力を調整するた
めに当該サイクロコンバータの循環電流I0を制御
する回路を含んでいるが本発明の主な目的は前者
にあるのでそれを詳しく説明する。
まず、サイクロコンバータCCの受電端の無効
電力の制御動作を簡単に説明する。
電力の制御動作を簡単に説明する。
サイクロコンバータCCを構成する電力変換器
（コンバータ）SS1，SS2，SS3は各素子（サイリ
スタ）の転流を電源電圧によつて行つている。い
わゆる自然転流である。このため、コンバータの
交流入力電流は電源電圧に対して常に遅れた位相
となり、電源から見たとき遅れ無効電力を消費す
ることはよく知られている。当該遅れ無効電力は
負荷に供給する電流IU，IV，IWの大きさや前記各
コンバータの点弧位相角の値に依存し、その無効
電力変動によつて電源電圧の変動をもたらし電源
系統へ種々の悪影響を与える欠点がある。
（コンバータ）SS1，SS2，SS3は各素子（サイリ
スタ）の転流を電源電圧によつて行つている。い
わゆる自然転流である。このため、コンバータの
交流入力電流は電源電圧に対して常に遅れた位相
となり、電源から見たとき遅れ無効電力を消費す
ることはよく知られている。当該遅れ無効電力は
負荷に供給する電流IU，IV，IWの大きさや前記各
コンバータの点弧位相角の値に依存し、その無効
電力変動によつて電源電圧の変動をもたらし電源
系統へ種々の悪影響を与える欠点がある。
そこで受電端に一定の進み無効電力を消費する
進相コンデンサCAPを設置し、サイクロコンバ
ータCCの遅れ無効電力が当該進相コンデンサ
CAPの進み無効電力と常に等しくなるように当
該サイクロコンバータCCの循環電流I0を制御し
ている。
進相コンデンサCAPを設置し、サイクロコンバ
ータCCの遅れ無効電力が当該進相コンデンサ
CAPの進み無効電力と常に等しくなるように当
該サイクロコンバータCCの循環電流I0を制御し
ている。
サイクロコンバータCCの循環電流I0は電源側
から見た場合、遅れ無効電力として現われるが、
有効電力には関係しない。一方負荷電流IU，IV，
IWは電源側から見た場合、有効電力成分と遅れ無
効電力成分を含んでいる。
から見た場合、遅れ無効電力として現われるが、
有効電力には関係しない。一方負荷電流IU，IV，
IWは電源側から見た場合、有効電力成分と遅れ無
効電力成分を含んでいる。
すなわち、負荷電流IU，IV，IWによる遅れ無効
電力と循環電流I0による遅れ無効電力との和が進
相コンデンサCAPの進み無効電力の値にちよう
ど等しくなるように循環電流I0の値を制御すれば
電源から見た無効電力成分は零となり、負荷電流
に依存する有効電力成分だけとなる。
電力と循環電流I0による遅れ無効電力との和が進
相コンデンサCAPの進み無効電力の値にちよう
ど等しくなるように循環電流I0の値を制御すれば
電源から見た無効電力成分は零となり、負荷電流
に依存する有効電力成分だけとなる。
具体的には、第４図の装置において、まず、受
電端の電圧、電流をPTS及びCTSで検出し、その
値を使つて無効電力演算器VARで受電端の無効
電力Ｑを検出する。また無効電力設定器VRによ
つて無効電力指令値Q*を出力し、比較器CQで当
該偏差εQ＝Q*−Ｑを求める。偏差εQは制御補償
回路Ｈ（Ｓ）を介して循環電流指令値I* 0となる。
次に比較器COによつてサイクロコンバータCCの
循環電流検出値I0と前記指令値I* 0を比較し、偏差
ε0＝I* 0−I0を求める。偏差ε0は次の電流制御補償
回路G0を介して、各コンバータの位相制御回路
PH1，PH2，PH3に入力される。
電端の電圧、電流をPTS及びCTSで検出し、その
値を使つて無効電力演算器VARで受電端の無効
電力Ｑを検出する。また無効電力設定器VRによ
つて無効電力指令値Q*を出力し、比較器CQで当
該偏差εQ＝Q*−Ｑを求める。偏差εQは制御補償
回路Ｈ（Ｓ）を介して循環電流指令値I* 0となる。
次に比較器COによつてサイクロコンバータCCの
循環電流検出値I0と前記指令値I* 0を比較し、偏差
ε0＝I* 0−I0を求める。偏差ε0は次の電流制御補償
回路G0を介して、各コンバータの位相制御回路
PH1，PH2，PH3に入力される。
Q*＞Ｑとなつた場合、偏差εQは正の値となり、
循環電流指令値I* 0を増加させる。故にI* 0＞I0とな
り、偏差ε0＞０の値に応じて各コンバータの出力
電圧V1，V2，V3を矢印の方向に増加させる。故
に、当該出力電圧の和V1＋V2＋V3＞０が直流リ
アクトルL1＋L2＋L3に印加されサイクロコンバ
ータCCの循環電流I0を増加させ、I0＝I* 0となつて
落ち着く。従つて、受電端の遅れ無効電力Ｑが増
加し、その指令値Q*に等しくなるように制御さ
れる。
循環電流指令値I* 0を増加させる。故にI* 0＞I0とな
り、偏差ε0＞０の値に応じて各コンバータの出力
電圧V1，V2，V3を矢印の方向に増加させる。故
に、当該出力電圧の和V1＋V2＋V3＞０が直流リ
アクトルL1＋L2＋L3に印加されサイクロコンバ
ータCCの循環電流I0を増加させ、I0＝I* 0となつて
落ち着く。従つて、受電端の遅れ無効電力Ｑが増
加し、その指令値Q*に等しくなるように制御さ
れる。
逆に、Q*＜Ｑとなつた場合も同様に制御され、
最終的にＱ＝Q*となつて落ち着く。
最終的にＱ＝Q*となつて落ち着く。
通常、上記無効電力指令値Q*は零に設定され
Ｑ＝Q*＝０となつて、受電端の基本波力率は常
に１に制御される。
Ｑ＝Q*＝０となつて、受電端の基本波力率は常
に１に制御される。
以上の無効電力制御についてのより詳しい動作
説明は特願昭56−158692を参照願いたい。
説明は特願昭56−158692を参照願いたい。
次に、本発明の目的となつている負荷電流制御
の動作説明を行う。
の動作説明を行う。
まず、電流検出器CT1，CT2及びCT3によつて
コンバータSS1，SS2，SS3の出力電流I1，I2及び
I3を検出する。このコンバータの出力電流I1，I2，
I3と負荷電流IU，IV，IWとの間には次の関係があ
る。
コンバータSS1，SS2，SS3の出力電流I1，I2及び
I3を検出する。このコンバータの出力電流I1，I2，
I3と負荷電流IU，IV，IWとの間には次の関係があ
る。
IU＝I1−I3 …(7)
IV＝I2−I1 …(8)
IW＝I3−I2 …(9)
この関係はサイクロコンバータCCに循環電流
I0が流れても流れなくとも成り立つもので、上記
(7)〜(9)式を使つてコンバータの出力電流I1，I2，
I3から負荷電流IU，IV，IWを求めることができる。
もちろん負荷電流IU，IV，IWを直接検出してもよ
い。
I0が流れても流れなくとも成り立つもので、上記
(7)〜(9)式を使つてコンバータの出力電流I1，I2，
I3から負荷電流IU，IV，IWを求めることができる。
もちろん負荷電流IU，IV，IWを直接検出してもよ
い。
比較器CU，CVは上記負荷電流検出値IU，IVとそ
の指令値I* U，I* Vを各々比較して各偏差εU，εVを求
めている。
の指令値I* U，I* Vを各々比較して各偏差εU，εVを求
めている。
εU＝I* U−IU …(10)
εV＝I* V−IV …(11)
上記偏差εU，εVは各々の電流制御補償回路GU
及びGVを介した後、演算増幅器OA1，OA2，
OA3と加算器A1，A3，A5により、次式で示され
る制御信号e〓1，e〓2及びe〓3に変換される。
及びGVを介した後、演算増幅器OA1，OA2，
OA3と加算器A1，A3，A5により、次式で示され
る制御信号e〓1，e〓2及びe〓3に変換される。
ea1＝GU・εU−GV・εV …(12)
e〓2＝GV・2εV＋GUεU …(13)
e〓3＝−GU・2εU−GV・εV …(14)
ここで、各電流制御補償回路GU，GVの制御定
数を合わせることにより GU＝GV＝GW＝Ｇ（Ｓ） …(15) と置き換えぅことができ、(12)〜（14）式は次のよ
うになる。
数を合わせることにより GU＝GV＝GW＝Ｇ（Ｓ） …(15) と置き換えぅことができ、(12)〜（14）式は次のよ
うになる。
e〓1＝（εU−εV）・Ｇ（Ｓ） …(16)
e〓2＝（2εV＋εU）・Ｇ（Ｓ） …(17)
e〓3＝−（2εU＋εV）・Ｇ（Ｓ） …(18)
これらの制御信号e〓1，e〓2及びe〓3は次の加算器
A2，A4，A6によつて前述の循環電流制御回路か
らの信号e〓0＝ε0・G0と加え合わせられ、位相制
御回路PH1，PH2及びPH3に入力される。
A2，A4，A6によつて前述の循環電流制御回路か
らの信号e〓0＝ε0・G0と加え合わせられ、位相制
御回路PH1，PH2及びPH3に入力される。
ここでは説明を簡単にするため受電端の無効電
力Ｑはその指令値Q*に一致して循環電流I0が定
常状態（I0＝I* 0）にあるものとして偏差ε0＝I* 0−
I0は零あるいはごく小さいものとして説明する。
従つて、上記信号e〓0≒０として考える。
力Ｑはその指令値Q*に一致して循環電流I0が定
常状態（I0＝I* 0）にあるものとして偏差ε0＝I* 0−
I0は零あるいはごく小さいものとして説明する。
従つて、上記信号e〓0≒０として考える。
まず、I* V＝IVの状態でI* U＞IUとなつた場合を考
える。故に偏差εV＝０となつている。
える。故に偏差εV＝０となつている。
偏差εU＝I* U−IUは正の値となり制御補償回路GU
を介して、e〓1＝εU・Ｇ（Ｓ）が位相制御回路PH1
に入力される。また位相制御回路PH2にはe〓2＝
εU・Ｇ（Ｓ）＝e〓1が入力され、位相制御回路PH3
にはe〓3＝−2εU・Ｇ（Ｓ）＝−2e〓1が入力される。
を介して、e〓1＝εU・Ｇ（Ｓ）が位相制御回路PH1
に入力される。また位相制御回路PH2にはe〓2＝
εU・Ｇ（Ｓ）＝e〓1が入力され、位相制御回路PH3
にはe〓3＝−2εU・Ｇ（Ｓ）＝−2e〓1が入力される。
サイクロコンバータCCを構成する各コンバー
タSS1，SS2及びSS3の出力電圧V1，V2及びV3は
上記位相制御入力V〓1＝e〓1，V〓2＝e〓2及びV〓3＝
e〓3に比例した値となる。
タSS1，SS2及びSS3の出力電圧V1，V2及びV3は
上記位相制御入力V〓1＝e〓1，V〓2＝e〓2及びV〓3＝
e〓3に比例した値となる。
ここで、第４図の装置の主回路の等価回路は第
２図と同様に表わされるのでそれを用いて説明を
行う。
２図と同様に表わされるのでそれを用いて説明を
行う。
SS1の出力電圧圧V1及びSS2の出力電圧V2は上
記偏差εU＝I* U−IUに比例して増加し逆にSS3の出
力電圧V3は当該偏差εUの２倍に比例して減少す
る。故に、第２図の等価回路から電流Ia及びIbは
上記偏差εUに比例して増加し電流Icは−2εUに比
例して減少する。
記偏差εU＝I* U−IUに比例して増加し逆にSS3の出
力電圧V3は当該偏差εUの２倍に比例して減少す
る。故に、第２図の等価回路から電流Ia及びIbは
上記偏差εUに比例して増加し電流Icは−2εUに比
例して減少する。
ここで、第２図の等価回路において負可電流
（線電流）IU，IV，IWと上記相電流Ia，Ib，Icとの
間には、次の関係式が成り立つている。
（線電流）IU，IV，IWと上記相電流Ia，Ib，Icとの
間には、次の関係式が成り立つている。
IU＝Ia−Ic …(19)
IV＝Ib−Ia …(20)
IW＝Ic−Ib …(21)
この関係式は、△結線された負荷に循環電流が
流れているか否かにかかわらず成立する。
流れているか否かにかかわらず成立する。
従つてIUは３・εUに比例して増加しIVは増源な
く、IWは−３・εUに比例して減少する。すなわち
I* U＞IUとなつた場合、当該偏差εU＝I* U−IUに比例
した分だけ実電流IUが増加し、I* U＝IUとなるよう
に制御される。３相３線式で負荷に電力を供給す
るため、IUが増加した分だけIWが減少（負方向に
増加）し、常に IU＋IV＋IW＝０ …(22) は満足されている。
く、IWは−３・εUに比例して減少する。すなわち
I* U＞IUとなつた場合、当該偏差εU＝I* U−IUに比例
した分だけ実電流IUが増加し、I* U＝IUとなるよう
に制御される。３相３線式で負荷に電力を供給す
るため、IUが増加した分だけIWが減少（負方向に
増加）し、常に IU＋IV＋IW＝０ …(22) は満足されている。
また、I* V＝IV状態で、I* U＜IUとなつた場合εU＝
I* U−IUは負の値となり、当該偏差εUに比例してIU
が減少しやはりI* U＝IUとなるように制御される。
I* U−IUは負の値となり、当該偏差εUに比例してIU
が減少しやはりI* U＝IUとなるように制御される。
次に、I* U＝IUの状態でI* V＞IVとなつた場合を考
える。故に偏差εU＝０となつている。
える。故に偏差εU＝０となつている。
Ｖ相電流制御の偏差εV＝I* V−IVは正の値とな
り、制御補償回路GVを介してe〓1＝−εV・Ｇ（Ｓ）
が位相制御回路PH1に入力される。また位相制御
回路PH2にはe〓2＝2εV・Ｇ（Ｓ）が入力され、
PH3にはe〓3＝−εV・Ｇ（Ｓ）＝e〓1が入力される。
り、制御補償回路GVを介してe〓1＝−εV・Ｇ（Ｓ）
が位相制御回路PH1に入力される。また位相制御
回路PH2にはe〓2＝2εV・Ｇ（Ｓ）が入力され、
PH3にはe〓3＝−εV・Ｇ（Ｓ）＝e〓1が入力される。
従つて、第２図の等価回路から電流Ia及びIcは
−εVに比例して減少し、逆に電流Ibは２・εVに比
例して増加する。
−εVに比例して減少し、逆に電流Ibは２・εVに比
例して増加する。
故に（19）〜（20）式かららIUは増減せずIVは
３・εVに比例して増加し、IWは−３・εVに比例し
て減少する。すなわちI* V＞IVとなつた場合、当該
偏差εV＝I* V−IVに比例した分だけ実電流IUが増加
しI* V＝IVとなるように制御される。当然のことな
がら、IVが増加した分だけIWが減少（矢印と反対
方向に増加）し、（22）式は満足される。
３・εVに比例して増加し、IWは−３・εVに比例し
て減少する。すなわちI* V＞IVとなつた場合、当該
偏差εV＝I* V−IVに比例した分だけ実電流IUが増加
しI* V＝IVとなるように制御される。当然のことな
がら、IVが増加した分だけIWが減少（矢印と反対
方向に増加）し、（22）式は満足される。
また、I* U＝IUの状態で、I* V＜IVとなつた場合、
εは負の値となり、当該偏差εVに比例してIVが減
少しやはりI* V＝IVとなるように制御される。
εは負の値となり、当該偏差εVに比例してIVが減
少しやはりI* V＝IVとなるように制御される。
以上はIUの制御とIVの制御を別々に説明した
が、両者が同時にI* V≠IU，I* V≠IVとなつた場合で
も同様に制御され、最終的に、I* U＝IU，I* V＝IVと
なつて落ちつく。このときＷ相電流IWは（22）式
を満足するように流れ、IW＝−IU−IV＝−I* U−I* V
となつて落ちつく。
が、両者が同時にI* V≠IU，I* V≠IVとなつた場合で
も同様に制御され、最終的に、I* U＝IU，I* V＝IVと
なつて落ちつく。このときＷ相電流IWは（22）式
を満足するように流れ、IW＝−IU−IV＝−I* U−I* V
となつて落ちつく。
本発明の負荷電流制御方法が従来の負荷電流制
御方法と大きく異なるところは（19）〜（20）式
を使つた制御方法であるという点である。すなわ
ち、(1)〜(3)式は等価回路で表わされる△結線負荷
に循環電流が流れている場合成立しないのに対
し、（19）〜（20）式は上記負荷の循環電流の有
無に関係なく成り立つので、常に正確な負荷電流
の制御が可能となる。
御方法と大きく異なるところは（19）〜（20）式
を使つた制御方法であるという点である。すなわ
ち、(1)〜(3)式は等価回路で表わされる△結線負荷
に循環電流が流れている場合成立しないのに対
し、（19）〜（20）式は上記負荷の循環電流の有
無に関係なく成り立つので、常に正確な負荷電流
の制御が可能となる。
以上、本発明の実施例では循環電流式サイクロ
コンバータについて説明したが、非循環電流式サ
イクロコンバータでも同様に適用できることは言
うまでもない。
コンバータについて説明したが、非循環電流式サ
イクロコンバータでも同様に適用できることは言
うまでもない。
また、サイクロコンバータCCを構成するコン
バータSS1，SS2及びSS3は３パルス，６パルス，
12パルス…等、制御パルス数にかかわりなく適用
できることも言うまでもない。
バータSS1，SS2及びSS3は３パルス，６パルス，
12パルス…等、制御パルス数にかかわりなく適用
できることも言うまでもない。
以上述べたように、本発明の三角結線サイクロ
コンバータの負荷電流制御方法によれば、負荷電
流を直接的に制御することができ正確な電流制御
を行うことが可能となる。また３相３線式の負荷
に対し常に２相分の電流を制御して電力供給を行
つているので、他の１相分の電流は自然に（22）
式を満足するように制御され、相互干渉のない電
流制御系を得ることができる。
コンバータの負荷電流制御方法によれば、負荷電
流を直接的に制御することができ正確な電流制御
を行うことが可能となる。また３相３線式の負荷
に対し常に２相分の電流を制御して電力供給を行
つているので、他の１相分の電流は自然に（22）
式を満足するように制御され、相互干渉のない電
流制御系を得ることができる。
第１図は従来の三角結線サイクロコンバータ装
置の構成図、第２図は第１図の装置の主回路部の
等価回路図、第３図は第２図の各部波形図、第４
図は本発明の三角結線サイクロコンバータ装置の
実施例を示す構成図である。 BUS…３相交流電源の電線路、CAP…進相コ
ンデンサ、TR…電源トランス、CC…３相出力サ
イクロコンバータ本体、Ｍ…３相交流電動機（負
荷）、SS1，SS2，SS3…交直電力変換器（コンバ
ータ）、L1，L2，L3…直流リアクトル、CTS，
CT1，CT2，CT3…変流器、PTS…変成器、VAR
…無効電力演算器、Ｈ（Ｓ）…無効電力制御補償
回路，GO，GU，GV…電流制御補償回路、OA1，
OA2，OA3…演算増幅器、CQ，CO，CU，CV，…
比較器、A1，A2，A3，A4，A5，A6…加算器、
PH1，PH2，PH3…位相制御回路、VR…無効電
力設定器。
置の構成図、第２図は第１図の装置の主回路部の
等価回路図、第３図は第２図の各部波形図、第４
図は本発明の三角結線サイクロコンバータ装置の
実施例を示す構成図である。 BUS…３相交流電源の電線路、CAP…進相コ
ンデンサ、TR…電源トランス、CC…３相出力サ
イクロコンバータ本体、Ｍ…３相交流電動機（負
荷）、SS1，SS2，SS3…交直電力変換器（コンバ
ータ）、L1，L2，L3…直流リアクトル、CTS，
CT1，CT2，CT3…変流器、PTS…変成器、VAR
…無効電力演算器、Ｈ（Ｓ）…無効電力制御補償
回路，GO，GU，GV…電流制御補償回路、OA1，
OA2，OA3…演算増幅器、CQ，CO，CU，CV，…
比較器、A1，A2，A3，A4，A5，A6…加算器、
PH1，PH2，PH3…位相制御回路、VR…無効電
力設定器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源と３相負荷との間に介在し第１，第
２及び第３の交直電力変換器（コンバータ）によ
つて三角結線された循環電流式サイクロコンバー
タにおいて前記第１，第２及び第３のコンバータ
の出力電流I1，I2，I3に対して３相負荷電流IU，
IV，IWが IU＝I1−I3 IV＝I2−I1 IW＝I3−I2 の関係を有するように負荷を接続し当該負荷電流
IU，IVの検出値とその指令値I* U，I* Vを各々比較し
各偏差 εU＝I* U−IU εV＝I* V−IV を求め、前記第１のコンバータの出力電圧を（εU
−εV）に応じて制御し、また前記第２のコンバー
タの出力電圧を（2εV＋εU）に応じて制御し、さ
らに、前記第３のコンバータの出力電圧を−（2εU
＋εV）に応じて制御することを特徴とする三角結
線サイクロコンバータの負荷電流制御方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14655783A JPS6039370A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 三角結線サイクロコンバ−タの負荷電流制御方法 |
| US06/636,022 US4674026A (en) | 1983-08-12 | 1984-07-30 | Delta-connected circulating current cycloconverter apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14655783A JPS6039370A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 三角結線サイクロコンバ−タの負荷電流制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6039370A JPS6039370A (ja) | 1985-03-01 |
| JPH033467B2 true JPH033467B2 (ja) | 1991-01-18 |
Family
ID=15410359
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14655783A Granted JPS6039370A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 三角結線サイクロコンバ−タの負荷電流制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6039370A (ja) |
-
1983
- 1983-08-12 JP JP14655783A patent/JPS6039370A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6039370A (ja) | 1985-03-01 |
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