JPH0531391B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置、特
に電圧形インバータによるベクトル制御装置に関
する。

（従来技術と問題点） 近年、誘導電動機の速応性を向上する制御方式
として、電動機の一次電流を励磁電流と二次電流
とに分けて制御し、二次磁束と二次電流ベクトル
を常に直交させることで直流機と同等の応答性を
得ようとするベクトル制御方式が提案されてい
る。

このようなベクトル制御方式として、電動機に
交流電力を供給する電力変換装置にPWM方式イ
ンバータを使つた電圧形ベクトル制御方式とし、
二次磁束分と二次電流分との間に互いの干渉分を
キヤンセルできる非干渉制御方式を本願出願人は
既に提案している（特願昭58−39434号（特開昭
59−165982号））。この概要を第１図を参照して以
下に説明する。

電動機１にPWM方式インバータ２から電圧制
御による一次電圧を供給して該電動機１に磁束と
二次電流とが互いに直交するよう制御するにおい
て、磁束の方向をα軸とし二次電流の方向をα軸
に直交するβ軸として指令値としてのα相一次電
流i₁〓^*及びβ相一次電流i₁〓から夫々α相一次電圧
e₁〓_,〓相一次電圧e₁〓の二相電圧信号を得るのに、補
正演算回路３によつて電動機１のβ相一次電流
i₁〓による磁束への干渉及びα相一次電流i₁〓によ
る二次電流への干渉を取除くようにしている。こ
の補正演算は、上記磁束電流指令値i₁〓^*を一次抵
抗r₁に設定する係数器３₁を通した値から上記二
次電流指令値i₁〓^*に電圧形インバータの角周波数
設定値ω_pを乗算器３₂で乗算しかつ等価漏れイン
ダクタンスL〓に設定する係数器３₃を通した値を
減算して誘導電動機の磁束分を設定するα相電圧
e₁〓を求め、上記二次電流指令値i₁〓^*を一次抵抗r₁
に設定する係数器３₄を通した値に上記磁束電流
指令値i₁〓^*にインバータの角周波数設定値ω_pを乗
算器３₅で乗算しかつ一次インダクタンスL₁に設
定する係数器３₆を通した値を加算して誘導電動
機の二次電流分を設定するβ相電圧e₁〓を求める。
この補正演算回路３によつてα相一次電圧e₁〓，
β相一次電圧e₁〓は、互いに非干渉にした磁束、
二次電流の指令信号になり、これら信号は相電圧
演算回路７によつてインバータ２の三相電圧指令
信号e_a ^*，e_b ^*，e_c ^*に変換される。

β相一次電流指令i₁〓^*は速度設定値V_s ^*と電動
機の速度検出器４の検出値ω_rとの突合せで速度
調節器５の出力として取出され、電源角周波数
ω_p（インバータの角周波数設定値ω_p）は角周波数
演算回路６によつて得る。また、相電圧演算回路
７における二相・三相変換に必要な正弦波・余弦
波信号SINω_ptは電源角周波数ω_pを使つて三角関
数発生回路８から得るし、インバータ２における
パルス幅変調に必要な搬送波としての三角波信号
T_r1はω_pを使つて三角波発生回路９から得る。１
０はインバータ２に直流電力を供給する整流器で
ある。

このように、電動機の一次電圧をPWM方式イ
ンバータでベクトル制御する方式は、非干渉制御
のための補正演算することによつて、従来の電流
制御形ベクトル制御と異なり一次電圧をフイード
フオワード制御することになつて非常に応答性に
優れ、直流機以上の応答特性が確認されている。

しかし、この方式の１つの問題は、非干渉制御
手段を持たないベクトル制御も同様であるが、す
べり周波数ω_sの演算に二次回路定数τ₂ ^*＝L₂₂／r₂
（但し、τ₂ ^*は二次時定数、L₂₂は二次インダクタ
ンス、r₂は二次抵抗）を使用するため、温度変化
や磁束飽和の影響などでこれら定数L₂₂、r₂が変
化すると所定の制御ができなくなる。

例えば、二次抵抗r₂が大きくなると実際の時定
数τ₂が小さくなつておるにも拘らずすべり周波数
ω_sの演算には設計値τ₂ ^*で計算するため、必要と
するすべり周波数に比べて計算結果のすべり周波
数ω_sが小さくなつてしまう。その誤差分だけト
ルク増になつてトルク電流指令i₁〓^*が増え、結局
電動機の一次電圧が大きくなつてしまう。すなわ
ち、磁束が設定通りにならない。

このように、電動機定数の変化によつて過励磁
又は不足励磁が生じると共に、磁束が設定通りに
ならないためにベクトル制御に誤差が生じ、本来
の高性能応答が得られなくなる。

電動機定数の変化について、従来のベクトル制
御においても二次抵抗変化を補償する方法があ
る。例えば、磁気センサや検出コイルによつて電
動機の磁束変化から二次抵抗変化を検出する方法
があるが、複雑高価な補償装置になる。また、一
次電圧の大きさから検出する方法もあるが、この
方法は電圧形インバータでは電圧波形に含まれ高
調波分の除去に適当な方法がないし、電流形イン
バータの場合でも電圧高調波電圧が小さくなるも
のの一次インピーダンスドロツプ分の補償が十分
でないため誤差が大きくなる。

（発明の目的） 本発明は、電動機の定数変化による制御性の低
下を無くした制御装置を提供することを目的とす
る。

（発明の概要） 本発明は制御電圧信号e_a ^*と一次電流i_aと角周
波数ωから二次磁束φ₂を求め、このφ₂から二次
磁束設定用一次電流i₁〓^*をフイードバツク制御す
ることにより、定数変化による実磁束の変化分を
補償することを特徴とする。

（実施例） 第２図は本発明の一実施例を示す要部回路図で
ある。積分器１１は電動機２のα相一次電流i_aを
積分し、乗算器１２はインバータ周波数ωの二乗
を演算し、乗算器１３は積分器１１の出力に乗算
器１２の出力を乗算し、係数器１４は乗算器１３
の出力に一次インダクタンスl′を係数演算する。
係数器１５は一次電流i_aに一次抵抗r₁を係数演算
する。加算器１６は相電圧演算回路７からのａ相
電圧制御信号e_a ^*に係数器１４の出力を加算し、
係数器１５の出力を減算する。積分器１７は加算
器１６の出力を積分し、整流回路１８は積分器１
７の整流平滑して平均値を検出し、増幅器１９は
整流回路１８の出力を適当に増幅して二次磁束設
定用α相一次電流設定値i₁〓^*との突わせ信号を得
る。電流制御増幅器２０は増幅器１９の出力と
i₁〓^*との突合せによる偏差信号を演算増幅して補
正回路３の新たな一次電流設定値i₁〓^**を得る。

この構成において、回路１１〜１４は電動機１
の漏れインダクタンス分を補償するもので、係数
器１５は一次抵抗r₁分を補償するものである。ま
た、整流器１８の出力に二次磁束φ₂に比例する
信号を得る。以下、第３図Ａ又はＢの等価回路を
参照して第２図の動作を説明する。

第３図Ａは誘導電動機の一般の等価回路を示
し、一次側リアクタンスx₁と一次側抵抗r₁と一次
側換算の二次側リアクタンスx₂と二次側抵抗r₂／
ｓと励磁リアクタンスx_nとからなるＴ形等価回
路で表わされる。

この等価回路において、励磁電流による磁束φ_p
はギヤツプ磁束であり、ベクトル制御に必要な二
次磁束でない。そこで、本発明では第３図Ｂに示
すように、二次側リアクタンスx₂をx_n・x₁に
夫々含ませたものにする。このとき、以下の関係
になる。

x₁′＝x₁＋x₂ ……(1) x′_n＝x_n−x₂ ……(2) この等価回路において、二次磁束φ₂は一次電
圧e_a、一次電流i_aについて次の式から求められ
る。

φ₂＝１／L′_n∫e₀dt ……(3) e₀＝e_a−i_a（r₁＋jx₁′） ……(4) この(3)、(4)式において、誘起電圧e_pは加算器１
６の出力として求められ、磁束φ₂は整流器１８
の出力として求められる。例えば、第２図におい
て、 e_a ^*＝E₁SINωt i_a＝I₁SIN（ωt−） とすると、積分器１１の出力は −１／ωI₁cos（ωt−） となり、係数器１４の出力は −ωl′I₁cos（ωt−）＝−x₁′I₁cos（ωt−）＝i
_a・jx₁ となる。これは一次電流i_a（＝I₁SIN（ωt−））よ
りも90度進んで大きさx₁′I₁電圧の極性を反転し
たものに等しい。

また、係数器１５の出力は一次抵抗降下i_ar₁に
なり、これらにe_a ^*を図示極性で加算することに
より、前述の(4)式に相当する誘起電圧e_pが求めら
れる。

そして、電圧e_pを積分器１７で積分し、整流器
１８で直流に変換した磁束φ₂に比例した信号を
得ることができる。この二次磁束φ₂検出により、
磁束設定一次電流i₁〓^*と増幅器１９による等価電
流変換値i_OFBとを突合わせて電流制御増幅器２０
の出力から磁束指令i₁〓^**を得るフイードバツク
制御により、二次磁束φ₂を一定に保つことがで
きる。

なお、実施例において、誘起電圧e_pを求めるの
にリアクタンス降下分i_a・jx₁を無視した簡易方
式とすることもできる。この方式は厳密には正し
くないが、回転数の高いときには一次インピーダ
ンスドロツプ分を無視してその影響が少なく、ま
た回転数の低いときは周波数が低いためにインピ
ーダンスドロツプ分は抵抗分よりもかなり小さく
なり、精度をそれほど必要としない用途には有効
となる。

（発明の効果） 本発明によれば、二次磁束設定に一次電圧e_a ^*
と一次電流i_aによるインピーダンス降下から誘起
電圧e_pの算出及びその積分から求めてフイードバ
ツク制御するため、電動機の二次回路定数変化に
よる制御性の低下を無くすことができる。また、
本発明は、非干渉制御方式のベクトル制御装置に
おいて磁束指令分をフイードバツク制御するた
め、磁束分を演算で求めるための電圧信号にノイ
ズを含まない指令値e_a ^*を利用でき、磁束演算を
容易にする効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は非干渉制御のベクトル制御方式構成
図、第２図は本発明の要部構成図、第３図Ａ及び
第３図Ｂは電動機の等価回路図である。 ２……インバータ、３……補償回路、７……相
電圧演算回路、８……三角関数発生回路、９……
三角波発生回路、１１，１７……積分器、１２，
１３……乗算器、１４，１５……係数器、１６…
…加算器、１８……整流器、２０……電流制御増
幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機を電圧形インバータで駆動し、誘
   導電動機の二次磁束と二次電流ベクトルを互いに
   直交するα相とβ相の磁束電流指令値i₁〓^*と二次
   電流指令値i₁〓^*で設定し、上記磁束電流指令値i₁〓
   ^＊を一次抵抗r₁に設定する係数器を通した値から
   上記二次電流指令値i₁〓^*に電圧形インバータの角
   周波数設定値ω_pを乗算しかつ等価漏れインダク
   タンスL〓に設定する係数器を通した値を減算し
   て誘導電動機の磁束分を設定するα相電圧e₁〓を
   求め、上記二次電流指令値i₁〓^*を一次抵抗r₁に設
   定する係数器を通した値に上記磁束電流指令値
   i₁〓^*に上記角周波数設定値ω_pを乗算しかつ一次イ
   ンダクタンスL₁に設定する係数器を通した値を
   加算して誘導電動機の二次電流分を設定するβ相
   電圧e₁〓を求め、上記電圧e₁〓，e₁〓から二相・三相
   変換によつて上記電圧形インバータのａ、ｂ、ｃ
   相の３相電圧設定値e_a ^*，e_b ^*，e_c ^*を求め、上記
   指令値i₁〓^*を指令値i₁〓^*で割算した値を二次イン
   ダククンスL₂₂と二次抵抗r₂の比L₂₂／r₂の二次時
   定数でτ₂で割算して誘導電動機のすべり周波数ω_s
   を求め、このすべり周波数ω_sに誘導電動機のロ
   ータ角周波数ω_rを加算して上記角周波数設定値
   ω_pを求めるベクトル制御装置において、 誘導電動機の任意相一次電流i_aの積分値に上記
   角周波数設定値ω_pの二乗値を乗算し、この乗算
   値に一次インダクタンス１′に設定する係数器を
   通して誘導電動機のリアクタンスドロツプ分を求
   める回路１１，１２，１３，１４と、 上記一次電流i_aを一次抵抗r₁に設定する係数器
   を通して誘導電動機の一次抵抗ドロツプ分を求め
   る回路１５と、 上記３相電圧設定値e_a ^*と上記リアクタンスド
   ロツプ分を加算しかつ一次抵抗ドロツプ分を減算
   して誘導電動機の誘起電圧信号e_pを求める加算機
   １６と、 上記誘起電圧信号e_pを積分及び平均値化して誘
   導電動機の二次磁束i_OFBを求める回路１７，１８，
   １９と、 上記磁束電流指令値i₁〓^*と二次磁束i_OFBの偏差信
   号を増幅して該指令値i₁〓^*に代えた磁束電流指令
   値i₁〓^**を求める電流制御増幅器２０と、 を備えたことを特徴とする誘導電動機のベクトル
   制御装置。