JP3084831B2 - ブラシレス直流モータの制御装置 - Google Patents
ブラシレス直流モータの制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、永久磁石界磁を持つブ
ラシレス直流モータの制御装置に関する。
ラシレス直流モータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】永久磁石により界磁磁束を得る直流ブラ
シレスモータは、従来は直軸電流を流すことは不可能で
あったが、磁石材料の発達により磁気特性の優れた磁石
が得られるようになり、直軸電流を積極的に利用した制
御方法が提案されている。さらに、直流ブラシレスモー
タは直接に界磁を弱めることはできないが、ｄ軸電機子
反作用を利用して弱め界磁と等価な作用を得て速度制御
範囲を拡大する制御方法が提案されている。例えば、電
気学会、半導体電力変換研究会資料、ＳＰＣ−９０−１
１、第１頁乃至第８頁、「セグメント構造ＰＭモータの
広範囲速度制御」がある。
シレスモータは、従来は直軸電流を流すことは不可能で
あったが、磁石材料の発達により磁気特性の優れた磁石
が得られるようになり、直軸電流を積極的に利用した制
御方法が提案されている。さらに、直流ブラシレスモー
タは直接に界磁を弱めることはできないが、ｄ軸電機子
反作用を利用して弱め界磁と等価な作用を得て速度制御
範囲を拡大する制御方法が提案されている。例えば、電
気学会、半導体電力変換研究会資料、ＳＰＣ−９０−１
１、第１頁乃至第８頁、「セグメント構造ＰＭモータの
広範囲速度制御」がある。
【０００３】ここで、ブラシレス直流モータの制御装置
は、速度制御系のマイナループ制御系として、又は独立
した制御系として電流制御系を具えるものが多く、この
電流制御系は例えば図２に示す構成にされる。
は、速度制御系のマイナループ制御系として、又は独立
した制御系として電流制御系を具えるものが多く、この
電流制御系は例えば図２に示す構成にされる。
【０００４】直流電源１からの直流電力はインバータ主
回路２によって制御されたＰＷＭ波形の電圧出力に変換
され、ＤＣブラシレスモータ３の電機子電流として供給
される。モータ３の回転子位置はアブソリュートエンコ
ーダ４によって位相信号θとして検出される。電流指令
Ｉ1refは乗算器５1，５2の乗数にされ、これら乗算器５
1，５2の被乗数には正弦波発生器６からの互いに１２０
度移相した正弦波信号にされる。この正弦波位相はエン
コーダ４の位相信号θに従って制御される。
回路２によって制御されたＰＷＭ波形の電圧出力に変換
され、ＤＣブラシレスモータ３の電機子電流として供給
される。モータ３の回転子位置はアブソリュートエンコ
ーダ４によって位相信号θとして検出される。電流指令
Ｉ1refは乗算器５1，５2の乗数にされ、これら乗算器５
1，５2の被乗数には正弦波発生器６からの互いに１２０
度移相した正弦波信号にされる。この正弦波位相はエン
コーダ４の位相信号θに従って制御される。
【０００５】乗算器５1，５2の出力にはモータ３への３
相入力のうちのｕ相とｗ相の正弦波電流指令Ｉu，ＩWが
取り出され、これら電流指令Ｉu，ＩWはモータ電流
Ｉu′，ＩW′をフィードバック信号とする電流制御アン
プ７1，７2によって比例・積分演算され、ｕ相とｗ相の
電圧指令Ｖu，ＶWとして取り出される。
相入力のうちのｕ相とｗ相の正弦波電流指令Ｉu，ＩWが
取り出され、これら電流指令Ｉu，ＩWはモータ電流
Ｉu′，ＩW′をフィードバック信号とする電流制御アン
プ７1，７2によって比例・積分演算され、ｕ相とｗ相の
電圧指令Ｖu，ＶWとして取り出される。
【０００６】電圧指令Ｖu，ＶWは加算器８によって加算
されることで該加算器９の出力にｖ相の電圧指令Ｖvが
生成される。これら電圧指令Ｖu，Ｖv，ＶWはＰＷＭ発
生回路としてのコンパレータ９1，９2，９3の比較入力
にされ、比較基準に搬送波発生器１０からの三角波信号
が与えられることで該コンパレータ９1〜９3の出力に正
弦波近似のＰＷＭ波形が取り出され、これらＰＷＭ波形
がインバータ主回路２の各相ゲート信号にされ、ゲート
回路１１によって増幅されてインバータ主回路２の各相
スイッチ素子のドライブ信号にされる。
されることで該加算器９の出力にｖ相の電圧指令Ｖvが
生成される。これら電圧指令Ｖu，Ｖv，ＶWはＰＷＭ発
生回路としてのコンパレータ９1，９2，９3の比較入力
にされ、比較基準に搬送波発生器１０からの三角波信号
が与えられることで該コンパレータ９1〜９3の出力に正
弦波近似のＰＷＭ波形が取り出され、これらＰＷＭ波形
がインバータ主回路２の各相ゲート信号にされ、ゲート
回路１１によって増幅されてインバータ主回路２の各相
スイッチ素子のドライブ信号にされる。
【０００７】このような構成により、電流制御系ではモ
ータ電流をフィードバック制御することにより、モータ
３のトルクを制御している。
ータ電流をフィードバック制御することにより、モータ
３のトルクを制御している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】電流制御系を持つ従来
装置において、モータ３の回転数の変化によって電流制
御系の応答性が変化する。即ち、モータ３の回転数が高
くなるとその誘起電圧も高くなり、電流制御系が制御す
る電流値の遅れが大きくなる。このため、モータ低速時
で最適な応答性に調整するも高速時には応答性が悪くな
る。
装置において、モータ３の回転数の変化によって電流制
御系の応答性が変化する。即ち、モータ３の回転数が高
くなるとその誘起電圧も高くなり、電流制御系が制御す
る電流値の遅れが大きくなる。このため、モータ低速時
で最適な応答性に調整するも高速時には応答性が悪くな
る。
【０００９】次に、従来の制御装置において、モータの
制御条件として電機子電流及び端子電圧の上限から定ト
ルク領域と定出力領域を設定し、夫々の領域でのｄ軸，
ｑ軸電流を制御している。
制御条件として電機子電流及び端子電圧の上限から定ト
ルク領域と定出力領域を設定し、夫々の領域でのｄ軸，
ｑ軸電流を制御している。
【００１０】従って、従来の制御装置では電機子電流及
び端子電圧に所期のものが得られることを前提とするも
のである。しかしながら、インバータのシステム構成に
よっては上記条件が変化する場合がある。
び端子電圧に所期のものが得られることを前提とするも
のである。しかしながら、インバータのシステム構成に
よっては上記条件が変化する場合がある。
【００１１】例えば、直流電源１は交流電源から整流器
によって得る構成、無停電電源化するための電池（予備
電源）を併設する構成、さらには電池電源のみを持つ構
成にされる場合、交流電源の電圧変動や電池の放電度合
による電圧低下によって直流電圧が変化、特に電池電源
の場合に大きく変化する。また、モータ３の内部抵抗が
大きい場合にはこの抵抗ドロップが直流電圧低下と同じ
になる。
によって得る構成、無停電電源化するための電池（予備
電源）を併設する構成、さらには電池電源のみを持つ構
成にされる場合、交流電源の電圧変動や電池の放電度合
による電圧低下によって直流電圧が変化、特に電池電源
の場合に大きく変化する。また、モータ３の内部抵抗が
大きい場合にはこの抵抗ドロップが直流電圧低下と同じ
になる。
【００１２】このような直流電圧の変動、特に低下は、
モータに指令された電流値をモータに供給するために必
要な電圧を確保できなくなり、電流をフィードバック制
御する電流制御系ではアンプ７1，７2の出力が飽和し、
この飽和出力は正弦波近似のＰＷＭ制御では台形波に近
くなると共に３相電流が不均衡となり、正常なトルク電
流供給ができなくなる。
モータに指令された電流値をモータに供給するために必
要な電圧を確保できなくなり、電流をフィードバック制
御する電流制御系ではアンプ７1，７2の出力が飽和し、
この飽和出力は正弦波近似のＰＷＭ制御では台形波に近
くなると共に３相電流が不均衡となり、正常なトルク電
流供給ができなくなる。
【００１３】上述の問題は電流制御系を持つために生ず
る問題であり、電圧制御型の制御を行えば解消される。
しかしながら、電圧制御ではインバータ主回路の各相ス
イッチ素子の上下アーム間短絡を防ぐためのデッドバン
ド確保の影響による低速域での電流高調波の増加やモー
タパラメータの誤差の影響によって電流制御に比べて制
御性能が悪くなる。
る問題であり、電圧制御型の制御を行えば解消される。
しかしながら、電圧制御ではインバータ主回路の各相ス
イッチ素子の上下アーム間短絡を防ぐためのデッドバン
ド確保の影響による低速域での電流高調波の増加やモー
タパラメータの誤差の影響によって電流制御に比べて制
御性能が悪くなる。
【００１４】本発明の目的は、モータの回転数変化によ
る電流制御系の応答性の変化を無くし、またインバータ
の直流電圧変動に電流制御系の飽和を無くして安定した
制御動作になる制御装置を提供することにある。
る電流制御系の応答性の変化を無くし、またインバータ
の直流電圧変動に電流制御系の飽和を無くして安定した
制御動作になる制御装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、インバータからブラシレス直流モータに
供給する電流の電流指令とその検出値との比較によりイ
ンバータ出力電圧を正弦波近似ＰＷＭ制御する電流制御
系を持つブラシレス直流モータの制御装置において、モ
ータ回転角速度ωと前記電流指令Ｉ1ref及びモータパラ
メータからインバータ電圧指令Ｖ1と位相φを次式 Ｖ1＝（Ｖd 2＋Ｖq 2）1/2 φ＝ｔａｎ-1（Ｖd／Ｖq） 但し、Ｖd＝ｎωＬＩ1ref Vq＝ｎωλ ｎ：モータの極対数 λ：電機子巻線の磁束鎖交数 Ｌ：電機子インダクタンス から求める第１の演算回路と、モータの回転子位置検出
信号θと電圧Ｖ1′と前記位相φからインバータの各相
電圧指令Ｖu，Ｖv，ＶWを次式 Ｖu＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ） ＶV＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ−２π／３） ＶW＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ＋２π／３） から求める第２の演算回路と、前記電圧指令Ｖ1とイン
バータの直流電圧の１／２になる電圧Ｖ1maxを比較しＶ
1≦Ｖ1maxのときに前記電流制御系によるインバータ出
力電圧制御信号にしかつ前記電圧指令Ｖ1を電圧Ｖ1′と
した前記第２の演算回路の各相電圧指令Ｖu，ＶV，ＶW
を該制御信号に加算し、前記電圧指令Ｖ1＞電圧Ｖ1max
のときに該電圧Ｖ1maxを電圧Ｖ1′とした前記第２の演
算回路の各相電圧指令Ｖu，ＶV，ＶWをインバータ出力
電圧制御信号にする切替制御回路とを備えたことを特徴
とする。
決を図るため、インバータからブラシレス直流モータに
供給する電流の電流指令とその検出値との比較によりイ
ンバータ出力電圧を正弦波近似ＰＷＭ制御する電流制御
系を持つブラシレス直流モータの制御装置において、モ
ータ回転角速度ωと前記電流指令Ｉ1ref及びモータパラ
メータからインバータ電圧指令Ｖ1と位相φを次式 Ｖ1＝（Ｖd 2＋Ｖq 2）1/2 φ＝ｔａｎ-1（Ｖd／Ｖq） 但し、Ｖd＝ｎωＬＩ1ref Vq＝ｎωλ ｎ：モータの極対数 λ：電機子巻線の磁束鎖交数 Ｌ：電機子インダクタンス から求める第１の演算回路と、モータの回転子位置検出
信号θと電圧Ｖ1′と前記位相φからインバータの各相
電圧指令Ｖu，Ｖv，ＶWを次式 Ｖu＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ） ＶV＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ−２π／３） ＶW＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ＋２π／３） から求める第２の演算回路と、前記電圧指令Ｖ1とイン
バータの直流電圧の１／２になる電圧Ｖ1maxを比較しＶ
1≦Ｖ1maxのときに前記電流制御系によるインバータ出
力電圧制御信号にしかつ前記電圧指令Ｖ1を電圧Ｖ1′と
した前記第２の演算回路の各相電圧指令Ｖu，ＶV，ＶW
を該制御信号に加算し、前記電圧指令Ｖ1＞電圧Ｖ1max
のときに該電圧Ｖ1maxを電圧Ｖ1′とした前記第２の演
算回路の各相電圧指令Ｖu，ＶV，ＶWをインバータ出力
電圧制御信号にする切替制御回路とを備えたことを特徴
とする。
【００１６】
【作用】上記構成になる本発明は、モータの回転数変化
による誘起電圧変化分を求め、この変化分を電流制御系
からのインバータ出力電圧指令に加算することで電流制
御系の応答性変化を無くす。また電流制御系の飽和をイ
ンバータ直流電圧から求め、この飽和検出時には電流制
御系によるインバータ制御から電圧制御に切換えかつ該
電圧制御での最大電圧をインバータ直流電圧から制限
し、電流制御系の飽和を無くしかつ安定した制御動作を
得る。これらを以下に詳細に説明する。
による誘起電圧変化分を求め、この変化分を電流制御系
からのインバータ出力電圧指令に加算することで電流制
御系の応答性変化を無くす。また電流制御系の飽和をイ
ンバータ直流電圧から求め、この飽和検出時には電流制
御系によるインバータ制御から電圧制御に切換えかつ該
電圧制御での最大電圧をインバータ直流電圧から制限
し、電流制御系の飽和を無くしかつ安定した制御動作を
得る。これらを以下に詳細に説明する。
【００１７】まず、ブラシレス直流モータの電圧制御原
理を説明する。
理を説明する。
【００１８】ブラシレス直流モータの電圧方程式はｄ−
ｑ座標上では次の（１）式で与えられる。
ｑ座標上では次の（１）式で与えられる。
【００１９】
【数１】
【００２０】但し、Ｒ：電機子抵抗 Ｌ：電機子インダクタンス ｎ：極対数 ω：回転角速度 λ：界磁による電機子巻線の磁束鎖交数 Ｐ：微分演算子 上記（１）式において、定常状態（Ｐ＝０）では Ｖd＝Ｒ・ｉd−ｎωＬｉq …（２−１） Ｖq＝Ｒ・ｉq＋ｎωＬｉd＋ｎωλ …（２−２） となる。
【００２１】また、ブラシレス直流モータではモータ電
流Ｉ1をモータの速度起電力ｎωλと同位相に制御する
ため、ｉd＝０、Ｉ1＝ｉqとすると、上記式は次のよう
になる。
流Ｉ1をモータの速度起電力ｎωλと同位相に制御する
ため、ｉd＝０、Ｉ1＝ｉqとすると、上記式は次のよう
になる。
【００２２】 Ｖd＝−ｎωＬＩ1 …（３−１） Ｖq＝Ｒ・Ｉ1＋ｎωλ …（３ー２） このときのモータ端子電圧Ｖ1及び位相φは
【００２３】
【数２】
【００２４】となる。また、これら（４−１）式及び
（４−２）式をモータの回転子位置検出信号θを用いて
３相座標に変換すると、次の式になる。
（４−２）式をモータの回転子位置検出信号θを用いて
３相座標に変換すると、次の式になる。
【００２５】 Ｖu＝Ｖ1ｓｉｎ（θ＋φ） …（５−１） ＶV＝Ｖ1ｓｉｎ（θ＋φ−２π／３） …（５−２） ＶW＝Ｖ1ｓｉｎ（θ＋φ＋２π／３） …（５−３） 従って、電流指令Ｉ1refに従ってモータを電圧制御する
には（３−１）式及び（３−２）式中のＩ1＝Ｉ1refと
してｄ軸，ｑ軸の電圧Ｖd，Ｖqを演算し、これら電圧か
ら（４−１）式及び（４−２）式に従った演算によって
モータ端子電圧Ｖ1及び位相φを求め、さらに（５−
１）〜（５−３）式による演算によってモータに印加す
る電圧信号を得ることができる。
には（３−１）式及び（３−２）式中のＩ1＝Ｉ1refと
してｄ軸，ｑ軸の電圧Ｖd，Ｖqを演算し、これら電圧か
ら（４−１）式及び（４−２）式に従った演算によって
モータ端子電圧Ｖ1及び位相φを求め、さらに（５−
１）〜（５−３）式による演算によってモータに印加す
る電圧信号を得ることができる。
【００２６】次に、モータ回転数による電流制御系の応
答性の補償を説明する。
答性の補償を説明する。
【００２７】回転数に関係するモータ電圧は、前述の
（３−１），（３−２）式より、 Ｖd′＝−ｎωＬＩ1 …（６−１） Ｖq′＝ｎωλ …（６−２） となる。この式から、補償すべき電圧は電流Ｉ1を電流
指令Ｉ1refとして極性を逆にした次の式になる。
（３−１），（３−２）式より、 Ｖd′＝−ｎωＬＩ1 …（６−１） Ｖq′＝ｎωλ …（６−２） となる。この式から、補償すべき電圧は電流Ｉ1を電流
指令Ｉ1refとして極性を逆にした次の式になる。
【００２８】 Ｖd＝ｎωＬＩ1ref …（７−１） Ｖq＝−ｎωλ …（７−２） 上記式を３相座標に変換すると次の式になる。
【００２９】 Ｖu＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ） …（８−１） ＶV＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ−２π／３） …（８−２） ＶW＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ＋２π／３） …（８−３） 但し、Ｖ1＝｛（Ｖd）2＋（Ｖd）2｝1/2 …（９−１） φ＝ｔａｎ-1（Ｖd／Ｖq） …（９−２） 従って、本発明では（７−１），（７−２）式によるｄ
軸，ｑ軸の電圧Ｖd，Ｖqを求め、これらから（９−
１），（９−２）式の演算及び（８−１）〜（８−３）
式の変換演算を行い、モータの回転数ωに応じた電圧Ｖ
u，ＶV，ＶWを補償量として電流制御器の出力に加算す
ることでモータ回転数による電流制御系の応答性の変化
を防止する。
軸，ｑ軸の電圧Ｖd，Ｖqを求め、これらから（９−
１），（９−２）式の演算及び（８−１）〜（８−３）
式の変換演算を行い、モータの回転数ωに応じた電圧Ｖ
u，ＶV，ＶWを補償量として電流制御器の出力に加算す
ることでモータ回転数による電流制御系の応答性の変化
を防止する。
【００３０】次に、電流制御系の飽和防止を説明する。
【００３１】前述のように、電流制御系が飽和するのは
モータ回転数が高い場合であり、電圧Ｖd，Ｖqは前述の
（３−１），（３−２）式においてＲＩ1≪ｎωλから
ＲＩ1の項を無視することができる。このため、モータ
回転数が高い場合の電圧制御には前述の（６−１），
（６−２）式と同じものになる。
モータ回転数が高い場合であり、電圧Ｖd，Ｖqは前述の
（３−１），（３−２）式においてＲＩ1≪ｎωλから
ＲＩ1の項を無視することができる。このため、モータ
回転数が高い場合の電圧制御には前述の（６−１），
（６−２）式と同じものになる。
【００３２】従って（９−１），（９−２）式及び（８
−１）〜（８−３）式の手順と同じ演算によってモータ
の電圧制御を行うことができ、モータの回転数が高い場
合には電流制御から電圧制御に切換えることで電流制御
系の飽和を無くすことができる。
−１）〜（８−３）式の手順と同じ演算によってモータ
の電圧制御を行うことができ、モータの回転数が高い場
合には電流制御から電圧制御に切換えることで電流制御
系の飽和を無くすことができる。
【００３３】ここで、電流制御系から電圧制御系に切換
えるため、即ち電流制御系の飽和はインバータの直流電
圧Ｖdcから求めるインバータの最大出力電圧Ｖ1maxとイ
ンバータの制御電圧の比較によって求めることができ
る。
えるため、即ち電流制御系の飽和はインバータの直流電
圧Ｖdcから求めるインバータの最大出力電圧Ｖ1maxとイ
ンバータの制御電圧の比較によって求めることができ
る。
【００３４】上述のＶ1maxはＰＷＭ制御率が１の場合に
は Ｖ1max＝Ｖdc／２ …（１０） で求まり、インバータの制御電圧は前述の（９−１）式
となる。
は Ｖ1max＝Ｖdc／２ …（１０） で求まり、インバータの制御電圧は前述の（９−１）式
となる。
【００３５】従って、Ｖ1maxと（９−１）式のインバー
タ制御電圧Ｖ1′を比較し、Ｖ1′≦Ｖ1maxでは電流制御
系による電流制御にも飽和を無くし、これにモータ回転
数による応答性補償も補償量加算でできる。
タ制御電圧Ｖ1′を比較し、Ｖ1′≦Ｖ1maxでは電流制御
系による電流制御にも飽和を無くし、これにモータ回転
数による応答性補償も補償量加算でできる。
【００３６】一方、Ｖ1′＞Ｖ1maxの場合には制御電圧
Ｖ1′をＶ1maxで制限し、電流制御系を切離して電圧制
御に切換えることで飽和を防止する。このとき、電圧絶
対値はＶ1max、位相φは（９−２）式で求められる。
Ｖ1′をＶ1maxで制限し、電流制御系を切離して電圧制
御に切換えることで飽和を防止する。このとき、電圧絶
対値はＶ1max、位相φは（９−２）式で求められる。
【００３７】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。位相角演算回路１４は位相信号θの積分によってモ
ータ３の回転角速度ωを求める。演算回路１５は前記
（７−１），（７−２）式に従った演算を行うことでイ
ンバータ出力電圧指令Ｖq，Ｖdを求める。電圧演算回路
１６は電圧指令Ｖq，Ｖdから（４−１）式に従った一次
電圧指令Ｖ1の信号を求め、位相角演算回路１７は前記
（４−２）式に従った位相角φを求める。割算器１８は
直流電圧Ｖdcの検出信号を１／２にしてインバータの出
力電圧最大値ｖ1maxを求める。
る。位相角演算回路１４は位相信号θの積分によってモ
ータ３の回転角速度ωを求める。演算回路１５は前記
（７−１），（７−２）式に従った演算を行うことでイ
ンバータ出力電圧指令Ｖq，Ｖdを求める。電圧演算回路
１６は電圧指令Ｖq，Ｖdから（４−１）式に従った一次
電圧指令Ｖ1の信号を求め、位相角演算回路１７は前記
（４−２）式に従った位相角φを求める。割算器１８は
直流電圧Ｖdcの検出信号を１／２にしてインバータの出
力電圧最大値ｖ1maxを求める。
【００３８】切換制御回路１９は電圧演算回路１６から
の一次電圧指令Ｖ1と割算器１８からの出力電圧最大値
Ｖ1maxの大小を比較し、 Ｖ1≦Ｖ1maxのときＶ1′＝Ｖ1、ＳＷON Ｖ1＞Ｖ1maxのときＶ1′＝Ｖ1max、ＳＷOFF の判別をし、一次電圧指令Ｖ1′を出力とすると共に後
述の切換スイッチ２１のオン信号ＳＷONとオフ信号ＳＷ
OFFの出力切換えを行う。
の一次電圧指令Ｖ1と割算器１８からの出力電圧最大値
Ｖ1maxの大小を比較し、 Ｖ1≦Ｖ1maxのときＶ1′＝Ｖ1、ＳＷON Ｖ1＞Ｖ1maxのときＶ1′＝Ｖ1max、ＳＷOFF の判別をし、一次電圧指令Ｖ1′を出力とすると共に後
述の切換スイッチ２１のオン信号ＳＷONとオフ信号ＳＷ
OFFの出力切換えを行う。
【００３９】３相電圧演算回路２０は、切換制御回路１
９からの電圧指令Ｖ1′と回転子位置信号θと位相角演
算回路１７からの位相角φとによって前記（８−１）〜
（８−３）式に従ったインバータの電圧指令Ｖu，ＶV，
ＶWを求める。
９からの電圧指令Ｖ1′と回転子位置信号θと位相角演
算回路１７からの位相角φとによって前記（８−１）〜
（８−３）式に従ったインバータの電圧指令Ｖu，ＶV，
ＶWを求める。
【００４０】切換スイッチ２１は、切換制御回路１９か
らのオン・オフ信号ＳＷON，ＳＷOFFによってオン・オ
フ制御され、電流制御アンプ７1，７2の出力を加算器８
及び加算器２２，２３，２４側へ入力／しゃ断を行う。
らのオン・オフ信号ＳＷON，ＳＷOFFによってオン・オ
フ制御され、電流制御アンプ７1，７2の出力を加算器８
及び加算器２２，２３，２４側へ入力／しゃ断を行う。
【００４１】加算器２２，２４は電流制御アンプ７1，
７2からの電圧指令に３相電圧演算回路２０からの出力
Ｖu，ＶWを夫々加算してコンパレータ９1，９3の比較入
力にする。加算器２３は加算器８からの加算信号に３相
電圧演算回路２０からの出力ＶVを加算してコンパレー
タ９2の比較入力にする。
７2からの電圧指令に３相電圧演算回路２０からの出力
Ｖu，ＶWを夫々加算してコンパレータ９1，９3の比較入
力にする。加算器２３は加算器８からの加算信号に３相
電圧演算回路２０からの出力ＶVを加算してコンパレー
タ９2の比較入力にする。
【００４２】従って、本実施例ではモータ回転数の変化
には電流制御アンプ７1，７2からの電圧指令に演算回路
２０からの電圧信号Ｖu，ＶV，ＶWを加算することによ
って補償し、電流制御系の応答性の変化を無くす。ま
た、電流制御系が飽和を起こそうとする場合には切換制
御回路１９からのオン・オフ信号によって切換スイッチ
２１をオフ制御し、演算回路２０側からの電圧指令
Ｖu，ＶV，ＶWによる電圧制御に切換え、かつ電圧Ｖ1′
をインバータ直流電圧Ｖdcから求める最大値Ｖ1maxに制
限した安定した制御状態を得る。
には電流制御アンプ７1，７2からの電圧指令に演算回路
２０からの電圧信号Ｖu，ＶV，ＶWを加算することによ
って補償し、電流制御系の応答性の変化を無くす。ま
た、電流制御系が飽和を起こそうとする場合には切換制
御回路１９からのオン・オフ信号によって切換スイッチ
２１をオフ制御し、演算回路２０側からの電圧指令
Ｖu，ＶV，ＶWによる電圧制御に切換え、かつ電圧Ｖ1′
をインバータ直流電圧Ｖdcから求める最大値Ｖ1maxに制
限した安定した制御状態を得る。
【００４３】ここで、本実施例では電流制御系の飽和防
止と応答性の変化防止に演算回路１５，１６，１７，２
０を共通のものとして構成でき、これらをハードウェア
構成又はソフトウェア構成にする何れの場合にも構成要
素の簡単化を図ることができる。
止と応答性の変化防止に演算回路１５，１６，１７，２
０を共通のものとして構成でき、これらをハードウェア
構成又はソフトウェア構成にする何れの場合にも構成要
素の簡単化を図ることができる。
【００４４】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、モータ
回転数の変化による電流制御系の応答性の変化を回転数
に応じた電圧分として電流制御アンプの出力に加算する
ことで補償し、またインバータの直流電圧変動による電
流制御系の飽和には電流制御から電圧制御に切換えると
共にインバータ直流電圧に応じた電圧制限を行うように
したため、モータ回転数の全領域での安定した電流制御
及びインバータ直流電圧変動にも安定した運転継続がで
きる効果がある。また、電流制御の応答性変化防止と飽
和防止に演算回路を共通利用し得て回路構成を簡単化で
きる。
回転数の変化による電流制御系の応答性の変化を回転数
に応じた電圧分として電流制御アンプの出力に加算する
ことで補償し、またインバータの直流電圧変動による電
流制御系の飽和には電流制御から電圧制御に切換えると
共にインバータ直流電圧に応じた電圧制限を行うように
したため、モータ回転数の全領域での安定した電流制御
及びインバータ直流電圧変動にも安定した運転継続がで
きる効果がある。また、電流制御の応答性変化防止と飽
和防止に演算回路を共通利用し得て回路構成を簡単化で
きる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】従来の装置構成図。
２…インバータ主回路、３…ブラシレス直流モータ、５
1，５2…乗算器、６…正弦波発生器、７1，７2…電流制
御アンプ、９1，９3…コンパレータ、１０…搬送波発生
器、１４…位相角演算回路、１５…演算回路、１６…電
圧演算回路、１７…位相角演算回路、１８…割算器、１
９…切換制御回路、２０…３相電圧演算回路、２１…切
換スイッチ、８，２２，２３，２４…加算器。
1，５2…乗算器、６…正弦波発生器、７1，７2…電流制
御アンプ、９1，９3…コンパレータ、１０…搬送波発生
器、１４…位相角演算回路、１５…演算回路、１６…電
圧演算回路、１７…位相角演算回路、１８…割算器、１
９…切換制御回路、２０…３相電圧演算回路、２１…切
換スイッチ、８，２２，２３，２４…加算器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 6/08
Claims (1)
- 【請求項１】 インバータからブラシレス直流モータに
供給する電流の電流指令とその検出値との比較によりイ
ンバータ出力電圧を正弦波近似ＰＷＭ制御する電流制御
系を持つブラシレス直流モータの制御装置において、モ
ータ回転角速度ωと前記電流指令Ｉ1ref及びモータパラ
メータからインバータ電圧指令Ｖ1と位相φを次式 Ｖ1＝（Ｖd 2＋Ｖq 2）1/2 φ＝ｔａｎ-1（Ｖd／Ｖq） 但し、Ｖd＝ｎωＬＩ1ref Ｖq＝ｎωλ ｎ：モータの極対数 λ：電機子巻線の磁束鎖交数 Ｌ：電機子インダクタンス から求める第１の演算回路と、モータの回転子位置検出
信号θと電圧Ｖ1′と前記位相φからインバータの各相
電圧指令Ｖu，Ｖv，ＶWを次式 Ｖu＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ） ＶV＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ−２π／３） ＶW＝Ｖ1′ｓｉｎ（θ＋φ＋２π／３） から求める第２の演算回路と、前記電圧指令Ｖ1とイン
バータの直流電圧の１／２になる電圧Ｖ1maxを比較しＶ
1≦Ｖ1maxのときに前記電流制御系によるインバータ出
力電圧制御信号にしかつ前記電圧指令Ｖ1を電圧Ｖ1′と
した前記第２の演算回路の各相電圧指令Ｖu，ＶV，ＶW
を該制御信号に加算し、前記電圧指令Ｖ1＞電圧Ｖ1max
のときに該電圧Ｖ1maxを電圧Ｖ1′とした前記第２の演
算回路の各相電圧指令Ｖu，ＶV，ＶWをインバータ出力
電圧制御信号にする切替制御回路とを備えたことを特徴
とするブラシレス直流モータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03246336A JP3084831B2 (ja) | 1991-09-26 | 1991-09-26 | ブラシレス直流モータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03246336A JP3084831B2 (ja) | 1991-09-26 | 1991-09-26 | ブラシレス直流モータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0591785A JPH0591785A (ja) | 1993-04-09 |
| JP3084831B2 true JP3084831B2 (ja) | 2000-09-04 |
Family
ID=17147051
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03246336A Expired - Fee Related JP3084831B2 (ja) | 1991-09-26 | 1991-09-26 | ブラシレス直流モータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3084831B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005278046A (ja) * | 2004-03-26 | 2005-10-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フェーダ装置 |
| JP4550667B2 (ja) * | 2005-05-26 | 2010-09-22 | 船井電機株式会社 | インクジェットプリンタ |
-
1991
- 1991-09-26 JP JP03246336A patent/JP3084831B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0591785A (ja) | 1993-04-09 |
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