JPH033466B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は三角結線サイクロコンバータの負荷電
流制御方法に関する。

〔発明の技術的背景〕

サイクロコンバータはある周波数の交流電力を
別の周波数の交流電力に直接変換する周波数変換
装置で最近、誘導電動機や同期電動期の駆動電源
として広く使われてきている。

三角結線サイクロコンバータは３台の交直電力
変換器（コンバータ）を△結線して３相負荷に可
変電圧可変周波数の交流電力を供給する装置で一
般に使われているサイクロコンバータ（正群及び
負群コンバータを対として出力１相分を構成する
サイクロコンバータ）に比較すると、コンバータ
の台数が半分で済む利点があり、最近注目をあび
るようになつてきた（特願昭56−158692）。

第１図は従来の三角結線サイクロコンバータ装
置の構成図を示すもので詳しい説明は、特願昭56
−158692に記載されている。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、Ｃは進
相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３相出
力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電動機
である。サイクロコンバータ本体CCは３台の交
直電力変換器（コンバータ）SS₁，SS₂，SS₃及び
中間タツプ付直流リアクトルL₁，L₂，L₃から構
成されている。電力変換器（コンバータ）SS₁，
SS₂，SS₃の交流入力側は電源トランスTRによつ
て絶縁されており、直流側は一方向の循環電流が
流れるように直流リアクトルL₁，L₂，L₃を介し
て△接続されている。いわゆる三角形循環電流式
サイクロコンバータを構成している。直流リアク
トルL₁，L₂，L₃の中間タツプが３相交流電動機
Ｍの３相巻線に接続されている。

一方、制御回路としては受電端の３相交流電流
を検出する変流器CT_S、３相交流電圧を検出する
変成器PT_S、無効電力演算器VAR、制御補償回
路Ｈ（Ｓ）、無効電力設定器VR、比較器C_Q，C₀，
C₁，C₂，C₃、加算器A₁，A₂，A₃、演算増幅器
K₀，K₁，K₂，K₃、位相制御回路PH₁，PH₂，
PH₃及び負荷電流検出器CT_U，CT_V，CT_Wが用い
られる。

このサイクロコンバータは３相交流電動機Ｍに
供給する電流I_U，I_V，I_Wを制御する回路と当該サ
イクロコンバータの受電端の無効電力を調整する
ために三角結線サイクロコンバータの循環電流I₀
を制御する回路を含んでいるが、本発明の目的を
明らかにするため後者の制御動作は省略する。な
お、後者の制御動作は特願昭56−158692に詳しく
述べられているのでそちらを参照願いたい。

以下、従来装置の負荷電流制御動作を説明す
る。

第２図は第１図に示したサイクロコンバータ
CCと電動機Ｍの等価回路を示すもので、電動機
Ｍは△結線されているものと仮定する。V₁，V₂，
V₃はコンバータSS₁，SS₂及びSS₃の出力電圧で
正及び負の値をとりうる。しかし各コンバータの
出力電流I₁，I₂，I₃は一定方向の電流しか流れな
い。電動機Ｍは△結線されており、その各々の巻
線をMa，Mb，Mcとしている。各々の巻線に流
れる電流Ia，Ib，Icを図示の方向にとり、線電流
I_U，I_V，I_Wとの関係式を求めると次のようにな
る。

Ia＝（I_U−I_V）／３ …(1) Ib＝（I_V−I_W）／３ …(2) Ic＝（I_W−I_U）／３ …(3) なお、I_U，I_V，I_W及びIa，Ib，Icは平衡した３
相正弦波電流として取扱つている。

第３図は第２図の各部波形図を示すものであ
る。線電流I_U，I_V，I_Wに対して相電流Ia，Ib，Ic
は上記(1)，(2)，(3)の式を満足している。コンバー
タSS₁，SS₂及びSS₃の出力電流I₁，I₂，I₃は負方
向には流れ得ないので線電流I_U，I_V，I_Wの値によ
つて図示のように変化する。これは次の３つのモ
ードに分けて考えることができる。

モード：I_V０，I_W０ このときは、SS₂の出力電流I₂は零となる。故に I₁＝−I_V，I₃＝I_Wが流れる。

モード：I_W０，I_U０ このときは、SS₃の出力電流I₃は零となる。故に
I₁＝I_U，I₂＝−I_Wが流れる。

モード＝：I_U8０，I_V０ このときは、SS₁の出力電流I₁は零となる。故に I₂＝I_V，I₃＝−I_Uが流れる。

第２図の等価回路からもわかるように、各コン
バータの出力電圧が３相平衡状態にあるときには
次の電圧方程式が成り立つ。ただし、電動機Ｍの
巻線Ma，Mb，Mcの抵抗をRa，Rb，Rcインダ
クタンスをLa，Lb，Lcとして逆起電力をEa，
Eb，Ecとする。またｐ＝ｄ／dtは微分演算子で
ある。

V₁＝（Ra＋La・ｐ）・Ia＋Ea …(4) V₂＝（Rb＋Lb・ｐ）・Ib＋Eb …(5) V₃＝（Rc＋Lc・ｐ）・Ic＋Ec …(6) 従つて、電流Iaを制御するにはV₁を変えてや
ることにより、又、電流Ib及びIcを制御するには
V₂及びV₃を変えてやることにより各々行うこと
ができる。

第１図の装置にもどり、上記相電流Ia，Ib，Ic
の制御動作を説明する。

電流検出器CT_U，CT_V，CT_Wにより、線電流
I_U，I_V，I_Wを検出し、(1)，(2)，(3)式の演算を行な
うことにより相電流検出値Ia，Ib，Icを求める。
それらを比較器C₁，C₂，C₃に入力し、相電流指
令値I^* _a，I^* _b，I^* _cと比較する。各々の偏差 ε₁＝I^* _a−Ia ε₂＝I^* _b−Ib ε₃＝I^* _c−Ic を増幅器K₁，K₂，L₃で増幅し、位相制御回路
PH₁，PH₂及びPH₃に各々入力する。

例えば、Ia＜I^* _aの場合、ε₁・K₁が増大してコン
バータSS₁の出力電圧V₁を増加させ、(4)式で示さ
れる相電流Iaを増加させる。最終的にIa＝I^* _aにな
るように制御される。逆に、Ia＞I^* _aの場合には
ε₁・K₁が減少しV₁が減つてIaを減少させやはり
Ia＝I^* _aに制御される。

同様にIb＝I^* _b，Ic＝I^* _cになるように制御され
る。

Ia，Ib，Icが第３図に示されるように３相平衡
した正弦波電流として制御されれば、当該電動機
Ｍの入力電流たる線電流I_U，I_V，I_Wも第３図の波
形のように３相平衡正弦波電流となる。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の三角結線サイクロコンバータ
の負荷電流制御方法は次のような問題点があつ
た。

(a) まず、従来の制御方法では線電流I_U，I_V，I_W
と相電流Ia，Ib，Icの間に(1)〜(3)式で示される
関係が成立することが前提条件となつている
が、負荷となる電動機Ｍの巻線Ma，Mb，Mc
に循環電流が流れた場合、上記(1)〜(3)式の関係
がくずれてしまう。そのため実際に供給すべき
負荷電流I_U，I_V，I_Wの制御が正確に行なわれな
い可能性がある。

(b) 実際に供給すべき負荷電流I_U，I_V，I_Wを直接
制御していないため本当に正確な制御がなされ
ているか不明である。故に電動機Ｍのトルク制
御や速度制御に際して信頼性に欠ける面があ
る。特に、最近普及してきた誘導電動機のベク
トル制御にこのサイクロコンバータを適用する
場合、上記負荷電流I_U，I_V，I_Wの振幅や位相を
正確に制御する必要があるので、当該負荷電流
の値が不明ということは致命的な欠点となる。

〔発明の目的〕

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので
三角結線サイクロコンバータの負荷電流を直接的
に制御する方法を提供することを目的としてい
る。

〔発明の概要〕

本発明は３相負荷に交流電力を供給する三角結
線サイクロコンバータに係り、当該負荷電流I_U，
I_V，I_Wの検出値と、その指令値I^* _U，I^* _V，I^* _Wを比較
し、各偏差ε_U＝I^* _U−I_U，ε_V＝I^* _V−I_V及びε_W＝I^* _W−
I_Wを求め、当該サイクロコンバータを構成する第
１のコンバータSS₁の出力電圧を（ε_U−ε_V）の値
に応じて制御し、また第２のコンバータSS₂の出
力電圧を（ε_V−ε_W）の値に応じて制御し、さらに
第３のコンバータSS₃の出力電圧を（ε_W−ε_U）の
値に応じて制御することにより、上記負荷電流
I_U，I_V，I_Wを直接的に制御するようにした三角結
線サイクロコンバータの負荷電流制御方法であ
る。

〔発明の実施例〕

第４図は本発明の三角結線サイクロコンバータ
装置の実施例を示す構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、CAPは
進相コンデンサ、TRは電源トランス、CCは３相
出力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電動
機である。サイクロコンバータ本体CCを構成す
る３台の交直電力変換器（コンバータ）SS₁，
SS₂，SS₃の交流入力側は電源トランスTRによつ
て絶縁されており、直流側は一方向の循環電流が
流れるように直流リアクトルL₁，L₂，L₃を介し
て△接続されている。いわゆる三角形循環電流式
サイクロコンバータを構成している。直流リアク
トルL₁，L₂，L₃の中間タツプが３相交流電動機
Ｍの３相巻線に接続されている。

また、制御回路として、受電端の３相交流電流
を検出する変流器CT_S、３相交流電圧を検出する
変成器PT_S、無効電力演算器VAR、制御補償回
路Ｈ（Ｓ）、無効電力設定器VR、比較器C_Q，C_O，
C_U，C_V，C_W，加算器A₁，A₂，A₃，A₄，A₅，
A₆、電流制御補償回路G_O，G_U，G_V，G_W、位相
制御回路PH₁，PH₂，PH₃及び出力電流検出器
CT₁，CT₂，CT₃が用意されている。

この実施例の装置は、３相交流電動機Ｍに供給
する電流I_U，I_V，I_Wを制御する回路と、サイクロ
コンバータCCの受電端の無効電力を調整するた
めに当該サイクロコンバータの循環電流I₀を制御
する回路を含んでいるが本発明の主な目的は前者
にあるのでそれを詳しく説明する。

まず、サイクロコンバータCCの受電端の無効
電力の制御動作を簡単に説明する。

サイクロコンバータCCを構成する電力変換器
（コンバータ）SS₁，SS₂，SS₃は各素子（サイリ
スタ）の転流を電源電圧によつて行つている。い
わゆる自然転流である。このためコンバータの交
流入力電流は電源電圧に対して常に遅れた位相と
なり、電源から見たとき遅れ無効電力を消費する
ことはよく知られている。当該遅れ無効電力は負
荷に供給する電流I_U，I_V，I_Wの大きさや前記各コ
ンバータの点弧位相角の値に依存し、その無効電
力変動によつて電源電圧の変動をもたらし、電源
系統へ種々の悪影響を与える欠点がある。

そこで、受電端に一定の進み無効電力を消費す
る進相コンデンサCAPを設置し、サイクロコン
バータCCの遅れ無効電力が当該進相コンデンサ
CAPの進み無効電力と常に等しくなるように当
該サイクロコンバータCCの循環電流I₀を制御し
ている。

サイクロコンバータCCの循環電流I₀は電源側
から見た場合、遅れ無効電力として現われるが、
有効電力には関係しない。一方、負荷電流I_U，
I_V，I_Wは電源側から見た場合、有効電力成分と遅
れ無効電力成分を含んでいる。

すなわち、負荷電流I_U，I_V，I_Wによる遅れ無効
電力と循環電流I₀による遅れ無効電力との和が進
相コンデンサCAPの進み無効電力の値にちよう
ど等しくなるように循環電流I₀の値を制御すれば
電源から見た無効電力成分は零となり、負荷電流
に依存する有効電力成分だけとなる。

具体的には、第４図の装置において、まず、受
電端の電圧、電流をPT_S及びCT_Sで検出し、その
値を使つて無効電力演算器VARで、受電端の無
効電力Ｑを検出する。また、無効電力設定器VR
によつて無効電力指令値Q^*を出力し、比較器C_Q
で当該偏差ε_Q＝Q^*−Ｑを求める。偏差ε_Qは制御
補償回路Ｈ（Ｓ）を介して循環電流指令値I^* ₀とな
る。次に比較器C_Oによつてサイクロコンバータ
CCの循環電流検出値I₀と前記指令値I^* ₀を比較し、
偏差ε₀＝I^* ₀−I₀を求める。偏差ε₀は次の電流制御
補償回路G₀を介して、各コンバータの位相制御
回路PH₁，PH₂，PH₃に入力される。

Q^*＞Ｑとなつた場合、偏差ε_Qは正の値となり、
循環電流指令値I^* ₀を増加させる。故にI^* ₀＞I₀とな
り、偏差ε₀＞０の値に応じて各コンバータの出力
電圧V₁，V₂，V₃を矢印の方向に増加させる。故
に、当該出力電圧の和V₁＋V₂＋V₃＞０が直流リ
アクトルL₁＋L₂＋L₃に印加されサイクロコンバ
ータCCの循環電流I₀を増加させI₀＝I^* ₀となつて落
ち着く。従つて、受電端の遅れ無効電力Ｑが増加
し、その指令値Q^*に等しくなるように制御され
る。

逆に、Q^*＜Ｑとなつた場合も同様に制御され、
最終的にＱ＝Q^*となつて落ち着く。

通常、上記無効電力指令値Q^*は零に設定され、
Ｑ＝Q^*＝０となつて受電端の基本波力率は常に
１に制御される。

以上の無効電力制御についてのより詳しい動作
説明は特願昭56−158692を参照願いたい。

次に本発明の目的となつている負荷電流制御の
動作説明を行う。

まず、電流検出器CT₁，CT₂及びCT₃によつて
コンバータSS₁，SS₂，SS₃の出力電流I₁，I₂及び
I₃を検出する。このコンバータの出力電流I₁，I₂，
I₃と負荷電流I_U，I_V，I_Wとの間には次の関係があ
る。

I_U＝I₁−I₃ …(7) I_V＝I₂−I₁ …(8) I_W＝I₃−I₂ …(9) この関係はサイクロコンバータCCに循環電流
I₀が流れても流れなくとも成り立つもので、上記
(7)〜(9)式を使つてコンバータの出力電流I₁，I₂，
I₃から負荷電流I_U，I_V，I_Wを求めることができる。
もちろん負荷電流I_U，I_V，I_Wを直接検出してもよ
い。

比較器C_U，C_V，C_Wは、上記負荷電流検出値I_U，
I_V，I_Wとその指令値I^* _U，I^* _V，I^* _Wを各々比較して各
偏差ε_U，ε_V，ε_Wを求めている。

ε_U＝I^* _U−I_U …(10) ε_V＝I^* _V−I_V …(11) ε_W＝I^* _W−I_W …(12) 上記偏差ε_U，ε_V及びε_Wは各々の電流制御補償回
路G_U，G_V及びG_Wを介して、加算器A₁，A₃，A₅
により次式で示される制御信号e〓₁，e〓₂及びe〓₃に
変換される。

e〓₁＝G_U・ε_U−G_V・ε_V …(13) e〓₂＝G_V・ε_V−G_W・ε_W …(14) e〓₃＝G_W・ε_W−G_U・ε_U …(15) ここで各電流制御補償回路G_U，G_V，G_Wの制御
定数を合わせることにより G_U＝G_V＝G_W＝G_(S) …(16) と置き換えることができ、（13）〜（15）式は次
のようになる。

e〓₁＝（ε_U−ε_V）・G_(S) …(17) e〓₂＝（ε_V−ε_W）・G_(S) …(18) e〓₃＝（ε_W−ε_U）・G_(S) …(19) これらの制御信号e〓₁，e〓₂及びe〓₃は次の加算器
A₂，A₄，A₆によつて前述の循環電流制御回路か
らの信号e〓₀＝ε₀・G₀と加え合わせられ、位相制
御回路PH₁，PH₂及びPH₃に入力される。

ここでは説明を簡単にするため、受電端の無効
電力Ｑはその指令値Q^*に一致しており循環電流
I₀が定常状態（I₀＝I^* ₀）にあるものとして偏差ε₀
＝I^* ₀−I₀は零あるいはごく小さいものとして説明
する。従つて、上記信号e〓₀≒０として考える。

３相３線式の負荷では、必ずI_U＋I_V＋I_W＝０を
満足している。従つて、当該負荷電流の指令値も
I^* _U＋I^* _V＋I^* _W＝０を満足するように与える。この結
果、各相の電流偏差ε_U，ε_V，ε_Wの和はε_U＋ε_V＋ε_W
＝０となる。

具体的な数値でしてとらえらると例えば、ε_U＝
２，ε_V＝１のときε_W＝−３となる。故にコンバー
タSS₁の出力電圧V₁は（ε_U−ε_V）＝１に比例した
分だけ増加し、SS₂の出力電圧V₂は（ε_V−ε_W）＝
４の値に比例して増加し、また、SS₃の出力電圧
V₃は（ε_W−ε_U）＝−５の値に比例して減少する。

第４図の装置の主回路の等価回路は第２図と同
様に表わすことができる。

従つて、V₁の増加分“１”に比例して電流Ia
が増加し、V₂の増加分“４”に比例して電流Ib
も増加しさらにV₃の減少分“−５”に比例して
電流Icが減少する。ここで負荷電流（線電流）
I_U，I_V，I_Wと上記相電流Ia，Ib，Icとの間には次
の関係式が成り立つ。

I_U＝Ia−Ic …(20) I_V＝Ib−Ia …(21) I_W＝Ic−Ib …(22) この関係式は△結線された負荷に循環電流が流
れているか否かにかかわらず成り立つ。従つてI_U
は“６”だけ増加し、I_Vは“３”だけ増加し、I_W
は“−９”だけ減少する。これらの増減分△I_U，
△I_V，△I_Wは各々 △I_U＝“６”∝ε_U＝“２” △I_V＝“３”∝ε_V＝“１” △I_W＝“−９”∝ε_W＝“−３” となつて各々の偏差分に比例しているのがわか
る。

本発明の負荷電流制御方法が従来の負荷電流制
御方法と大きく異なるところは（20）〜（22）式
を使つた制御方法であるという点である。すなわ
ち(1)〜(3)式は等価回路で表わされる△結線負荷に
循環電流が流れている場合、成立しないのに対
し、（20）〜（22）式の関係は、上記循環電流の
有無に関係なく成り立つので常に正確な負荷電流
の制御が可能となる。

以上本発明の実施例では循環電流式サイクロコ
ンバータについて説明したが非循環電流式サイク
ロコンバータでも同様に適用できることは言うま
でもない。

また電力変換器（コンバータ）は３パルス，６
パルス，12パルス，…等制御パルス数にかかわり
なく適用できることも言うまでもない。

第５図は本発明装置の別の実施例を示す制御回
路構成図である。

電動機負荷では当該電動機の回転に伴なう逆起
電力が発生し、負荷電流制御系に外乱として作用
する。このため、電流指令値I^* _U，I^* _V，I^* _Wに対し実
際の電流値I_U，I_V，I_Wがうまく追従せず、期待通
りの特性が得られないという問題があつた。第５
図の制御回路は上記逆起電力による外乱を打ち消
すように補償したものである。

図中、PSは電動機（同期電動機の場合を考え
る）の回転子位置検出器、PTGは３相単位正弦
波発生器、ML_U，ML_V，ML_W，ML_Nは乗算回路
G_Nは速度制御補償回路、C_Nは比較器、A₇，A₈，
A₉は加算器で他の記号は第４図の回路の記号の
説明と同じである。

比較器C_Nによつて速度指令値N^*と実速度を比
較し偏差ε_N＝N^*−Ｎを求める。当該偏差ε_Nは速
度制御補償回路G_Nを介して電動機の電機子電流
（負荷電流）の波高値Imを与える。

一方、電動機の回転子位置検出器PSは当該電
動機の逆起電力に同期した３ケの矩形波信号を出
力するもので、３相単位正弦波発生器PTGを介
して３相単位正弦波sinθ_U，sinθ_V，sinθ_Wに変換さ
れる。

乗算器ML_U，ML_V，ML_Wによつて、次の演算
が行なわれ負荷電流の指令値I^* _U，I^* _V，I^* _Wが求ま
る。

I^* _U＝Im・sinθ_U …(23) I^* _V＝Im・sinθ_V …(24) I^* _W＝Im・sinθ_W …(25) 負荷電流の制御は前に述べた通りである。

また、乗算器ML_Nは３ケ分をいつしよに表わ
したもので、電動機の回転速度Ｎと前記単位正弦
波sinθ_U，sinθ_V，sinθ_Wを乗じて次の値を得てい
る。ただしｋは比例定数である。

e_NU＝kN・sinθ_U …(26) e_NV＝kN・sinθ_V …(27) e_NW＝kN・sinθ_W …(28) 上記値e_NU，e_NV，e_NWは前述の電動機の逆起電
力による外乱を打ち消すために加えれる補償量で
ある。

すなわちＵ，Ｖ，Ｗ相の電流制御偏差ε_U，ε_V及
びε_Wを制御補償回路G_U，G_V及びG_Wを介した後に
加算器A₇，A₈，A₉を設け上記補償量を加えてい
る。その後で、各コンバータの位相制御回路
PH₁，PH₂，PH₃の入力信号を第４図で説明した
ように与えている。

このように電動機の逆起電力等の外乱がある場
合でも負荷電流制御補償を各相毎に行うことがで
き、制御系の設計に際しきわめて解り易い制御回
路を提供することができる。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明のサイクロコンバー
タの負荷電流制御方法によれば負荷電流を直接的
に制御することができ、正確な電流制御を行うこ
とが可能となる。また電流制御系への種々の補償
も各相毎に行うことができ設計の容易なシステム
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の三角結線サイクロコンバータ装
置の構成図、第２図は第１図の装置の主回路部の
等価回路図、第３図は第２図の各部波形図、第４
図は本発明の三角結線サイクロコンバータ装置の
実施例を示す構成図、第５図は本発明装置の別の
実施例を示す制御回路構成図である。 BUS…３相交流電源の電線路、CAP…進相コ
ンデンサ、TR…電源トランス、CC…３相出力サ
イクロコンバータ本体、Ｍ…３相交流電動機（負
荷）、SS₁，SS₂，SS₃…交直電力変換器、L₁，L₂，
L₃…直流リアクトル、CT_S，CT₁，CT₂，CT₃…
変流器、PT_S…変成器、VAR…無効電力演算器、
H_(S)，G_O，G_U，G_V，G_W，G_N…制御補償回路、
C_Q，C_O，C_U，C_V，C_W，C_N…比較器、A₁，A₂，
A₃，A₄，A₅，A₆，A₇，A₈，A₉…加算器、PH₁，
PH₂，PH₃…位相制御回路、ML_U，ML_V，ML_W，
ML_N…乗算器、PS…回転子位置検出器、PTG…
単位正弦波発生器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源と３相負荷との間に介在し、第１，
   第２及び第３の交直電力変換器（コンバータ）に
   よつて三角結線されたサイクロコンバータにおい
   て前記第１，第２及び第３のコンバータの出力電
   流I₁，I₂及びI₃に対して３相負荷電流I_U，I_V，I_Wが I_U＝I₁−I₃ I_V＝I₂−I₁ I_W＝I₃−I₂ の関係を有するように負荷を接続し、当該負荷電
   流I_U，I_V，I_Wの検出値とその指令値I^* _U，I^* _V，I^* _Wを
   比較し、各偏差 ε_U＝I^* _U−I_U ε_V＝I^* _V，−I_V ε_W＝I^* _W−I_W を求め、前記第１のコンバータの出力電圧を（ε_U
   −ε_V）の値に応じて制御し、また、第２のコンバ
   ータの出力電圧を（ε_V−ε_W）の値に応じて制御し
   さらに第３のコンバータの出力電圧を（ε_W−ε_U）
   の値に応じて制御するようにしたことを特徴とす
   る三角結線サイクロコンバータの負荷電流制御方
   法。