JP2689434B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
A.産業上の利用分野
本発明は、PAM方式インバータによる誘導電動機の制
御装置に係り、特に誘導電動機の非干渉制御装置に関す
る。 B.発明の概要 本発明は、誘導電動機の非干渉制御において、 非干渉演算に必要な電動機のα−β座標系の一次電流
i1α,i1βを演算によって求めることにより、 電動機の電流検出を不要にし、また精度や応答性に優
れる非干渉制御を可能にする。 C.従来の技術 誘導電動機の高性能すべり周波数制御の実現には、PW
M方式インバータやサイクロコンバータが用いられてき
た。これらの変換機は、電力用半導体素子のスイッチン
グによって所期の交流出力を得るようにしているが、素
子のスイッチングによって電磁騒音を発生するという問
題がある。特に、PWMインバータは電圧に高次高調波が
多く含まれるため、大きな騒音になる。この問題には、
キャリア周波数を人間の耳に聞こえない数十KHz以上に
まで高くすることで一応解決されるが、このキャリア周
波数でスイッチング可能な素子は可制御電流容量が小さ
いものに限られ、大容量変換機の実現を難しくする。 これら問題点から、低騒音化及び大容量化に有利な変
換機としてPAM方式インバータがある。このPAM方式イン
バータでは、基本的にはコンバータ部で電圧を制御し、
電圧形インバータ部で周波数を制御する構成になり、PW
Mインバータに較べて高次高調波電流が少なくなると共
にインバータ部のスイッチング周波数も低くなり、静音
化及び大容量電動機の可変速に好適となる。 このPAM方式インバータによる誘導電動機の制御にお
いて、高性能すべり周波数制御には磁束電流とトルク電
流による相互の干渉分を補償する非干渉制御がある。こ
れを以下に詳細に説明する。 誘導電動機を一次電圧ベクトルに同期して回転するα
−β軸で表した電圧方程式は以下の第(1)式になる
し、発生トルクTは第(2)式になる。 ここで、各記号は以下に示す諸量である。 e1;一次電圧(α,β成分) e2;二次電圧(α,β成分) i1;一次電流(α,β成分) λ2;二次磁束(α,β成分) r1;一次抵抗 r2;二次抵抗 M;励磁インダクタンス L2;二次インダクタンス L1;一次インダクタンス ω0;電源角周波数 ωr;ロータ角周波数 i2;二次電流(α,β成分) 上述の(1),(2)式はブロック図で表わすと第3
図に示すようになる。ここで、高性能すべり周波数制御
には、例えば特開昭59−165981号公報に提案されるよう
に、磁束の位相をα軸に、トルク電流の位相をβ軸に一
致させるために、次のような条件を与えることで磁束電
流とトルク電流による相互の干渉分を補償する非干渉制
御を行う。 このような条件によれば、λ2β=0、i2α=0と
なり、トルクTは(2)式から次の(5)式になり、 T=−λ2αi2β …(5) 二次電流のβ軸成分i2βによって一意的に制御でき
ることになる。 D.発明が解決しようとする問題点 PAM方式インバータによる非干渉制御において、トル
ク電流指令i1β磁束電流指令i1α等による前述の
(3),(4)式の非干渉演算には電動機の一次電流i
1α,i1βの算出を必要とする。すなわち、PWM方式イ
ンバータでは出力電圧が正弦波に近い波形となって一次
電流i1α,i1βを測定によることなく正弦波関数を使
って十分に対応できるが、PAM方式インバータでは電圧
形インバータ部が6個のスイッチング素子をブリッジ接
続して出力周波数に応じて順次オンさせる制御になる。
このため、インバータ部の出力電圧のベクトル位相が第
4図に示すように、誘導機の一次側に固定された座標系
(d−q座標系)上で6つの固定位相V1〜V6しか取り得
ないものとなり、誘導機の一次電流を測定してそのロー
タ回転位相とから座標変換により電流i1α,i1β等を
求めることを必要とする。このため、誘導機の一次電流
を少なくとも2相分の変流器等で検出し、この検出電流
から電流i1α,i1βを算出することになり、電流検出
器には精度や応答性に優れた高価なものを必要とする問
題があった。 特に、高性能すべり周波数制御においては、PAM方式
インバータの6つの固定位相による6次のトルク脈動を
抑制するために、電圧e1βを電圧ベクトルとの位相差
に応じて電圧e1βが一定になるようコンバータ部の電
圧制御を行うものでは、電圧e1βの変調によって電圧
e1αが該位相差によって変化し、誘導機の一次電流検
出による電流i1α,i1βの算出では精度,応答性で高
い回転速度制御を難しくする。 E.問題点を解決するための手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、誘導電
動機の磁束分を設定するα相一次電流設定値i1αと二
次電流分を設定するβ相一次電流設定値i1βから非干
渉演算によって求める一次電圧e1α,e1βを合成して
コンバータ部の電圧制御をし、誘導電動機のすべり周波
数からインバータ部の周波数制御をするPAM方式インバ
ータによる誘導電動機の制御装置において、電圧e1α
及びe1βを与えるα−β座標系の電流方程式から誘導
電動機電流i1α,i1βを求める演算手段を備えたもの
である。 F.作用 前述の(1)式において、かご形誘導電動機では二次
電圧e2α,e2βが共に零になり、二次磁束λ2α,λ
2βを二次電流i2α,i2βに置換すると、α−β座標
系の電圧方程式は次式になる。 上式において、電圧e1α,e1βを与えたときの電流
を求めるには以下の(7)式のように電流方程式に変換
することでなされる。 但し、A〜Hの各諸量は次のようになる。 Δ=L1L2〜M2 A=−L2r1 B=L1L2ωo−M2ωr C=r2M D=L2M(ωo−ωr) E=Mr1 F=ML1(ωo−ωr) G=−L1r2 H=M2ωo−L1L2ωr 上述の(7)式より、非干渉演算による電圧e1α,e
1βを与えて電流i1α,i1βを求め、更にこれらから
該非干渉演算に必要な各諸量を求めることで誘導機の一
次電流検出を不要にする。 G.実施例 第1図は本発明の一実施例を示すブロック図であり、
電圧e1βを角度領域によって一定化した制御装置の場
合である。整流器1とチョッパ用トランジスタ2とによ
ってコンバータ部主回路が構成され、トランジスタ2の
導通率によって直流電圧E1が制御される。トランジスタ
2は電圧制御アンプ3とゲート回路4によって電圧指令
e1に対する出力電圧E1のフィードバック制御がなされ
る。インバータ部5はトランジスタのブリッジ接続を主
回路とし、電圧ベクトル発生回路6からの基準位相信号
から各相のゲートパルスを得て該基準位相に従った周波
数の3相電圧出力を得、これを誘導電動機7の一次電圧
として供給する。 速度検出器8は誘導電動機7のロータ角周波数ωrを
検出し、速度制御アンプ9は速度指令ωn*と速度検出
器8の検出値ωrとの偏差からPI演算によってトルク電
流指令になるβ相一次電流指令i1β*を得る。すべり
周波数演算回路10は前述の(4)式からすべり周波数ω
sを求め、加算器11はロータ角周波数ωrとすべり周波
数ωsとの加算によって電源角周波数ωoを求める。積
分回路12は周波数ωoの積分によってα−β座標系の回
転位相角θを求める。 演算回路13及び14は前述の(3)式に従ってα,β相
の一次電圧指令e1β*及びe1α*を求め、演算回路
15は一次電圧の大きさを求める。 ここで、演算回路15による演算は、インバータの出力
電圧ベクトルとα−β座標系との間の位相差からβ相成
分を一定にしながら一次電圧e1を求める。即ち、第5図
に示すように、α−β座標系の回転において、与えられ
る電圧e1β*に対して図示の斜線領域では一定になる
よう該領域内の電圧ベクトルV1とβ軸との位相差γに応
じて電圧e1をe1=e1β*/cosγの演算により調整す
る。この調整に、電圧ベクトルとの位相差γはγ演算回
路16によって求められ、これは電圧ベクトル発生回路6
がインバータ部5に与える基準位相信号と、積分回路12
の位相角θとの比較によって求められる。α軸から領域
までの角度δはe1αの値から調節部17によって得られ
る。また、電圧ベクトルV1が領域を外れるときには次の
電圧ベクトルV2との位相差γによって電圧e1βが調整
される。 上述の演算回路15による電圧e1β*の調整により、
電圧e1(E1)は第6図に示すように電圧ベクトルV1〜V6
の周期(60゜)を持って変調された波形になり、これに
よって電流i1βの一定化ひいては電動機7のトルク脈
動を抑制する。 ここで、演算回路13,14における非干渉演算に必要な
電流i1α,i1β等は電圧演算回路18と電流演算回路19
と変換回路20によって求められる。電圧演算回路18は一
次電圧e1からα相電圧e1αを、 e1α=−|e1|sinγ から求める。これは、電圧e1βの一定化によって第5
図の関係からα軸投影分として求められる。 電流演算回路19は、電圧演算回路18の出力e1αと電
流指令e1β*と電源角周波数ωoとロータ角周波数ω
rを与えられ、これら信号と各電動機定数L2,r1,L1,M等
から前述の(7)式の演算によって一次電流i1α,i
1βを求める。この演算はコンピュータによるソフトウ
ェア処理によって実現されるし、(7)式をブロック化
した第2図の計算アルゴリズムに従ったアナログ演算に
よることもできる。第2図中、係数器21〜24は電動機定
数L2,Mを持ち、演算器25〜32は(7)式の諸量A〜Hを
周波数ωo,ωrを電動機定数に乗算さらには引算して求
め、積分器33〜36はΔ=L1L2−M2分の1の係数と電流
1α,1β,2α,2βの積分によって定常電流
i1α,i1β,i2α,i2βを求め、これら定常電流は演
算器25〜32の演算にも使用して加減算器37〜40での加減
算に使用され、最終的には電流i1α,i1βのみを出力
として得る。 第1図に戻って、変換回路20は電流i1αから(4)
式によるα相二次磁束λ2αを求め、これら回路19と20
の出力及び電源角周波数ωoによって演算回路13,14で
の非干渉演算が行われる。 従って、電流i1α,i1β及び二次磁束λ2αを求め
るのに電動機7の一次電流検出を不要にした非干渉演算
ができる。 なお、実施例では電圧e1βの一定化による制御装置
の場合を示したが、演算回路13,14の出力e1α*,e
1β*を電流演算回路19に与える構成にして同等の作用
効果を得ることができる。 H.発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、PAM方式インバータ
による誘導電動機の制御装置において、非干渉演算に必
要な電動機一次電流i1α,i1βを演算によって求める
ようにしたため、誘導機を非干渉化した高性能すべり周
波数制御に一次電流検出を不要にして高価な検出手段の
省略とその検出精度や応答性に優れた非干渉制御ができ
る効果がある。
御装置に係り、特に誘導電動機の非干渉制御装置に関す
る。 B.発明の概要 本発明は、誘導電動機の非干渉制御において、 非干渉演算に必要な電動機のα−β座標系の一次電流
i1α,i1βを演算によって求めることにより、 電動機の電流検出を不要にし、また精度や応答性に優
れる非干渉制御を可能にする。 C.従来の技術 誘導電動機の高性能すべり周波数制御の実現には、PW
M方式インバータやサイクロコンバータが用いられてき
た。これらの変換機は、電力用半導体素子のスイッチン
グによって所期の交流出力を得るようにしているが、素
子のスイッチングによって電磁騒音を発生するという問
題がある。特に、PWMインバータは電圧に高次高調波が
多く含まれるため、大きな騒音になる。この問題には、
キャリア周波数を人間の耳に聞こえない数十KHz以上に
まで高くすることで一応解決されるが、このキャリア周
波数でスイッチング可能な素子は可制御電流容量が小さ
いものに限られ、大容量変換機の実現を難しくする。 これら問題点から、低騒音化及び大容量化に有利な変
換機としてPAM方式インバータがある。このPAM方式イン
バータでは、基本的にはコンバータ部で電圧を制御し、
電圧形インバータ部で周波数を制御する構成になり、PW
Mインバータに較べて高次高調波電流が少なくなると共
にインバータ部のスイッチング周波数も低くなり、静音
化及び大容量電動機の可変速に好適となる。 このPAM方式インバータによる誘導電動機の制御にお
いて、高性能すべり周波数制御には磁束電流とトルク電
流による相互の干渉分を補償する非干渉制御がある。こ
れを以下に詳細に説明する。 誘導電動機を一次電圧ベクトルに同期して回転するα
−β軸で表した電圧方程式は以下の第(1)式になる
し、発生トルクTは第(2)式になる。 ここで、各記号は以下に示す諸量である。 e1;一次電圧(α,β成分) e2;二次電圧(α,β成分) i1;一次電流(α,β成分) λ2;二次磁束(α,β成分) r1;一次抵抗 r2;二次抵抗 M;励磁インダクタンス L2;二次インダクタンス L1;一次インダクタンス ω0;電源角周波数 ωr;ロータ角周波数 i2;二次電流(α,β成分) 上述の(1),(2)式はブロック図で表わすと第3
図に示すようになる。ここで、高性能すべり周波数制御
には、例えば特開昭59−165981号公報に提案されるよう
に、磁束の位相をα軸に、トルク電流の位相をβ軸に一
致させるために、次のような条件を与えることで磁束電
流とトルク電流による相互の干渉分を補償する非干渉制
御を行う。 このような条件によれば、λ2β=0、i2α=0と
なり、トルクTは(2)式から次の(5)式になり、 T=−λ2αi2β …(5) 二次電流のβ軸成分i2βによって一意的に制御でき
ることになる。 D.発明が解決しようとする問題点 PAM方式インバータによる非干渉制御において、トル
ク電流指令i1β磁束電流指令i1α等による前述の
(3),(4)式の非干渉演算には電動機の一次電流i
1α,i1βの算出を必要とする。すなわち、PWM方式イ
ンバータでは出力電圧が正弦波に近い波形となって一次
電流i1α,i1βを測定によることなく正弦波関数を使
って十分に対応できるが、PAM方式インバータでは電圧
形インバータ部が6個のスイッチング素子をブリッジ接
続して出力周波数に応じて順次オンさせる制御になる。
このため、インバータ部の出力電圧のベクトル位相が第
4図に示すように、誘導機の一次側に固定された座標系
(d−q座標系)上で6つの固定位相V1〜V6しか取り得
ないものとなり、誘導機の一次電流を測定してそのロー
タ回転位相とから座標変換により電流i1α,i1β等を
求めることを必要とする。このため、誘導機の一次電流
を少なくとも2相分の変流器等で検出し、この検出電流
から電流i1α,i1βを算出することになり、電流検出
器には精度や応答性に優れた高価なものを必要とする問
題があった。 特に、高性能すべり周波数制御においては、PAM方式
インバータの6つの固定位相による6次のトルク脈動を
抑制するために、電圧e1βを電圧ベクトルとの位相差
に応じて電圧e1βが一定になるようコンバータ部の電
圧制御を行うものでは、電圧e1βの変調によって電圧
e1αが該位相差によって変化し、誘導機の一次電流検
出による電流i1α,i1βの算出では精度,応答性で高
い回転速度制御を難しくする。 E.問題点を解決するための手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、誘導電
動機の磁束分を設定するα相一次電流設定値i1αと二
次電流分を設定するβ相一次電流設定値i1βから非干
渉演算によって求める一次電圧e1α,e1βを合成して
コンバータ部の電圧制御をし、誘導電動機のすべり周波
数からインバータ部の周波数制御をするPAM方式インバ
ータによる誘導電動機の制御装置において、電圧e1α
及びe1βを与えるα−β座標系の電流方程式から誘導
電動機電流i1α,i1βを求める演算手段を備えたもの
である。 F.作用 前述の(1)式において、かご形誘導電動機では二次
電圧e2α,e2βが共に零になり、二次磁束λ2α,λ
2βを二次電流i2α,i2βに置換すると、α−β座標
系の電圧方程式は次式になる。 上式において、電圧e1α,e1βを与えたときの電流
を求めるには以下の(7)式のように電流方程式に変換
することでなされる。 但し、A〜Hの各諸量は次のようになる。 Δ=L1L2〜M2 A=−L2r1 B=L1L2ωo−M2ωr C=r2M D=L2M(ωo−ωr) E=Mr1 F=ML1(ωo−ωr) G=−L1r2 H=M2ωo−L1L2ωr 上述の(7)式より、非干渉演算による電圧e1α,e
1βを与えて電流i1α,i1βを求め、更にこれらから
該非干渉演算に必要な各諸量を求めることで誘導機の一
次電流検出を不要にする。 G.実施例 第1図は本発明の一実施例を示すブロック図であり、
電圧e1βを角度領域によって一定化した制御装置の場
合である。整流器1とチョッパ用トランジスタ2とによ
ってコンバータ部主回路が構成され、トランジスタ2の
導通率によって直流電圧E1が制御される。トランジスタ
2は電圧制御アンプ3とゲート回路4によって電圧指令
e1に対する出力電圧E1のフィードバック制御がなされ
る。インバータ部5はトランジスタのブリッジ接続を主
回路とし、電圧ベクトル発生回路6からの基準位相信号
から各相のゲートパルスを得て該基準位相に従った周波
数の3相電圧出力を得、これを誘導電動機7の一次電圧
として供給する。 速度検出器8は誘導電動機7のロータ角周波数ωrを
検出し、速度制御アンプ9は速度指令ωn*と速度検出
器8の検出値ωrとの偏差からPI演算によってトルク電
流指令になるβ相一次電流指令i1β*を得る。すべり
周波数演算回路10は前述の(4)式からすべり周波数ω
sを求め、加算器11はロータ角周波数ωrとすべり周波
数ωsとの加算によって電源角周波数ωoを求める。積
分回路12は周波数ωoの積分によってα−β座標系の回
転位相角θを求める。 演算回路13及び14は前述の(3)式に従ってα,β相
の一次電圧指令e1β*及びe1α*を求め、演算回路
15は一次電圧の大きさを求める。 ここで、演算回路15による演算は、インバータの出力
電圧ベクトルとα−β座標系との間の位相差からβ相成
分を一定にしながら一次電圧e1を求める。即ち、第5図
に示すように、α−β座標系の回転において、与えられ
る電圧e1β*に対して図示の斜線領域では一定になる
よう該領域内の電圧ベクトルV1とβ軸との位相差γに応
じて電圧e1をe1=e1β*/cosγの演算により調整す
る。この調整に、電圧ベクトルとの位相差γはγ演算回
路16によって求められ、これは電圧ベクトル発生回路6
がインバータ部5に与える基準位相信号と、積分回路12
の位相角θとの比較によって求められる。α軸から領域
までの角度δはe1αの値から調節部17によって得られ
る。また、電圧ベクトルV1が領域を外れるときには次の
電圧ベクトルV2との位相差γによって電圧e1βが調整
される。 上述の演算回路15による電圧e1β*の調整により、
電圧e1(E1)は第6図に示すように電圧ベクトルV1〜V6
の周期(60゜)を持って変調された波形になり、これに
よって電流i1βの一定化ひいては電動機7のトルク脈
動を抑制する。 ここで、演算回路13,14における非干渉演算に必要な
電流i1α,i1β等は電圧演算回路18と電流演算回路19
と変換回路20によって求められる。電圧演算回路18は一
次電圧e1からα相電圧e1αを、 e1α=−|e1|sinγ から求める。これは、電圧e1βの一定化によって第5
図の関係からα軸投影分として求められる。 電流演算回路19は、電圧演算回路18の出力e1αと電
流指令e1β*と電源角周波数ωoとロータ角周波数ω
rを与えられ、これら信号と各電動機定数L2,r1,L1,M等
から前述の(7)式の演算によって一次電流i1α,i
1βを求める。この演算はコンピュータによるソフトウ
ェア処理によって実現されるし、(7)式をブロック化
した第2図の計算アルゴリズムに従ったアナログ演算に
よることもできる。第2図中、係数器21〜24は電動機定
数L2,Mを持ち、演算器25〜32は(7)式の諸量A〜Hを
周波数ωo,ωrを電動機定数に乗算さらには引算して求
め、積分器33〜36はΔ=L1L2−M2分の1の係数と電流
1α,1β,2α,2βの積分によって定常電流
i1α,i1β,i2α,i2βを求め、これら定常電流は演
算器25〜32の演算にも使用して加減算器37〜40での加減
算に使用され、最終的には電流i1α,i1βのみを出力
として得る。 第1図に戻って、変換回路20は電流i1αから(4)
式によるα相二次磁束λ2αを求め、これら回路19と20
の出力及び電源角周波数ωoによって演算回路13,14で
の非干渉演算が行われる。 従って、電流i1α,i1β及び二次磁束λ2αを求め
るのに電動機7の一次電流検出を不要にした非干渉演算
ができる。 なお、実施例では電圧e1βの一定化による制御装置
の場合を示したが、演算回路13,14の出力e1α*,e
1β*を電流演算回路19に与える構成にして同等の作用
効果を得ることができる。 H.発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、PAM方式インバータ
による誘導電動機の制御装置において、非干渉演算に必
要な電動機一次電流i1α,i1βを演算によって求める
ようにしたため、誘導機を非干渉化した高性能すべり周
波数制御に一次電流検出を不要にして高価な検出手段の
省略とその検出精度や応答性に優れた非干渉制御ができ
る効果がある。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図は
第1図における電流演算回路19の演算ブロック図、第3
図は誘導機のα−β座標系での等価ブロック図、第4図
はインバータの電圧ベクトル図、第5図は電圧ベクトル
とα−β座標系の関係を示すベクトル図、第6図は実施
例におけるコンバータ部の電圧波形図である。 5……インバータ部、7……誘導電動機、9……速度制
御アンプ、10……すべり演算回路、13,14……非干渉化
の演算回路、15……演算回路、18……電圧演算回路、19
……電流演算回路、20……変換回路。
第1図における電流演算回路19の演算ブロック図、第3
図は誘導機のα−β座標系での等価ブロック図、第4図
はインバータの電圧ベクトル図、第5図は電圧ベクトル
とα−β座標系の関係を示すベクトル図、第6図は実施
例におけるコンバータ部の電圧波形図である。 5……インバータ部、7……誘導電動機、9……速度制
御アンプ、10……すべり演算回路、13,14……非干渉化
の演算回路、15……演算回路、18……電圧演算回路、19
……電流演算回路、20……変換回路。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 1.誘導電動機の磁束分を設定するα相一次電流設定値
i1α*と誘導電動機のβ相一次電流i1βから非干渉
演算によって一次電圧指令e1α*を求める演算回路
(14)と、誘導電動機のトルク分を設定するβ相一次電
流設定値i1β*と誘導電動機のα相一次電流i1αと
α相二次磁束λ2α及び電源角周波数ω0から非干渉演
算によって一次電圧指令e1β*を求める演算回路(1
3)と、前記一次電圧指令e1αが入力され、β軸を含
む一定幅の領域のα軸からの角度δを演算する調節部
(17)と、α−β座標系の回転位相角θが入力され、6
つの単位電圧ベクトルの内、どの電圧ベクトルがβ軸を
含む一定幅の領域中に存在するかを判定し出力する電圧
ベクトル発生回路(6)と、前記電圧ベクトル信号と前
記回転位相角θとが入力され、両者の比較により電圧ベ
クトルとβ軸との位相差γを出力する演算回路(16)
と、前記位相差γに応じて前記一次電圧指令e1β*が
概ね一定となるように変調した一次電圧指令e1を求める
演算回路(15)とを有してコンバータ部の電圧制御を
し、 誘導電動機のすべり周波数から前記電源角周波数ω0及
び回転位相角θを求めてインバータ部の周波数制御をす
るPAM方式インバータによる誘導電動機の制御装置にお
いて、 前記演算回路(15)の出力e1から前記α−β座標系のα
相電圧e1αを求める電圧演算回路(18)と、 前記電圧演算回路(18)の出力e1αと前記演算回路
(13)の出力e1β*と電源角周波数ω0と誘導電動機
のロータ角周波数ωr及び各電動機定数を使って次式の
α−β座標系の電流方程式、但し、A〜H等の各諸量は次のようになる。 Δ=L1L2〜M2 A=−L2r1 B=L1L2ωo〜M2ωr C=r2M D=L2M(ωo−ωr) E=Mr1 F=ML1(ωo−ωr) G=−L1r2 H=M2ωo−L1L2ωr L1;一次インダクタンス L2;二次インダクタンス M;励磁インダクタンス r1;一次抵抗 r2;二次抵抗 から前記演算回路(13、14)の演算に必要な誘導電動機
の電流i1α,i1βを求める電流演算回路(19)と、 前記電流演算回路(19)の出力i1αと電動機定数r2、
M,L2から前記演算回路(13)の演算に必要なα相二次磁
束λ2αを求める変換回路(20)と、 を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62205930A JP2689434B2 (ja) | 1987-08-19 | 1987-08-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62205930A JP2689434B2 (ja) | 1987-08-19 | 1987-08-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6450783A JPS6450783A (en) | 1989-02-27 |
JP2689434B2 true JP2689434B2 (ja) | 1997-12-10 |
Family
ID=16515093
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62205930A Expired - Fee Related JP2689434B2 (ja) | 1987-08-19 | 1987-08-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2689434B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS60237880A (ja) * | 1984-05-11 | 1985-11-26 | Drive Syst Kk | 三相誘導機の速度制御pam方式インバ−タ |
-
1987
- 1987-08-19 JP JP62205930A patent/JP2689434B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6450783A (en) | 1989-02-27 |
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