JPS63228992A - インバ−タ制御装置 - Google Patents
インバ−タ制御装置Info
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- JPS63228992A JPS63228992A JP62060079A JP6007987A JPS63228992A JP S63228992 A JPS63228992 A JP S63228992A JP 62060079 A JP62060079 A JP 62060079A JP 6007987 A JP6007987 A JP 6007987A JP S63228992 A JPS63228992 A JP S63228992A
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Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、誘導電動機駆動用のパルス幅変調インバータ
の制御に係り、特に、誘導電動機の低速域でのトルク特
性の改善に好適なインバータ制御装置に関する。
の制御に係り、特に、誘導電動機の低速域でのトルク特
性の改善に好適なインバータ制御装置に関する。
誘導電動機(以下、工Mという)の可変速駆動には、従
来からインバータが広く用いられているが、このとき、
単にインバータの出力′電圧と出力周波数の比を一定に
保ってIMの速度制御をイボなうだけではなく、IMの
負荷に応じてインバータの出力電圧を補正し、低迷域で
のIMのトルク特性を改善する方法が、例えば特開昭6
1−18393号公報などにより開示されている。
来からインバータが広く用いられているが、このとき、
単にインバータの出力′電圧と出力周波数の比を一定に
保ってIMの速度制御をイボなうだけではなく、IMの
負荷に応じてインバータの出力電圧を補正し、低迷域で
のIMのトルク特性を改善する方法が、例えば特開昭6
1−18393号公報などにより開示されている。
そして、この従来技術では、IMの負荷の大きさを、そ
の−次電流の値から推定するよりになっていた。
の−次電流の値から推定するよりになっていた。
ところで、このようなシステムでは、パルス幅変調(以
下、PWMという)インバータが使用されるが、上記従
来技術では、このようなPWMインバータを使用したと
きに、低速制御領域で出力電圧の歪が増え、この結果、
IMの一次電流波形も歪んでくるという点について配慮
されておらず、IMの負荷の大きさに対応した電圧制御
が正しく得られなくなるという問題があった。
下、PWMという)インバータが使用されるが、上記従
来技術では、このようなPWMインバータを使用したと
きに、低速制御領域で出力電圧の歪が増え、この結果、
IMの一次電流波形も歪んでくるという点について配慮
されておらず、IMの負荷の大きさに対応した電圧制御
が正しく得られなくなるという問題があった。
すなわち、PWMインバータでは、低速域になるにつれ
、そのPWM信号のパルス数、つまり搬送波の周波数f
cとインバータの出力周波数f1との比fc/f、が増
加する。そして、このため、デッドタイムTd(PWI
Iインバータの主回路における正側アームと負側のアー
ムの各スイッチング素子に印加するゲート信号間でのオ
ーバーラツプを防ぐために予じめ設けられている無駄時
間)と、前記の比fc/f+との積Td(f c/ f
+ )も増大し、この結果、インバータの出力電圧が低
速域で歪みが多くなり、IMの一次電流波形の歪も増加
してしまうのである。
、そのPWM信号のパルス数、つまり搬送波の周波数f
cとインバータの出力周波数f1との比fc/f、が増
加する。そして、このため、デッドタイムTd(PWI
Iインバータの主回路における正側アームと負側のアー
ムの各スイッチング素子に印加するゲート信号間でのオ
ーバーラツプを防ぐために予じめ設けられている無駄時
間)と、前記の比fc/f+との積Td(f c/ f
+ )も増大し、この結果、インバータの出力電圧が低
速域で歪みが多くなり、IMの一次電流波形の歪も増加
してしまうのである。
そして、このように、IMの一次電流波形に歪が多くな
ると、この−次電流の大きさからI fVlの負荷を推
定したのでは、充分な対応が得られなくなり、従って、
上記従来技術では、IMの負荷に充分に対応した電圧制
御が得られなくなってしまうのである。
ると、この−次電流の大きさからI fVlの負荷を推
定したのでは、充分な対応が得られなくなり、従って、
上記従来技術では、IMの負荷に充分に対応した電圧制
御が得られなくなってしまうのである。
本発明の目的は、インバータの出力電圧の歪と無関係に
、IMの負荷に応じた電圧制御が充分に得られるように
したインバータ制御装置を提供することにある。
、IMの負荷に応じた電圧制御が充分に得られるように
したインバータ制御装置を提供することにある。
上記目的は、インバータの出力電圧の位相と、IMの一
次電流の位相とを検出し、これらの位相差に対応させて
インバータの出力電圧全制御1−ることにより達成され
る。
次電流の位相とを検出し、これらの位相差に対応させて
インバータの出力電圧全制御1−ることにより達成され
る。
インバータの出力電圧とIMの一次電流との位相差が、
IMの負荷に応じて一義的に変化することが見出され、
この結果、この位相差に応じてインバータの出力電圧を
制御してやれは、IMのトルク制御を正確に行なうこと
ができる。
IMの負荷に応じて一義的に変化することが見出され、
この結果、この位相差に応じてインバータの出力電圧を
制御してやれは、IMのトルク制御を正確に行なうこと
ができる。
以下、本発明によるインバータ制御装置について、図示
の実施例により詳細に説明する。
の実施例により詳細に説明する。
第1図は本発明の一実施例で、DC!、源のリップルは
平滑コンデンサ1によって抑えられ、PWMインバータ
2に入力される。そして、このインバータ2のU、V、
Wの各相の出力ラインはIM4のU、V、Wの各相の入
力端子に接続される。
平滑コンデンサ1によって抑えられ、PWMインバータ
2に入力される。そして、このインバータ2のU、V、
Wの各相の出力ラインはIM4のU、V、Wの各相の入
力端子に接続される。
従って、IM4はPWMインバータ2から出力される可
変周波数、可変電圧の交流三相電力により可変速駆動さ
れる。
変周波数、可変電圧の交流三相電力により可変速駆動さ
れる。
PWMインバータ2のU、V、Wの各相のラインに流れ
る電流iu、 iv、 iwは、それぞれ1を光検
出器30.31.32によって検出され、極性判定回路
5に入力される。そして、この極性判定回路5からは論
理信号d、e、fが発生し、これらの信号は位相差検出
回路6に入力される。また、この位相差検出回路6には
、更にPWM制御回路14かも論理信号a、b、cが入
力される。
る電流iu、 iv、 iwは、それぞれ1を光検
出器30.31.32によって検出され、極性判定回路
5に入力される。そして、この極性判定回路5からは論
理信号d、e、fが発生し、これらの信号は位相差検出
回路6に入力される。また、この位相差検出回路6には
、更にPWM制御回路14かも論理信号a、b、cが入
力される。
位相差検出回路6の出力端子は微分パルス発生回路70
入力端子に接続され、これにより位相差検出信号gがこ
の回路7に入力される。微分パルス発生回路7の出力端
子はそれぞれカウンタ8゜D/A変換器9に接続され、
カウンタ8にリセット信号り、D/A変換器9にはサン
プルホールド信号iが入力される。また、カウンタ8は
V/F変換器13の出力端子にも接続され、13かもク
ロックパルスjが入力される。
入力端子に接続され、これにより位相差検出信号gがこ
の回路7に入力される。微分パルス発生回路7の出力端
子はそれぞれカウンタ8゜D/A変換器9に接続され、
カウンタ8にリセット信号り、D/A変換器9にはサン
プルホールド信号iが入力される。また、カウンタ8は
V/F変換器13の出力端子にも接続され、13かもク
ロックパルスjが入力される。
カウンタ8の出力端子はD/Aim器の入力端子に接続
される。カウンタ8から出力されるデジタルデータkが
D/A変換器9に入力され、このデータにの値に対応し
たアナログ値ΔV′に変換される。このアナログ値ΔV
′は、電圧補正信号発生回路10に入力される。
される。カウンタ8から出力されるデジタルデータkが
D/A変換器9に入力され、このデータにの値に対応し
たアナログ値ΔV′に変換される。このアナログ値ΔV
′は、電圧補正信号発生回路10に入力される。
電圧補正信号発生回路10の出力端子は加算器11の一
方の端子に接続されるが、加算器11の他方の端子は電
圧設定信号発生回路12の出力端子に接続される。従っ
て、加算器11により、電圧設定信号発生回路12から
発生しfc′kl!:圧設定信号vRに対して電圧補正
信号発生回路1(Jかも発生した奄圧袖正イ6号ΔVが
加算され、電圧指令信号Vか得られることになる。
方の端子に接続されるが、加算器11の他方の端子は電
圧設定信号発生回路12の出力端子に接続される。従っ
て、加算器11により、電圧設定信号発生回路12から
発生しfc′kl!:圧設定信号vRに対して電圧補正
信号発生回路1(Jかも発生した奄圧袖正イ6号ΔVが
加算され、電圧指令信号Vか得られることになる。
加算器11の出力端子はPWM制御回路14に接続され
ており、電圧指令信号Vかこの回路14に入力される。
ており、電圧指令信号Vかこの回路14に入力される。
周波数指令f”は電圧設定信号発生回路12及びV/F
変換器13に入力される。V/F変換器13はPWM制
御回路14に接続されており、周仮数指令f”に対応し
たクロックパルスJが入力される。
変換器13に入力される。V/F変換器13はPWM制
御回路14に接続されており、周仮数指令f”に対応し
たクロックパルスJが入力される。
PWM制御回路14はPWMインバータ2のスイッチン
グ素子のゲートに接続されており、回路14で得られg
P W M信号が入力される。
グ素子のゲートに接続されており、回路14で得られg
P W M信号が入力される。
次に第1図に示す実施例の原理と動作について説明する
。先ず、本発明の詳細な説明する。
。先ず、本発明の詳細な説明する。
第2図は変調波(周波数指令fの波形)と、この変調波
と同一の相の一次′亀流を示したものである。ここで、
−次電流には、上記したデッドタイムの影曽會受けて波
形の歪が生じている。PWMインバータの出力電圧には
デッドタイムのノくルス幅を持つ一次電流の極性によっ
て決まる電圧誤差ΔVが生じ、このことによって電圧が
歪んでくる。
と同一の相の一次′亀流を示したものである。ここで、
−次電流には、上記したデッドタイムの影曽會受けて波
形の歪が生じている。PWMインバータの出力電圧には
デッドタイムのノくルス幅を持つ一次電流の極性によっ
て決まる電圧誤差ΔVが生じ、このことによって電圧が
歪んでくる。
上記したように、IMのトルク制御では、電圧/周波数
の比を一定に制御することが前提になっている。このた
め、低速域では電圧が低くなる。
の比を一定に制御することが前提になっている。このた
め、低速域では電圧が低くなる。
しかし電圧誤差は比(fC/f)とデッドタイムTdの
積に比例するため、逆にこの値は低速になれはなる程太
きくなる。この結果、PWMインバータの出力電圧は低
速になる程、歪んでくる。
積に比例するため、逆にこの値は低速になれはなる程太
きくなる。この結果、PWMインバータの出力電圧は低
速になる程、歪んでくる。
また、低速域では電動機の一次抵抗による電圧降下によ
ってギャップ磁束が減少するため、この減少を抑えるた
めに電圧を増加させる方法が採用されているが、一般に
低速域でのトルク杵性の叡善を図るには相当電圧を増力
口する必要がある。このため軽負荷状態では過励磁にな
り、励磁寛胤が増加する。
ってギャップ磁束が減少するため、この減少を抑えるた
めに電圧を増加させる方法が採用されているが、一般に
低速域でのトルク杵性の叡善を図るには相当電圧を増力
口する必要がある。このため軽負荷状態では過励磁にな
り、励磁寛胤が増加する。
以上述べたことによって一次電流の負荷特性は、第3図
に示すように軽負荷領域までは負荷が増加すると、過励
磁の状態が続くため、−次“+%流は減少し、更にある
程度負荷が増加すると過励磁状態が回避されるため、−
次′鑞流は増加する特性になる。このため、低速域では
一次電流の大きさから負荷の大きさを推定することが不
可能になる。
に示すように軽負荷領域までは負荷が増加すると、過励
磁の状態が続くため、−次“+%流は減少し、更にある
程度負荷が増加すると過励磁状態が回避されるため、−
次′鑞流は増加する特性になる。このため、低速域では
一次電流の大きさから負荷の大きさを推定することが不
可能になる。
一方、変調波と一次電流の位相差ψの余弦値cosψは
、二次電流(負荷τ)の大きさと共に、第4図に示すよ
うに、線形に増加する。即ちcosψは(1)式で表わ
せる。
、二次電流(負荷τ)の大きさと共に、第4図に示すよ
うに、線形に増加する。即ちcosψは(1)式で表わ
せる。
cosψ= k・τ+b ・・・・・・・・・・
・・・・・(1)なお、インバータ周波数が減少すると
、これらの定数に、bのうち、bは増加し、kは小さく
なる。これは、IM4の一次インピーダンスとしては、
低迷になればなる程、−次抵抗が効いて、COSψは1
に近づいてくるためで必る。そこでk。
・・・・・(1)なお、インバータ周波数が減少すると
、これらの定数に、bのうち、bは増加し、kは小さく
なる。これは、IM4の一次インピーダンスとしては、
低迷になればなる程、−次抵抗が効いて、COSψは1
に近づいてくるためで必る。そこでk。
bは前もって計算で求めておくようにすれば良い。
そこで、この第1図の実施例では、このCOSψを検出
し、これに応じて電圧制御を行なうようにしたものであ
り、以下、この実施例の動作を第5図のタイムチャート
により説明する。
し、これに応じて電圧制御を行なうようにしたものであ
り、以下、この実施例の動作を第5図のタイムチャート
により説明する。
IM4に流れる一次を流iuj iy、iWは極性判定
回路5によって、正、負の極性が判別される。
回路5によって、正、負の極性が判別される。
この結果、正の時は″1″レベル、負の時は′0”レベ
ルとなる論理信号d、e、fが第5図のように得られ、
位相差検出回路6に入力される。
ルとなる論理信号d、e、fが第5図のように得られ、
位相差検出回路6に入力される。
一方、PWM制御回路14からはU相、V相、W相の各
相変満液の正の区間では゛1″レベル +I Q I+
レベルの区間では′0”レベルとなる論理信号a。
相変満液の正の区間では゛1″レベル +I Q I+
レベルの区間では′0”レベルとなる論理信号a。
b、cを発生し、位相差検出回路6に入力される。
位相差検出回路6では論理信号aとd、bとe。
Cとfとの位相差を表わす位相差検出信号gが形成され
る。なお、この論理信号gは(a■d)・a十(b■e
)・b−1−(c■f)・aなる關到ヱ眞其から得られ
る。ここで1■″はリド他論理和、6・”は論理積を表
わす。
る。なお、この論理信号gは(a■d)・a十(b■e
)・b−1−(c■f)・aなる關到ヱ眞其から得られ
る。ここで1■″はリド他論理和、6・”は論理積を表
わす。
位相差検出信号gは微分パルス発生回路7に入力され、
この回路から信号gの立上り時点に同期して微分パルス
h及びイ1−号gの立下り時点に同期して微分パルスi
かそれぞれ発生する。
この回路から信号gの立上り時点に同期して微分パルス
h及びイ1−号gの立下り時点に同期して微分パルスi
かそれぞれ発生する。
マス、微分パルスhはカウンタ8のリセットha子に入
力され、リセット信号となる。従って微分パルスhが発
生する度にカウンタ8はリセットされる。カウンタ8の
クロック端子にはV/F変換器13から発生したクロッ
クパルスjか入力されているため、」によってカウンタ
8は、第5図のkのようにカウント動作して行く。
力され、リセット信号となる。従って微分パルスhが発
生する度にカウンタ8はリセットされる。カウンタ8の
クロック端子にはV/F変換器13から発生したクロッ
クパルスjか入力されているため、」によってカウンタ
8は、第5図のkのようにカウント動作して行く。
他方%微分パルスiはD/4変換器9に入力され、この
パルスiが発生したタイミングでカウンタ8の値が取り
込まれて行く。この取込んだ値をD/A変換器9でアナ
ログ値ΔV′に変換する。そして、このアナログ値ΔV
′は電圧補正イ1号発生回路10で、その時点の負荷(
トルク)に釣り合う電圧補正信号Δ■が求められる。そ
の後、加算器11によって電圧設定値vRに前述の電圧
補正信号ΔVが加えられ、電圧指令Vとなる。
パルスiが発生したタイミングでカウンタ8の値が取り
込まれて行く。この取込んだ値をD/A変換器9でアナ
ログ値ΔV′に変換する。そして、このアナログ値ΔV
′は電圧補正イ1号発生回路10で、その時点の負荷(
トルク)に釣り合う電圧補正信号Δ■が求められる。そ
の後、加算器11によって電圧設定値vRに前述の電圧
補正信号ΔVが加えられ、電圧指令Vとなる。
こうして得られた電圧指令VはPWM制御における変調
波の振幅値としてPWM制御回路14に与えられ、これ
によって出力電圧は負荷に応じて制御されることになり
、低速域でのトルク特性を改告できる。
波の振幅値としてPWM制御回路14に与えられ、これ
によって出力電圧は負荷に応じて制御されることになり
、低速域でのトルク特性を改告できる。
以上の実施例では、位相差ψを変調波と一次電流から求
めたが、PWMインバータの出力電圧を直接検出し、そ
れと−次電流から求めても良い。
めたが、PWMインバータの出力電圧を直接検出し、そ
れと−次電流から求めても良い。
ところで、以上述べた制御法は、IMの全迎私範囲で用
いても良い。しかし、IMのトルク特性を改善するため
の他の方法として、低速域では位相差ψの関数としてP
WMインバータの電圧制御する第1図に示した方法を用
い、ある速度以上では負荷に応じてPWMインバータの
周波数を制御する方法を用いても良く、以下、このよう
にした本発明の一実施例を第6図に示す。なお、この第
6図の実施例でも、第1図の実施例における制御回路の
符号と同一の回路は構成及び動作が全く同じであるので
説明を省略する。
いても良い。しかし、IMのトルク特性を改善するため
の他の方法として、低速域では位相差ψの関数としてP
WMインバータの電圧制御する第1図に示した方法を用
い、ある速度以上では負荷に応じてPWMインバータの
周波数を制御する方法を用いても良く、以下、このよう
にした本発明の一実施例を第6図に示す。なお、この第
6図の実施例でも、第1図の実施例における制御回路の
符号と同一の回路は構成及び動作が全く同じであるので
説明を省略する。
電流検出器(資)、3F、32は極性判別回路5の他に
有効分電流検出回路力にも接続され、3相(7) ’h
k信号iu、iv、iwが入力される。また、この有
効分電流検出回路力には、PWM制御回路14がら変調
波の位相を表わす信号lも入力されるようになっており
、これにより有効分電流Itが検出される。
有効分電流検出回路力にも接続され、3相(7) ’h
k信号iu、iv、iwが入力される。また、この有
効分電流検出回路力には、PWM制御回路14がら変調
波の位相を表わす信号lも入力されるようになっており
、これにより有効分電流Itが検出される。
そして、この有効分電流検出回路50の出力はすべり角
周波数演算回路間に接続され、これにより信号Itが供
給されるようになっている。
周波数演算回路間に接続され、これにより信号Itが供
給されるようになっている。
すべり角周波数演算回路60の出力端子はすべり角周波
数リミッタ610入力端子に接続され、史にリミッタ6
1の他の入力端子はすべり角周波数リミッタ制御回路6
2の出力端子に接続される。
数リミッタ610入力端子に接続され、史にリミッタ6
1の他の入力端子はすべり角周波数リミッタ制御回路6
2の出力端子に接続される。
すべり角周INa!Jミッタ制御回路620入力端子は
加算器111の出力端子に接続され、インバータ周波数
f−が入力される。加算器11101つの入力端子には
周波数指令fか入力され、もう1つの入力端子にはすべ
り角周波数リミッタ61の出力端子が接続される。加算
器111はすべり角周波数ω8と周波数指令fとを加算
して、インバータ周波数f、を発生する。
加算器111の出力端子に接続され、インバータ周波数
f−が入力される。加算器11101つの入力端子には
周波数指令fか入力され、もう1つの入力端子にはすべ
り角周波数リミッタ61の出力端子が接続される。加算
器111はすべり角周波数ω8と周波数指令fとを加算
して、インバータ周波数f、を発生する。
一方、PWMインバータの出力電圧を制御するループで
は、電圧補正信号リミッタ101、及び電圧補正信号リ
ミッタ制御回路102が新たに加えられている点が第1
図の実施例と兵なる。
は、電圧補正信号リミッタ101、及び電圧補正信号リ
ミッタ制御回路102が新たに加えられている点が第1
図の実施例と兵なる。
前記のリミッタ10101つの入力端子は電圧補正信号
発生回路100田方端子に接続され、もう1つの入力端
子は電圧補正信号リミッタ制御回路102の出力端子に
接続される。電圧補正信号リミッタ101の出力端子は
加算器11の1つの入力端子に接続され、加算器11の
もう1つの入力端子には電圧設定信号発生回路12が接
続され、寛圧直定信号vRが入力される。加算器11は
電圧設定信号vRと電圧補正信号リミッタ101から出
力される一圧袖正信号ΔVとを加算して電圧指令Vを発
生する。
発生回路100田方端子に接続され、もう1つの入力端
子は電圧補正信号リミッタ制御回路102の出力端子に
接続される。電圧補正信号リミッタ101の出力端子は
加算器11の1つの入力端子に接続され、加算器11の
もう1つの入力端子には電圧設定信号発生回路12が接
続され、寛圧直定信号vRが入力される。加算器11は
電圧設定信号vRと電圧補正信号リミッタ101から出
力される一圧袖正信号ΔVとを加算して電圧指令Vを発
生する。
前記の電圧補正信号リミッタ制御回路102は加算器1
11の出力端子に接続され、リミッタ化分(Δv >
maxを発生する。
11の出力端子に接続され、リミッタ化分(Δv >
maxを発生する。
次に、第6図の実施例で新たに追加した回路の動作を中
心にし、第1図の実施例と血抜する回路の動作は省略し
て、動作について説明する。
心にし、第1図の実施例と血抜する回路の動作は省略し
て、動作について説明する。
第7図は、電圧指令とインバータ周波数の曲係において
、出力電圧補正制御範囲とすべり周波数制御範囲を示し
たもので、2柚の制御領域からなり、これらの制御領域
はインバータ族!aft か切替周波数f1oに達し
ているか否かによって切替られる。
、出力電圧補正制御範囲とすべり周波数制御範囲を示し
たもので、2柚の制御領域からなり、これらの制御領域
はインバータ族!aft か切替周波数f1oに達し
ているか否かによって切替られる。
(+) f、≦ fl。の場合
インバータ周波数f、が切替周波数f10より小さいと
きには、電圧補正信号ΔVは、(1)式によって与えら
れるリミッタ信号(ΔV )maxによって制御される
。
きには、電圧補正信号ΔVは、(1)式によって与えら
れるリミッタ信号(ΔV )maxによって制御される
。
但しΔVo;f=Qの時(ΔV )maxの値電圧補正
信号リミッタ制御回路102では、(1)式に従ってイ
ンバータ周波数f1に対応したリミッタ信号(ΔV)m
axが求められ、この値は電圧補正信号リミッタ101
に出力される。これによって電圧補正信号リミッタ10
1かも出力される電圧補正信号ΔVは、最大、(iv)
maxの値まで動作する。
信号リミッタ制御回路102では、(1)式に従ってイ
ンバータ周波数f1に対応したリミッタ信号(ΔV)m
axが求められ、この値は電圧補正信号リミッタ101
に出力される。これによって電圧補正信号リミッタ10
1かも出力される電圧補正信号ΔVは、最大、(iv)
maxの値まで動作する。
インバータ周波数f、が増加して切替周波数f1゜にな
ると、(ΔV)maxが零になるため、電圧の補正は行
われなくなる。
ると、(ΔV)maxが零になるため、電圧の補正は行
われなくなる。
(If) f+ > L。の場合
インバータ周波df1が切替周敦数f1゜を越えると、
電圧補正信号リミッタ制御回路102からリミッタイに
号(ωs)maxがすべり角周波数リミッタ61に入力
される。
電圧補正信号リミッタ制御回路102からリミッタイに
号(ωs)maxがすべり角周波数リミッタ61に入力
される。
これによってすべり角周波数リミッタ61のリミッタ信
号が零から(ωs)maxに変わるため、すべり角周波
数演算回路60から得られるすべり角周波数′、 △ ωSは(ωs)mayの値よりも小さい場合はすべり角
周波数リミッタ61から得られるすべり角周波数ω5△
I △、 、 △はω
3 に等しくなる。ω3が(ωs )maxを越えると
、ω、の値はリミッタ値(ωs)maxに等しくなる。
号が零から(ωs)maxに変わるため、すべり角周波
数演算回路60から得られるすべり角周波数′、 △ ωSは(ωs)mayの値よりも小さい場合はすべり角
周波数リミッタ61から得られるすべり角周波数ω5△
I △、 、 △はω
3 に等しくなる。ω3が(ωs )maxを越えると
、ω、の値はリミッタ値(ωs)maxに等しくなる。
以上述べたすべり角周波数ω5′は、有効分検出回路間
、すべり角周波数演算回路6oにおいて次の方法によっ
て作られる。
、すべり角周波数演算回路6oにおいて次の方法によっ
て作られる。
3相の電流iu、 iv、 ;wは有効分検出回路間に
入力されると、(2)式によって3相−2相変換される
。
入力されると、(2)式によって3相−2相変換される
。
前述2相交流信号ia、iβを利用して有効分電流It
を得る。
を得る。
11= −5inθ−iα十cosθo工β・曲・曲・
・・・・(3)なお、(3)式の位相θは、PWM制御
回路14から出力される変調波の位相lである。
・・・・(3)なお、(3)式の位相θは、PWM制御
回路14から出力される変調波の位相lである。
そこで、有効分検出回路力では(2)、 (3)式の演
算を行い、有効分電流Itを求める。
算を行い、有効分電流Itを求める。
次に、こうして求められた有効分電流1tはすべり角周
波数演算回路60に入力され、ここで(4)式に従って
すべり角周波数ω8′が演算されるのである。
波数演算回路60に入力され、ここで(4)式に従って
すべり角周波数ω8′が演算されるのである。
ωS””k8・It ・・・・・・・・・・・・
・・・(4)従って、以上の実施例によれば、インバー
タの周波数にかかわらず、負荷に応じたトルク制御を効
率良く行え、このとき、電圧補正信号の可変範囲は自動
的に低速域私大きくなるように動作するため、低速域で
電圧補正信号のゲインを変えることなく、高出力のトル
クを容易に得ることかできる。
・・・(4)従って、以上の実施例によれば、インバー
タの周波数にかかわらず、負荷に応じたトルク制御を効
率良く行え、このとき、電圧補正信号の可変範囲は自動
的に低速域私大きくなるように動作するため、低速域で
電圧補正信号のゲインを変えることなく、高出力のトル
クを容易に得ることかできる。
本発明によれば、PWMインバータの出力周波数を下げ
てIMを低速回転させている領域においても、常に正確
にI Mの負荷を検出することができるから、IMの可
変速制御に除して負荷に対応した適確な電圧制御を行な
うことができ、高トルりを効率よく発生させることかで
きる。
てIMを低速回転させている領域においても、常に正確
にI Mの負荷を検出することができるから、IMの可
変速制御に除して負荷に対応した適確な電圧制御を行な
うことができ、高トルりを効率よく発生させることかで
きる。
第1図は本発明によるインバータ制御装置の一実施例を
示すブロック図、第2図はPW M亥g波と一次電流と
の関係を示す特性曲線図、第3図ば低周波域での一次電
流と負荷との関係を示1−符件曲線図、第4図は位相角
の余弦をとったときの特性曲線図、第5図は動作説明用
のタイムチャート、第6図は本発明の他の一実施例を示
すブロック図、第7図は動作説明用の特性図である。 1・・・・・・平溝コンデンサ、2・・・・・・PWM
インバータ、30.31.32・・・・・・電流検出器
、4・・・・・・訪専軍硬機、5・・・・・・極性判定
回路、6・・・・・・位相差検出回路、7・・・・・・
微分パルス発生回路、8・・・・・・カウンタ、9・・
・・・・D/A変換器、11・・・・・・加算器、12
・・・・・・!を1収定信号発生回路、13・・・・・
・V / F変換器、14・・・・・・PW M 71
ft制御回路、関・・・・・・有効分検出回路、6tJ
・・・・・・1べり角周波数演算回路、61・・・・・
・1ベリ角周砂0リミッタ、62・・・・・・すべり角
周阪V、佃」御回路、101・・・・・電圧補正信号リ
ミッタ、102・・・・・パ屯圧↑出正11号リミッタ
制御回路、111・・・・・・加算器。 代理人 弁理士 武 順次部 (外1名)第1図 O 30〜32 電ん綬尤茎 第2図 第3図 d 第4図 負荷 T(%) 第5図
示すブロック図、第2図はPW M亥g波と一次電流と
の関係を示す特性曲線図、第3図ば低周波域での一次電
流と負荷との関係を示1−符件曲線図、第4図は位相角
の余弦をとったときの特性曲線図、第5図は動作説明用
のタイムチャート、第6図は本発明の他の一実施例を示
すブロック図、第7図は動作説明用の特性図である。 1・・・・・・平溝コンデンサ、2・・・・・・PWM
インバータ、30.31.32・・・・・・電流検出器
、4・・・・・・訪専軍硬機、5・・・・・・極性判定
回路、6・・・・・・位相差検出回路、7・・・・・・
微分パルス発生回路、8・・・・・・カウンタ、9・・
・・・・D/A変換器、11・・・・・・加算器、12
・・・・・・!を1収定信号発生回路、13・・・・・
・V / F変換器、14・・・・・・PW M 71
ft制御回路、関・・・・・・有効分検出回路、6tJ
・・・・・・1べり角周波数演算回路、61・・・・・
・1ベリ角周砂0リミッタ、62・・・・・・すべり角
周阪V、佃」御回路、101・・・・・電圧補正信号リ
ミッタ、102・・・・・パ屯圧↑出正11号リミッタ
制御回路、111・・・・・・加算器。 代理人 弁理士 武 順次部 (外1名)第1図 O 30〜32 電ん綬尤茎 第2図 第3図 d 第4図 負荷 T(%) 第5図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、パルス幅変調方式のインバータを用い、その出力電
圧と出力周波数の比を所定値に保つことにより誘導電動
機の可変速制御を行なうようにした制御システムにおい
て、上記出力電圧に対する上記誘導電動機の入力電流の
位相を検出する検知手段を設け、これら出力電圧と入力
電流の位相差の関数として上記インバータの出力電圧の
補正制御を行なうように構成したことを特徴とするイン
バータ制御装置。 2、特許請求の範囲第1項において、上記位相差の関数
が余弦関数となるように構成したことを特徴とするイン
バータ制御装置。 3、特許請求の範囲第1項において、上記インバータの
出力電圧の補正制御を、上記出力周波数が所定値以下の
範囲内でだけ行なうように構成したことを特徴とするイ
ンバータ制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62060079A JPS63228992A (ja) | 1987-03-17 | 1987-03-17 | インバ−タ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62060079A JPS63228992A (ja) | 1987-03-17 | 1987-03-17 | インバ−タ制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63228992A true JPS63228992A (ja) | 1988-09-22 |
Family
ID=13131724
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62060079A Pending JPS63228992A (ja) | 1987-03-17 | 1987-03-17 | インバ−タ制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63228992A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01298993A (ja) * | 1988-05-27 | 1989-12-01 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機駆動用インバータ装置 |
JP2006238674A (ja) * | 2005-02-28 | 2006-09-07 | Shinano Kenshi Co Ltd | モータ負荷推定装置 |
KR100659423B1 (ko) | 2004-01-16 | 2006-12-19 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 모터 구동 장치 |
JP2010088257A (ja) * | 2008-10-02 | 2010-04-15 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機の制御装置及びその制御方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6077697A (ja) * | 1983-09-30 | 1985-05-02 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電動機の速度制御装置 |
-
1987
- 1987-03-17 JP JP62060079A patent/JPS63228992A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6077697A (ja) * | 1983-09-30 | 1985-05-02 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電動機の速度制御装置 |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01298993A (ja) * | 1988-05-27 | 1989-12-01 | Mitsubishi Electric Corp | 誘導電動機駆動用インバータ装置 |
KR100659423B1 (ko) | 2004-01-16 | 2006-12-19 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 모터 구동 장치 |
JP2006238674A (ja) * | 2005-02-28 | 2006-09-07 | Shinano Kenshi Co Ltd | モータ負荷推定装置 |
JP4602118B2 (ja) * | 2005-02-28 | 2010-12-22 | シナノケンシ株式会社 | モータ負荷推定装置 |
JP2010088257A (ja) * | 2008-10-02 | 2010-04-15 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機の制御装置及びその制御方法 |
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