JP2523504B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明はサイクロコンバータ等の電力変換器の制御装
置に関する。
置に関する。
（従来の技術） サイクロコンバータの電流制御方式には、３相の電流
フィードバックから３相２相変換をおこない、直交する
２軸に変換して直流量で電流基準とフィードバックとを
おこなう方式がある。
フィードバックから３相２相変換をおこない、直交する
２軸に変換して直流量で電流基準とフィードバックとを
おこなう方式がある。
これは直流量で制御できるため過渡的な変化に対し精
度よく十分な追随性が得られる利点がある。
度よく十分な追随性が得られる利点がある。
第２図はサイクロコンバータとその制御装置の構成を
示すブロック図である。主回路は３相交流電源１に接続
された電源変圧器２と、その電源変圧器２の２次巻線2
1,22,23に接続された３相グレーツ接続コンバータ31,3
2,33と、その出力に接続される負荷誘導電動機４とから
構成される。コンバータ31,32,33は３相グレーツ接続コ
ンバータが逆並列に接続され、正逆両方の電流を流すこ
とが可能である。
示すブロック図である。主回路は３相交流電源１に接続
された電源変圧器２と、その電源変圧器２の２次巻線2
1,22,23に接続された３相グレーツ接続コンバータ31,3
2,33と、その出力に接続される負荷誘導電動機４とから
構成される。コンバータ31,32,33は３相グレーツ接続コ
ンバータが逆並列に接続され、正逆両方の電流を流すこ
とが可能である。
また負荷誘導電動機４とコンバータ31,32,33の出力端
とを結ぶ線上には負荷電流を検出するための電流検出器
61,62,63が設けられている。負荷電動機４にはその速度
を検出するための速度検出器５が取り付けられている。
負荷電動機４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各巻線はコンバータ
31,32,33に接続され、電源変圧器２の２次巻線21,22,23
より供給される商用の交流は、このコンバータ31,32、3
3により直接所定の周波数に変換されて誘導電動機４に
与えられる。
とを結ぶ線上には負荷電流を検出するための電流検出器
61,62,63が設けられている。負荷電動機４にはその速度
を検出するための速度検出器５が取り付けられている。
負荷電動機４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各巻線はコンバータ
31,32,33に接続され、電源変圧器２の２次巻線21,22,23
より供給される商用の交流は、このコンバータ31,32、3
3により直接所定の周波数に変換されて誘導電動機４に
与えられる。
誘導電動機４の速度を設定するために速度設定器10が
設けられており、この速度設定器10で設定された速度基
準信号と速度検出器５で検出された速度フィ−ドバック
信号とは加算器11により突き合わされて速度制御回路12
に入力される。速度制御回路12は加算器11により得られ
た速度偏差信号を増幅する。速度制御回路12からの出力
はトルク電流リミット回路13に入力され、あらかじめト
ルク電流リミット設定器14により設定された値に制限さ
れる。これによりトルク電流基準I1q ＊が得られる。速
度検出器５から得られた速度フィードバック信号は磁束
弱め制御回路15に入力され２次磁束信号として出力され
る。
設けられており、この速度設定器10で設定された速度基
準信号と速度検出器５で検出された速度フィ−ドバック
信号とは加算器11により突き合わされて速度制御回路12
に入力される。速度制御回路12は加算器11により得られ
た速度偏差信号を増幅する。速度制御回路12からの出力
はトルク電流リミット回路13に入力され、あらかじめト
ルク電流リミット設定器14により設定された値に制限さ
れる。これによりトルク電流基準I1q ＊が得られる。速
度検出器５から得られた速度フィードバック信号は磁束
弱め制御回路15に入力され２次磁束信号として出力され
る。
この２次磁束信号は磁束電流演算回路16に入力され、
出力として磁束電流基準I1d ＊がその出力として得られ
る。
出力として磁束電流基準I1d ＊がその出力として得られ
る。
ベクトル演算回路17にはトルク電流リミット回路13か
らのトルク電流基準I1q ＊と磁束電流演算回路16からの
磁束電流I1q ＊と誘導電動機４の定数が与えられ、これ
らの入力値を基にしてすべり角周波数ωｓが演算され
る。誘導電動機４に供給される各相の負荷電流は電流検
出器61,62,63により検出され、３相２相変換器25を介し
て２相変換され、磁束電流フィードバックI1d−FBKとト
ルク電流フィードバックI1q−FBKとに分離されてそれぞ
れ加算器18および19によりベクトル演算回路17からの出
力である磁束電流基準I1q ＊およびトルク電流基準I1q ＊
と加算され、それぞれ磁束電流偏差信号ΔI1dおよびト
ルク電流偏差信号ΔI1qとなって電圧指令回路24に入力
される。
らのトルク電流基準I1q ＊と磁束電流演算回路16からの
磁束電流I1q ＊と誘導電動機４の定数が与えられ、これ
らの入力値を基にしてすべり角周波数ωｓが演算され
る。誘導電動機４に供給される各相の負荷電流は電流検
出器61,62,63により検出され、３相２相変換器25を介し
て２相変換され、磁束電流フィードバックI1d−FBKとト
ルク電流フィードバックI1q−FBKとに分離されてそれぞ
れ加算器18および19によりベクトル演算回路17からの出
力である磁束電流基準I1q ＊およびトルク電流基準I1q ＊
と加算され、それぞれ磁束電流偏差信号ΔI1dおよびト
ルク電流偏差信号ΔI1qとなって電圧指令回路24に入力
される。
電圧指令回路24にはこのほかにベクトル演算回路17か
ら出力されるすべり角周波数ωｓと速度検出器５から得
られる速度フィードバック信号ωｒとが入力される。
ら出力されるすべり角周波数ωｓと速度検出器５から得
られる速度フィードバック信号ωｒとが入力される。
これらの入力信号に基づいて電圧指令回路24は各相の
出力電圧の指令値を演算する。
出力電圧の指令値を演算する。
第３図は電圧指令回路24の詳細構成を示したブロック
図である。入力されたトルク電流偏差ΔI1qと磁束電流
偏差ΔI1dとはそれぞれ比例積分回路40,41によって比
例、積分演算され、トルク軸電圧V1qと磁束軸電圧V1dと
に変換されて電圧ベクトル演算回路42に出力される。
図である。入力されたトルク電流偏差ΔI1qと磁束電流
偏差ΔI1dとはそれぞれ比例積分回路40,41によって比
例、積分演算され、トルク軸電圧V1qと磁束軸電圧V1dと
に変換されて電圧ベクトル演算回路42に出力される。
電圧ベクトル演算回路42はこの入力されたトルク軸電
圧V1qと磁束軸電圧V1dとに基づいて電圧振幅指令値 を演算して出力する。
圧V1qと磁束軸電圧V1dとに基づいて電圧振幅指令値 を演算して出力する。
また磁束位置からの電圧位相θを として求めて出力する。さらに、すべり角周波数ωｓと
速度フィードバック信号ωｒとは加算されてωｏ＝ωｒ
＋ωｓとなり、積分器43を介して磁束位置信号θｏに変
換され、電圧ベクトル演算回路42からの電圧位相θと加
算され、電圧位相指令値θｖ＝θｏ＋θとしてＵ相、Ｖ
相、Ｗ相の各相電圧指令器45,46,47に電圧振幅指令値V1
とともに与えられる。各相電圧指令器45,46,47は電圧振
幅指令値V1と電圧位相指令値θｖとに基づいて各相の出
力電圧の指令値をそれぞれ、 VU＝V1sinθｖ VV＝V1sin（θｖ−120゜） VW＝V1sin（θｖ−240゜） として、変換器31,32,33に出力する。このようなシステ
ムはU,V,W相の各相電流ごとに電流マイナーループをも
つ必要がなく、回路構成が１つでよく、また交流量を３
相２相変換により直流量で比較演算することができるた
め追従応答の良い制御が可能となる。
速度フィードバック信号ωｒとは加算されてωｏ＝ωｒ
＋ωｓとなり、積分器43を介して磁束位置信号θｏに変
換され、電圧ベクトル演算回路42からの電圧位相θと加
算され、電圧位相指令値θｖ＝θｏ＋θとしてＵ相、Ｖ
相、Ｗ相の各相電圧指令器45,46,47に電圧振幅指令値V1
とともに与えられる。各相電圧指令器45,46,47は電圧振
幅指令値V1と電圧位相指令値θｖとに基づいて各相の出
力電圧の指令値をそれぞれ、 VU＝V1sinθｖ VV＝V1sin（θｖ−120゜） VW＝V1sin（θｖ−240゜） として、変換器31,32,33に出力する。このようなシステ
ムはU,V,W相の各相電流ごとに電流マイナーループをも
つ必要がなく、回路構成が１つでよく、また交流量を３
相２相変換により直流量で比較演算することができるた
め追従応答の良い制御が可能となる。
（発明が解決しようとする問題点） しかし負荷を含む主回路にインピーダンスアンバラン
スがあると、３相２相変換器25の出力電流は交流分を含
むため、おのおのの電流基準とフィードバックの偏差信
号とを制御する比例積分回路40,41が応答できない場合
がある。
スがあると、３相２相変換器25の出力電流は交流分を含
むため、おのおのの電流基準とフィードバックの偏差信
号とを制御する比例積分回路40,41が応答できない場合
がある。
特に出力電流の周波数が高く、出力電流が大きくなる
とこのインピーダンスアンバランスの影響が大きくな
り、制御できずに３相の電流がアンバランスとなってし
まい出力電流が電流基準に追随できず振動する現象が発
生する。このように主回路にインピーダンスアンバラン
スを含んだ場合、この電圧効果による影響が大きいと出
力電流にアンバランスを生じ出力周波数の２倍の周波数
の振動となって現われる。
とこのインピーダンスアンバランスの影響が大きくな
り、制御できずに３相の電流がアンバランスとなってし
まい出力電流が電流基準に追随できず振動する現象が発
生する。このように主回路にインピーダンスアンバラン
スを含んだ場合、この電圧効果による影響が大きいと出
力電流にアンバランスを生じ出力周波数の２倍の周波数
の振動となって現われる。
これが低い出力周波数範囲ならば電流制限により修正
可能であるが、周波数が高くなると、電流制御では応答
しきれなくなり、出力電流が正弦波とならずアンバラン
スを生じてしまうという問題があった。
可能であるが、周波数が高くなると、電流制御では応答
しきれなくなり、出力電流が正弦波とならずアンバラン
スを生じてしまうという問題があった。
本発明は主回路インピーダンスのアンバランスによる
出力電流のバラツキが抑え、主回路のインピーダンスに
アンバランスがあった場合でも負荷に供給される出力電
流をバランスよく電流基準に追随させて制御することの
できる電力変換器の制御装置を提供することを目的とす
る。
出力電流のバラツキが抑え、主回路のインピーダンスに
アンバランスがあった場合でも負荷に供給される出力電
流をバランスよく電流基準に追随させて制御することの
できる電力変換器の制御装置を提供することを目的とす
る。
（問題点を解決するための手段および作用） 上述した問題点を解決するために本発明では、一次電
圧指令及び位相指令に基づいて相毎に電圧指令を出力す
る電圧指令部を備え、この電圧指令に応じて多相交流を
出力し交流電動機を駆動する電力変換器を制御する電力
交換器の制御装置において、多相交流の電流から検出さ
れるトルク成分電流と励磁成分電流のベクトル和と位相
角を求める第１の演算手段と、一次周波数指令、位相指
令、ベクトル和、位相角、各相毎のリアクタンス分及び
抵抗分に基づいて、少なくとも一相のアンバランスイン
ピーダンスによる電圧降下量を求め前記電圧指令を補正
する第２の演算手段とを設けたことを特徴としている。
圧指令及び位相指令に基づいて相毎に電圧指令を出力す
る電圧指令部を備え、この電圧指令に応じて多相交流を
出力し交流電動機を駆動する電力変換器を制御する電力
交換器の制御装置において、多相交流の電流から検出さ
れるトルク成分電流と励磁成分電流のベクトル和と位相
角を求める第１の演算手段と、一次周波数指令、位相指
令、ベクトル和、位相角、各相毎のリアクタンス分及び
抵抗分に基づいて、少なくとも一相のアンバランスイン
ピーダンスによる電圧降下量を求め前記電圧指令を補正
する第２の演算手段とを設けたことを特徴としている。
（実施例） 以下本発明を図示した実施例に基づいて詳細に説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例にかかる制御装置のブロッ
ク図で、主として電圧指令回路の構成を示したものであ
る。電圧指令回路を除く他の構成は第２図に示す従来の
回路構成とほぼ同一である。
ク図で、主として電圧指令回路の構成を示したものであ
る。電圧指令回路を除く他の構成は第２図に示す従来の
回路構成とほぼ同一である。
なお第２図および第３図に示したと同一部分には同一
符号を付しその詳細説明は省略する。
符号を付しその詳細説明は省略する。
本発明の装置では３相２相変換器25から出力されたト
ルク電流フィードバックI1q−FBKと磁束電流フィードバ
ックI1d−FBKとから電流フィードバックによる振幅値I
1Fと位相値θIOとを演算するための演算器26が設けられ
ており、この演算に基づく電流フィードバック振幅値I
1F として求められ、位相値θIOは、 で求められる。
ルク電流フィードバックI1q−FBKと磁束電流フィードバ
ックI1d−FBKとから電流フィードバックによる振幅値I
1Fと位相値θIOとを演算するための演算器26が設けられ
ており、この演算に基づく電流フィードバック振幅値I
1F として求められ、位相値θIOは、 で求められる。
この電流フィードバック振幅値I1Fはインピーダンス
補正回路48,49,50に入力される。また演算器26から電流
フィードバック位相値θIOは積分器43の出力である磁束
位置信号θＯと加算され、θＩ＝θIO＋θＯとしてイン
ピーダンス補正回路48,49,50にそれぞれ入力される。
補正回路48,49,50に入力される。また演算器26から電流
フィードバック位相値θIOは積分器43の出力である磁束
位置信号θＯと加算され、θＩ＝θIO＋θＯとしてイン
ピーダンス補正回路48,49,50にそれぞれ入力される。
さらにインピーダンス補正回路48,49,50には一次周波
数ω０も入力され、これらの各入力値に基づいてインピ
ーダンスアンバランスによる電圧降下量が演算される。
インピーダンス補正回路48はＵ相の主回路にインピーダ
ンスアンバランスがある場合、そのアンバランス分の抵
抗分rU、リアクタンス分LUおよび出力電圧の位相を考慮
して演算をおこなう。
数ω０も入力され、これらの各入力値に基づいてインピ
ーダンスアンバランスによる電圧降下量が演算される。
インピーダンス補正回路48はＵ相の主回路にインピーダ
ンスアンバランスがある場合、そのアンバランス分の抵
抗分rU、リアクタンス分LUおよび出力電圧の位相を考慮
して演算をおこなう。
Ｕ相の出力電圧VUは、Ｕ相電圧指令器45よりV1sinθ
ｖとして与えられるため、リアクタンス分LUの降下分は
その時の一次周波数ωｏと電流フィードバック振幅値I
1Fおよび電流フィードバック位相値θＩと位相差とを考
慮してωoLUI1FcosθＩとして演算される。
ｖとして与えられるため、リアクタンス分LUの降下分は
その時の一次周波数ωｏと電流フィードバック振幅値I
1Fおよび電流フィードバック位相値θＩと位相差とを考
慮してωoLUI1FcosθＩとして演算される。
次に抵抗分rUによる電圧降下は、電流位相と同相のた
めrUI1FsinθＩとして演算される。したがってＵ相のイ
ンピーダンスアンバランスによる電圧降下vUは、 vU＝ωoLUI1FcosθＩ＋rUI1FsinθＩ ……（１） として表わすことができる。この電圧降下vUをＵ相電圧
指令器45の出力であるV1に加算してＵ相変換器31へ出力
電圧指令値として与えることにより、Ｕ相の主回路のイ
ンピーダンスアンバランスによる電圧降下分を補正する
ことができる。
めrUI1FsinθＩとして演算される。したがってＵ相のイ
ンピーダンスアンバランスによる電圧降下vUは、 vU＝ωoLUI1FcosθＩ＋rUI1FsinθＩ ……（１） として表わすことができる。この電圧降下vUをＵ相電圧
指令器45の出力であるV1に加算してＵ相変換器31へ出力
電圧指令値として与えることにより、Ｕ相の主回路のイ
ンピーダンスアンバランスによる電圧降下分を補正する
ことができる。
同様に他の２相についても、インピーダンスアンバラ
ンスによる電圧降下を（２）式および（３）式のように
求めることができる。
ンスによる電圧降下を（２）式および（３）式のように
求めることができる。
vV＝ωoLVI1Fcos（θＩ−120゜） ＋rVI1Fsin（θＩ−120゜） ……（２） vW＝ωoLWI1Fcos（θＩ−240゜） ＋rWI1Fsin（θＩ−240゜） ……（３） したがって、３相の出力電流をバランスさせて制御す
ることが可能となる。
ることが可能となる。
なお、第１図に示した実施例では３相ともそのアンバ
ランスを補正するように構成しているが、１つの相のみ
を補正するだけでもインピーダンスアンバランスの低減
効果は期待できる。
ランスを補正するように構成しているが、１つの相のみ
を補正するだけでもインピーダンスアンバランスの低減
効果は期待できる。
さらに抵抗分とリアクタンス分との両方を補正する場
合だけでなくどちらか一方を補正することによってもイ
ンピーダンスアンバランスの低減効果はある。
合だけでなくどちらか一方を補正することによってもイ
ンピーダンスアンバランスの低減効果はある。
なお本発明により制御される電力変換器はサイクロコ
ンバータに限定されるものではなく他の電力変換器の場
合についても同様に適用が可能である。
ンバータに限定されるものではなく他の電力変換器の場
合についても同様に適用が可能である。
以上実施例に基づいて詳細に説明したように、本発明
では出力電流の振幅値、周波数および位相に基づいて各
相ごとの主回路インピーダンスのアンバランスによる電
圧降下量を演算し、これら基づいて各相の電圧指令値を
補正するようにしているためインピーダンスアンバラン
スによる出力電流のバラツキを無くすることができ、こ
れによってトルクリップルを抑えると共に、円滑な運転
が可能になる。
では出力電流の振幅値、周波数および位相に基づいて各
相ごとの主回路インピーダンスのアンバランスによる電
圧降下量を演算し、これら基づいて各相の電圧指令値を
補正するようにしているためインピーダンスアンバラン
スによる出力電流のバラツキを無くすることができ、こ
れによってトルクリップルを抑えると共に、円滑な運転
が可能になる。
第１図は本発明の一実施例にかかる制御装置の部分回路
ブロック図、第２図は従来の制御装置の構成を示すブロ
ック図、第３図は第２図に用いられている電圧指令回路
の詳細構成を示すブロック図である。 25……３相２相変換器、26……演算器、45,46,47……電
圧指令値、48,49,50……インピーダンス補正回路。
ブロック図、第２図は従来の制御装置の構成を示すブロ
ック図、第３図は第２図に用いられている電圧指令回路
の詳細構成を示すブロック図である。 25……３相２相変換器、26……演算器、45,46,47……電
圧指令値、48,49,50……インピーダンス補正回路。
Claims (1)
- 【請求項１】一次電圧指令及び位相指令に基づいて相毎
に電圧指令を出力する電圧指令部を備え、この電圧指令
に応じて多相交流を出力し交流電動機を駆動する電力変
換器を制御する電力交換器の制御装置において、 前記多相交流の電流から検出されるトルク成分電流と励
磁成分電流のベクトル和と位相角を求める第１の演算手
段と、 一次周波数指令、前記位相指令、前記ベクトル和、前記
位相角、各相毎のリアクタンス分及び抵抗分に基づい
て、少なくとも一相のアンバランスインピーダンスによ
る電圧降下量を求め前記電圧指令を補正する第２の演算
手段と、 を設けたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61137142A JP2523504B2 (ja) | 1986-06-12 | 1986-06-12 | 電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61137142A JP2523504B2 (ja) | 1986-06-12 | 1986-06-12 | 電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62293966A JPS62293966A (ja) | 1987-12-21 |
| JP2523504B2 true JP2523504B2 (ja) | 1996-08-14 |
Family
ID=15191798
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61137142A Expired - Lifetime JP2523504B2 (ja) | 1986-06-12 | 1986-06-12 | 電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2523504B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62268364A (ja) * | 1986-05-15 | 1987-11-20 | Mitsubishi Electric Corp | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御装置 |
-
1986
- 1986-06-12 JP JP61137142A patent/JP2523504B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62268364A (ja) * | 1986-05-15 | 1987-11-20 | Mitsubishi Electric Corp | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62293966A (ja) | 1987-12-21 |
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