KR20200071676A - 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치, 마이크로 컴퓨터, 전동기 시스템 및 영구 자석 동기 전동기의 운전 방법 - Google Patents

Abstract

실시 형태의 제어 장치는, 전동기의 고정자에 통전되는 전류의 변화량을 연산하는 전류 변화량 연산부, 추정한 회전자의 회전 속도로부터 회전자의 자극 위치를 추정하는 자극 위치 추정부, 추정된 자극 위치를 회전자의 출력 토크를 결정하는 파라미터에 기초하여 보정하는 위치 보정부, 상기 전류를 추정된 자극 위치에 기초하여 dq축 상의 전류로 변환하는 좌표 변환부, d, q축 전류 명령값과 d, q축 전류의 각 차분에 기초하여 d, q축 전압 명령값을 생성하도록 전류 제어하는 전류 제어부, d, q축 전압 명령값과 추정된 자극 위치에 기초하여 복수의 상의 PWM 신호 명령값을 생성하는 변조 제어부, 보정된 자극 위치를 사용한 좌표 변환으로 얻어지는 dq축 상의 전류 변화량에 기초하여 저속측의 위치 오차를 연산하는 저속측 오차 연산부, 전동기의 전압 방정식에 기초하여 얻어지는 유기 전압 또는 회전자 자속에 기초하여 고속측의 위치 오차를 출력하는 고속측 오차 연산부, 저속측, 고속측의 위치 오차를 각각 소정의 비율로 가중치 부여 가산하는 가산부를 구비하고, 자극 위치 추정부는 가산부의 가산 결과에 기초하여 회전자의 속도를 추정한다.

Description

영구 자석 동기 전동기의 제어 장치, 마이크로 컴퓨터, 전동기 시스템 및 영구 자석 동기 전동기의 운전 방법{CONTROL DEVICE OF PERMANENT MAGNET SYNCHRONIZATION ELECTRIC MOTOR, MICROCOMPUTER, ELECTRIC MOTOR SYSTEM, AND DRIVING METHOD OF PERMANENT MAGNET SYNCHRONIZATION ELECTRIC MOTOR}

본 발명의 실시 형태는, 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치, 그 장치를 구비한 마이크로 컴퓨터, 및 영구 자석 동기 전동기 및 상기 장치를 포함하는 시스템, 그리고 영구 자석 동기 전동기의 운전 방법에 관한 것이다.

영구 자석 동기 전동기에 대해서는, 회전자의 자극 위치에 따라 인버터의 통전 신호를 전환하여 전류를 흘릴 필요가 있기 때문에, 일반적으로는 리졸버나 인코더와 같은 위치 센서가 사용된다. 그러나, 시스템의 소형화나 저비용화, 에너지 절약 유지 보수성 등의 요청으로부터, 위치 센서 없이 동기 전동기를 구동하는 자극 위치 추정 방식이 요망되고 있다.

종래, 영구 자석 동기 전동기의 자극 위치를 추정하는 방법으로는, 정지 상태로부터 중속 영역에서는 dq축 인덕턴스의 차이, 즉 돌극성에 기초하여 위치를 추정하는 방법이 사용되고 있다. 한편, 중속 영역부터 고속 영역에 걸쳐서는, 예를 들어 전동기의 속도에 비례하는 유기 전압이나 회전자 자속을 전동기로의 입력 전압 및 전류로부터 연산하고, 유기 전압에 기초하여 추정하는 방법이 널리 사용되고 있다.

이들 2종류의 추정 방식은 적용되는 속도 영역이 다르기 때문에, 전동기를 구동하는 시스템에서는, 이들 추정 방식을 회전 속도에 따라 전환할 필요가 있다. 일본 특허 공개 2002-51580호 공보에서는, 저속용과 고속용으로 각각 자극 위치에 따른 오차량을 연산하고, 그들을 가중 가산한 값에 기초하여 자극 위치 및 속도를 추정하는 방식이 제안되어 있다. 일본 특허 공개 2003-299381호 공보에서도 마찬가지로, 주파수의 하이브리드기라는 명칭으로, 저속용과 고속용의 추정 오차량을 가중 가산하여 회전 속도를 추정하는 방식이 제안되어 있다.

상기한 바와 같이 두 추정 방식을 조합하는 방법에서는, 각각의 추정 방식이 이상적으로 동작한 경우에는 문제없이 위치를 추정할 수 있다. 특허문헌 1에서는, 저속, 고속 각각의 추정 방식으로 구한 추정 각도를 가중 가산한 경우에 발생되는 문제에 대해 언급되어 있다. 그 대책으로서, 추정한 각도를 가중 가산하는 것이 아니라, 각도를 산출하기 전의 오차량의 시점에서 가중 가산을 행하는 방법이 제안되어 있다. 그러나 이 경우에도, 각각의 오차량이 이상적인 특성이 아니면 문제가 발생될 가능성이 있다.

일례로서, 이상적으로는, 저속용 자극 위치 추정의 오차량 Err_low가 식 (1), 고속용 자극 위치 추정의 오차량 Err_high가 식 (2)로 표시되는 것으로 한다. Δθ는, 전동기의 진정 자극 위치 θ와 추정 자극 위치의 축 오차이다.

이들을, 예를 들어 가중치 0.5씩 가산하면 식 (3)과 같이 된다.

이 오차량 Err_sum은, 도 13에 도시하는 바와 같이, 축 오차 Δθ가 제로가 되는 점에서 제로가 된다. 그래서, 예를 들어 PI 제어기를 사용하여 오차량 Err_sum이 제로가 되도록 위치를 추정하면, 자극 위치를 고정밀도로 추정할 수 있다.

여기서, 오차량 Err_low, Err_high 자체가, 진정 자극 위치에 대해 오차를 포함하고 있는 경우를 생각한다. 예를 들어 오차량 Err_low가, 축 오차 Δθ보다 □/6만큼 어긋나서 검출되어 버린다고 하자.

이와 같은 경우, 도 14에 도시하는 바와 같이 오차량 Err_sum이 제로가 되는 각도와, 축 오차 Δθ가 제로가 되는 각도가 일치하지 않게 된다. 따라서, 식 (5)에 기초하여 각도를 추정하면, 추정한 위치에 오차가 포함되어 버린다.

도 1은, 제1 실시 형태이며, 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치의 구성을 도시하는 기능 블록도다.
도 2는, 자극 위치 추정부의 구성을 도시하는 기능 블록도다.
도 3은, 위치 추정 오차 Δθ와 d축 유기 전압 Edc의 관계를 도시하는 도면이다.
도 4는, 3상 PWM 신호의 파형과 U, V상 전류의 파형을 도시하는 도면이다.
도 5는, 위치 추정 오차 Δθ와 q축 전류 변화량의 관계를 도시하는 도면이다.
도 6은, 모터의 출력 토크와 q축 전류 Iq 및 보정 각도 θadd의 관계를 도시하는 도면이다.
도 7은, 모터 속도 ω와 저속측 가중치 Klow 및 고속측 가중치 Khigh의 관계를 도시하는 도면이다.
도 8은, 고부하 운전 시에 있어서의 위치 추정 오차 Δθ와 q축 전류 변화량의 관계를 도시하는 도면이다.
도 9는, 각도 보정부의 구성을 도시하는 도면이다.
도 10은, 모터의 정 반전 동작을 행한 경우의 각 값의 변화를 도시하는 도면이다.
도 11은, 제2 실시 형태이며, 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치의 구성을 도시하는 기능 블록도다.
도 12는, 저속측 축 오차 연산부의 구성을 도시하는 도면이다.
도 13은, 종래 기술에 있어서의 위치 추정 오차 Δθ와 오차량 Err_sum의 관계를 도시하는 도면이다.
도 14는, 오차량 Err_low가, 축 오차 Δθ보다 □/6만큼 어긋나 있는 경우의 도 13 상당도이다.

각 실시 형태에 의해, 오차가 없는 자극 위치를 추정할 수 있는 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치, 마이크로 컴퓨터, 전동기 시스템 및 영구 자석 동기 전동기의 운전 방법을 제공한다.

실시 형태의 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치는, 영구 자석 동기 전동기의 고정자에 통전되는 전류의 변화량을 연산하는 전류 변화량 연산부와,

회전자의 회전 속도를 추정하고, 추정된 회전 속도로부터 상기 회전자의 자극 위치를 추정하는 자극 위치 추정부와,

추정된 자극 위치를, 상기 회전자의 출력 토크를 결정하는 파라미터에 기초하여 보정하는 위치 보정부와,

상기 전류를, 추정된 자극 위치에 기초하여 dq축 상의 전류로 변환하는 좌표 변환부와,

d, q축 전류 명령값과 d, q축 전류의 각 차분에 기초하여, d, q축 전압 명령값을 생성하도록 전류 제어하는 전류 제어부와,

상기 d, q축 전압 명령값과 추정된 자극 위치에 기초하여 복수의 상(相)의 PWM 신호 명령값을 생성하는 변조 제어부와,

보정된 자극 위치를 사용한 좌표 변환에 의해 얻어지는 dq축 상의 전류 변화량에 기초하여, 저속측의 위치 오차를 연산하는 저속측 오차 연산부와,

상기 동기 전동기의 전압 방정식에 기초하여 얻어지는 유기 전압 또는 회전자 자속에 기초하여, 고속측의 위치 오차를 출력하는 고속측 오차 연산부와,

상기 저속측의 위치 오차와 상기 고속측의 위치 오차를, 각각 소정의 비율로 가중치 부여 가산하는 가산부를 구비하고,

상기 자극 위치 추정부는, 상기 가산부의 가산 결과에 기초하여 상기 회전자의 속도를 추정한다.

실시 형태의 마이크로 컴퓨터는, 실시 형태의 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치를 탑재한다.

실시 형태의 전동기 시스템은, 영구 자석 동기 전동기와, 실시 형태의 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치를 구비한다.

(제1 실시 형태)

이하, 제1 실시 형태에 대해 도 1 내지 도 10을 참조하여 설명한다. 도 1은, 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치의 구성을 도시하는 기능 블록도다. 직류 전원(1)은, 영구 자석 동기 전동기(2)를 구동하는 전력원이며, 교류 전원으로부터 교류→직류 변환을 행하여 생성한 것을 대용해도 된다. 영구 자석 동기 전동기(2)는, 이하 모터(2)라고 칭한다. 인버터(3)는, 예를 들어 N채널 MOSFET(4)를 스위칭 소자로 하여, 6개의 FET(4)를 3상 브리지 접속하여 구성되어 있다. 인버터(3)는, 후술하는 PWM 생성부(10)에서 생성되는 여섯 스위칭 신호에 기초하여, 모터(2)를 구동하는 전압을 생성한다.

전류 검출부(5)는, 일반적으로 션트 저항이나 홀 CT 등을 사용한 전류 센서(6)로부터 출력되는 센서 신호를 처리하는 회로로 구성되며, 3상의 전류 Iu, Iv, Iw를 검출한다. 3상/dq 좌표 변환부(7)는, 3상 전류 Iu, Iv, Iw를 모터(2)의 회전자; 로터의 자극 위치에 따른 각도 추정값 θc에 의해, d축 전류 Id, q축 전류 Iq로 좌표 변환한다.

전류 제어부(8)는, 입력되는 d, q축의 전류 명령 IdRef, IqRef에, d, q축의 전류 Id, Iq를 각각 일치시키도록 d, q축 전압 Vd, Vq를 연산한다. d축 전류 명령 IdRef는, 예를 들어 도시하지 않은 상위의 제어 장치로부터 전 계자 운전이나 약 계자 운전을 행하는 경우에 따라 설정된다. 또한. q축 전류 명령 IqRef는, 예를 들어 상위의 제어 장치로부터 부여되는 속도 명령 ωRef와, 후술하는 바와 같이 추정된 로터의 속도 ωc의 차에 따라 생성된다.

변조 제어부(9)는, d, q축 전압 Vd, Vq를 각도 추정값 θc에 의해 3상 전압 Vu, Vv, Vw로 좌표 변환하고, 또한 직류 전원(1)의 전압 Vdc에 의해 정규화함으로써 3상의 변조 명령 Du, Dv, Dw를 연산한다. PWM 생성부(10)는, 3상 변조 명령 Du, Dv, Dw와 캐리어를 비교함으로써 각 상의 PWM 신호 펄스를 생성한다. 1상당 펄스에는 데드 타임이 부가되고, 각각 3상 상하 소자의 스위칭 신호 U+, U-, V+, V-, W+, W-를 생성한다. 또한, PWM 생성부(10)는, 필요에 따라, 후술하는 상전류 변화량 연산부가 복수의 상전류의 변화량을 확실하게 검출할 수 있도록, 각 상의 PWM 신호 펄스의 위상을 시프트시킨다.

상전류 변화량 연산부(11)는, 3종류의 상전류의 변화량을 얻기 위해, 대응하는 상전류를 PWM 주기 내의 2 타이밍에 검출한다. 본 실시 형태에서는, 전압 벡터 V5(001) 인가 중의 U상 전류 변화량 dIu_V5, V상 전류 변화량 dIv_V5와, 전압 벡터 V1(100) 인가 중의 V상 전류 변화량 dIv_V1을 얻는다. 저속측 축 오차 연산부(12)는, 상전류 변화량 연산부(11)에서 얻어진 상전류 변화량 dIu_V5, dIv_V5 및 dIv_V1을, 후술하는 각도 보정부에서 보정된 추정 각도 θc2에 기초하여, d축 전류 변화량 dId, q축 전류 변화량 dIq로 좌표 변환한다. 그리고, 그 변화량 dIq를 저속측 축 오차 Err_low로서 출력한다. 고속측 축 오차 연산부(13)는, d, q축 전류ㆍ전압 Id, Iq, Vd, Vq를 사용하여 고속측 축 오차 Err_high를 연산한다.

가중치 부여 가산부(14)는, 고속측 축 오차 Err_high와 저속측 축 오차 Err_low를, 각각 소정의 가중치 부여로 가산하여 오차 가산값 Err_sum을 연산한다. 자극 위치 추정부(15)는, 자극 위치를 추정하기 위해, 가중치 부여 가산부(14)로부터 출력된 오차 가산값 Err_sum을 사용하여, 예를 들어 도 2에 도시하는 바와 같이, PLL(Phase Locked Loop) 회로 등에 의해 각도 추정값 θc를 산출된다. 여기서는, 오차 가산값 Err_sum에 대해, PI 제어부(15a)에 있어서 비례 게인 Kp, 적분 게인 Ki를 사용하여 PI 제어 연산을 행하여 속도 ωc를 구한다. 그리고, 그리고 속도 ωc에 대해 적분부(15b)에 의해 적분 연산을 행함으로써, 각도 추정값 θc를 산출한다. 각도 보정부(16)는, 자극 위치 추정부(15)에서 추정된 각도 θc를 보정한 각도 θc2를 연산하고, 계수 승산기(17)를 통해 저속측 축 오차 연산부(12)로 출력한다.

또한, 도 1에 도시하는 구성에 있어서, 모터(2), 인버터 회로(3) 및 전류 센서(6)를 제외한 것이 제어 장치(20)이며, 제어 장치(20)는 마이크로 컴퓨터에 의해 구성되어 있다. 또한, 모터(2) 및 제어 장치(20)가 전동기 제어 시스템을 구성하고 있다.

여기서, 본 실시 형태에서의 자극 위치 추정 방법의 원리를 설명한다. 우선, 저속 영역, 고속 영역 각각의 자극 위치의 추정 원리에 대해 설명한다. 고속 영역의 위치 추정에서는, 모터의 회전에 수반하여 발생되는 유기 전압을 사용한다. 식 (6)은, 정상 상태의 영구 자석 동기 모터의 dq축의 전압식이다.

Ld, Lq: dq축 인덕턴스 [H]

R: 권선 저항 [Ω]

φf: 영구 자석에 의한 전기자 쇄교 자속 [Wb]

ω: 모터 회전수 [rad/s]

여기서, 우변 제2항은 모터의 회전에 의한 유기 전압항이며, 식 (7)에 제시하는 바와 같이 q축에만 발생된다.

식 (7)은 모터의 진정 자극 위치에 대응하고 있지만, 여기서 축 오차 Δθ만큼 어긋난 좌표계 θc로 생각하면, 유기 전압항은 식 (8)과 같이 된다.

d축측 유기 전압 Edc는, 도 3에 도시하는 바와 같이, 축 오차 Δθ에 대해 그 제로점을 중심으로 대략 단조 증가ㆍ감소의 관계에 있으므로, 식 (6)을 변형한 식 (9)로부터, 모터 상수와 검출한 전압ㆍ전류로부터 구하여 위치 추정에 이용한다.

ωc는 추정 속도, Iqc는 센서리스 제어로 인식된 좌표축으로 변환한 전류지만, 이하의 기재 및 도면 중에서는 모두 「Iq」라고 표기한다.

식 (9)에서 구한 Edc는, 전술한 바와 같이 축 오차 Δθ에 대해 제로를 중심으로 단조 증가ㆍ감소한다. 따라서, 유기 전압 Edc가 제로가 되도록 추정 속도 ωc를 구하고, 그 적분으로부터 추정 위치 θc를 구하도록 PLL(Phase Locked Loop)을 구성함으로써 위치 추정이 가능하게 된다. 도 2는, 자극 위치 추정부(15)의 내부에 구성되는 PLL을 도시하고 있다. 본 실시 형태에서는, 유기 전압 Edc를 고속측의 오차량 Err_high로 한다.

다음으로, 저속 영역의 위치 추정에 대해 설명한다. 저속 영역의 위치 추정은, 인덕턴스가 모터의 자극 위치에 따라서 변화하는 돌극성을 이용하여 행한다. 식 (10)은, 모터의 3상 인덕턴스의 특성을 나타내고 있다.

L0: 각도에 구애되지 않는 일정한 인덕턴스값 [H]

L1: 각도에 따라서 변화되는 인덕턴스의 변위값 [H]

각 상 인덕턴스는 자극 위치에 따라서 변화하므로, 이 특성을 이용하여 위치를 추정한다.

식 (11)은, 각각 전압 벡터 V1(100) 인가 중의 V상 전류의 변화량 dIv_V1, V5(001) 인가 중의 V상 전류의 변화량 dIv_V5, V5(001) 인가 중의 V상 전류의 변화량 dIu_V5의 특성을 나타내고 있다.

dt: 전류 변화량의 검출 시간 [s]

Vdc: 직류 전압 [V]

우변에 주목하면, 진폭은 다르기는 하지만 위상 변화의 양태가 식 (10)의 3상 인덕턴스와 마찬가지이다. 따라서, 이들 전류 변화량을 연산부(11)에서 검출하여, 자극 위치를 구한다.

본 실시 형태에서는, 이들 전압 벡터 인가 중의 전류 변화량을 검출하기 위해, 예를 들어 도 4에 도시하는 바와 같은 PWM 신호의 패턴을 사용한다. 이 경우, 변조 제어부(9)는, 전류 변화량의 검출률을 향상시키기 위해, 3상 PWM 신호의 펄스 위상을 예를 들어 동 도면에 도시하는 바와 같이 시프트시킨다. 즉, 삼각파인 V상 캐리어의 피크값을 기준 위상으로 하여, U상 상측의 펄스는 지상측으로 펄스를 늘이고, W상 상측의 펄스는 진상측으로 펄스를 늘인다. V상 상측의 펄스는 V상 캐리어의 보텀값을 기준 위상으로 하여, 지상, 진상 양쪽으로 펄스를 늘이도록 한다. 전류 센서(6)가 각 상전류를 개별로 검출하는 것이면, 이와 같은 위상 시프트 처리는 불필요하다.

도 4에 도시하는 Δt가, 전류 변화량을 샘플링하기 위한 기간이다. 우선, U상 상측만이 온이 되는 전압 벡터 V1(100)에 있어서, V상 전류의 변화량을 샘플링한다. 다음에, W상 상측만이 온이 되는 전압 벡터 V5(001)에 있어서, U상 전류, V상 전류의 변화량을 샘플링한다. 이들 샘플링한 식 (11)의 3종류의 전류 변화량을, 추정 각도 θc를 2배한 각도로 식 (13)에 의해 dId/dt, dIq/dt로 좌표 변환한다.

여기서 추정 각도 θc는, 식 (14)에 나타내는 바와 같이 진정 위치 θ로부터 오차 Δθ만큼 어긋나 있는 것으로 한다.

식 (13) 우변의 3상 전류 변화량에 식 (11) 우변을 대입하여 식을 전개하면, 식 (15)로 표시되는 dId/dt, dIq/dt가 구해진다.

식 (15)의 q축항 dIq/dt는, 도 5에 도시하는 바와 같이 축 오차 Δθ에 대해, 제로를 중심으로 대략 단조 증가ㆍ감소의 관계로 되어 있다. 따라서, 고속측과 마찬가지로, 도 2에 도시하는 바와 같은 PLL을 구성하여 자극 위치를 추정할 수 있다. 본 실시 형태에서는, dIq/dt를 저속측의 오차량 Err_low이라고 하고 있다. 또한, 도 6에 도시하는 바와 같이, 모터(2)의 출력 토크가 증대함에 따라 q축 전류 Iq가 증가하는 비율과, 보정 각도 θ_add가 증가하는 비율은 대략 동등하다. 따라서, 모터(2)의 구동 상태가 저속 회전ㆍ고토크인 영역에 있어서는, Err_low=dIq/dt로 함으로써 타당한 오차량이 얻어진다.

다음에, 본 실시 형태에 있어서, 고속측, 저속측의 축 오차량으로부터 자극 위치를 추정하는 방법에 대해 설명한다. 전술한 바와 같이 산출된 저속측 오차량 Err_low와 고속측 오차량 Err_high를, 가중치 부여 가산부(14)에서 고속측 가중치 Khigh와 저속측 가중치 Klow를 사용하여 가산하고, 식 (16)에 나타내는 특성을 갖는 오차량 Err_sum을 연산한다. 또한, 축 오차에 대한 극성이 부라는 점에서, 고속측 오차량 Err_high에는 계수 「-1」을 곱하여 가산하고 있다.

오차량 Err_sum은, 제로를 명령값으로 한 PI 제어기에 입력되고, 추정 속도 ωc와, 그 적분으로부터 추정 위치 θc를 구한다.

여기서, 식 (16) 우변에 나타내는 오차량 Err_sum의 축 오차 Δθ에 대한 특성에서는, 제1항이 유기 전압항이기 때문에 회전 속도 ωc에 비례한다. 이 때문에, 저속 영역에서는 본항을 작게 설정하고, 또한 오차나 노이즈가 크기 때문에 고속측 가중치 Khigh는 작게 설정한다. 정지시는 Khigh=0이다. 한편, 쌍이 되는 저속측 가중치 Klow는, 정지 시에 최댓값인 「1.0」으로 설정한다. 그 후, 도 7에 도시하는 바와 같이, 속도 ωc의 상승에 따라 Khigh는 증가시키고, Klow는 감소시킨다. 또한, 양 가중치의 합계값은 항상 「1.0」으로 한다. 이와 같이 양 가중치를 변화시킴으로써, 정지로부터 고속 영역까지 전체 영역에서의 센서리스 제어가 가능해진다.

또한, 도 7에 있어서, 속도 ωc가 상승하는 과정에서 Klow=Khigh=0.5로 된 시점 이후는, 전류 변화량의 검출률이 크게 향상된다. 따라서, 변조 제어부(9)는, 도 4에 도시하는 PWM 신호 펄스의 위상 시프트 처리를 정지시켜도 된다.

다음에, 저속측의 축 오차 Err_low를 연산하기 위해, 저속측 축 오차 연산부(12)에서 사용하는 각도를 생성하는 각도 보정부(16)의 처리에 대해 설명한다. 저속측에서는, 식 (10), (11)에서 설명한 인덕턴스의 자극 위치 의존성인 돌극성을 사용하여 위치를 추정한다. 일반적으로, 모터가 경부하로 운전되는 경우에는, 식 (10), (11)에서 설명한 전압ㆍ전류ㆍ인덕턴스의 관계가 나타난다. 그러나, 대전류를 통전하는 고부하 운전 시에는, 자기 포화나 dq축의 축간 간섭 등에 의해, 돌극성에 의한 인덕턴스의 특성이 변화된다는 것이 알려져 있다. 이들 영향에 의해, 식 (10)으로 나타내는 자극 위치의 2배 주파수의 사인파 위상 특성이 변화하고, 식 (17)에 나타내는 바와 같이 위상 θe만큼 어긋나는 경우가 있다.

이 결과, 저속측 축 오차 연산부에서 연산된 q축 전류 변화량 dIq/dt의 특성도, 식 (18) , 도 8에서 도시하는 바와 같이 어긋나게 된다.

이 식 (18)에 나타내는, 어긋난 dIq/dt에 기초하여 PLL에 의해 자극 위치를 추정하면, 추정 각도에도 마찬가지로 θe만큼의 오차가 발생되어 버린다. 추정 각도 오차가 증가하면, 통전 전류의 증가, 효율의 저하, 나아가 제어 안정성의 저하 등 다양한 문제를 야기시킨다.

이 때문에, 각도 보정부(16)에서는, 자극 위치 추정부에서 PLL에 의해 추정된 추정 각도 θc에 식 (19), 도 9에 도시하는 바와 같이 보정을 행한다. 보정된 각도 θc2에는, 거기다가 계수 「-2」가 곱해져서, 저속측 축 오차 연산부(12)에 입력된다.

여기서, 보정값 θe는, 대전류를 통전하였을 때 발생되는 오차이기 때문에, 미리 시험 등에 의해 측정하여 구해 둘 필요가 있다. 각도 보정부(16)에 의해 보정된 각도 θc2로 좌표 변환한 결과, q축 전류 변화량 dIq/dt의 특성은 식 (15)와 마찬가지로 되어, 자기 포화 등의 영향에 의한 오차가 보정된다.

도 10은, 본 실시 형태의 제어에 의해 모터(2)의 정반전 동작을 행한 경우의, 각 값의 변화를 나타낸다. 속도 명령은 부로부터 정까지 변화시키고 있고, 도면 중앙에서의 정지를 사이에 두고 역전→정회전으로 이행되고 있다. 정지를 포함하는 저속 영역에서는, 고속측 가중치 Khigh는 제로이며, 그 후 속도의 상승에 수반하여 증가시키고 있다. 저속측 가중치 Klow의 변화 패턴은 그 반대이다. 진정 자극 위치 θ와 추정 위치 θc는 거의 일치하고 있고, 회전이 정지되기 전후에 매우 미세한 괴리가 생겼을 뿐이다. 본 실시 형태의 효과에 의해, 정지로부터 고속 영역까지 원활한 전환 및 고정밀도의 위치 추정이 실현되어 있다.

이상과 같이 본 실시 형태에 따르면, 전류 변화량 연산부(11)는, 모터(2)의 고정자에 통전되는 3상 전류의 변화량 dIv_V1, dIv_V5, dIu_V5를 연산하고, 자극 위치 추정부(15)는, 회전자의 회전 속도 ωc를 추정하고, 추정된 회전 속도 ωc로부터 회전자의 자극 위치 θc를 추정한다. 각도 보정부(16)는, 상기 자극 위치 θc를 회전자의 출력 토크를 결정하는 파라미터에 기초하여 보정한다. 3상/dq 좌표 변환부(7)는, 3상 전류를, 자극 위치 θc에 기초하여 dq축 상의 전류로 변환하고, 전류 제어부(8)는, d, q축 전류 명령값 Idref, Iqref와 d, q축 전류의 각 차분에 기초하여, d, q축 전압 명령값 Vd, Vq를 생성하도록 전류 제어한다.

변조 제어부(9)는, d, q축 전압 명령값 Vd, Vq로 추정된 자극 위치 θc에 기초하여 3상의 PWM 신호 명령값 Du, Dv, Dw를 생성하고, 각 상의 PWM 신호 명령값에 따른 신호 펄스의 위상을, 전류 변화량 연산부(11)가 3상 전류의 변화량을 연산 가능해지도록 시프트한다.

저속측 축 오차 연산부(12)는, 3상 전류의 변화량을, 보정된 자극 위치 θc2에 의해 좌표 변환하여 얻어지는 dq축 상의 전류 변화량 dIq/dt에 기초하여, 저속측의 위치 오차 Err_low를 연산하고, 고속측 축 오차 연산부(13)는, 모터(2)의 전압 방정식에 기초하여 얻어지는 d축 유기 전압 Edc를, 고속측의 위치 오차 Err_high로서 출력한다. 가중치 부여 가산부(14)는, 위치 오차 Err_low, Err_high를 각각 소정의 비율로 가중치 부여 가산하고, 자극 위치 추정부(15)는, 그 가산 결과 Err_sum에 기초하여 회전자의 속도 ωc를 추정한다. 이와 같이 구성하면, 오차가 없는 자극 위치 θc2를 추정할 수 있다. 특히 본 실시 형태에 있어서는, 저속측과 고속측의 오차량에, 진정 위치와의 오차가 각각 다른 각도로 포함되어 있어도, 오차를 최대한 배제한 자극 위치 θc2를 추정할 수 있다.

또한, 가중치 부여 가산부(14)는, 상기 소정의 비율을, 회전자의 회전 속도 ωc에 따라서 변화시키므로, 위치 오차 Err_low, Err_high의 가중치 값의 비율을 속도 ωc의 변화에 수반하여 적절하게 변화시킬 수 있다.

또한, 변조 제어부(9)는, 가중치 부여 가산부(14)가 소정의 비율을 저속측으로부터 고속측으로 변화시킬 때, 저속측의 가중치와 고속측의 가중치가 동등해진 시점 이후에, 신호 펄스의 위상 시프트를 정지시킴으로써, 제어가 보다 간단해진다.

(제2 실시 형태)

이하, 제1 실시 형태와 동일 부분에는 동일 부호로 나타내어 설명을 생략하고, 상이한 부분에 대해 설명한다. 도 11에 도시하는 제2 실시 형태의 제어 장치(21)는, 고주파 전압 인가부(22)와 저속측 축 오차 연산부(12)를 대체하는 3상/dq 좌표 변환부(23) 및 저속측 축 오차 연산부(24)를 구비하고 있다. 제2 실시 형태에서는, 저속 영역에서의 위치 추정 방법에 dq축 고주파 전압 인가법을 사용한다.

고주파 전압 인가부(22)는, 전류 제어부(8)가 출력하는 d, q축 전압 명령값 Vd, Vq에, 식 (20)에 나타내는 dq축의 고주파 전압 Vd_h, Vq_h를, 가산기(25d, 25q)를 통해 중첩한다. V_h는 고주파 인가 전압 진폭, ω_h는 인가 주파수이다.

이 때, 3상/dq 좌표 변환부(23)에서 좌표 변환된 dq축 전류 Id2, Iq2에는, 모터(2)의 돌극성의 영향에 의해 자극 위치의 정보가 포함된다. 즉, Id2, Iq2의 ω_h 성분 Idh, Idq는 식 (21)에 나타내는 특성을 갖는다.

이 특성을 이용함으로써 자극 위치 θc를 추정할 수 있다. 그래서, 제2 실시 형태의 저속측 축 오차 연산부(24)는, 도 12에 도시하는 바와 같이, 대역 통과 필터(24a)와 저역 통과 필터(24c)를 사용하여 검파 처리를 행한다. 우선, 3상/dq 좌표 변환부(23)로부터 입력되는 dq축 전류 Id2, Iq2를, 중심 주파수 ω_h의 대역 통과 필터(24a)에 통과시켜 주파수 ω_h의 성분을 추출한다. 그 후, 승산기(24bd, 24bq)에 의해 전류 Id2에는 cos(ω_ht)를 곱하고, 전류 Iq2에는 sin(ω_ht)을 곱한다. 그리고 나서, 주파수 2ω_h의 성분을 충분히 제거할 수 있는 차단 주파수를 설정한 저역 통과 필터(24c)를 통과시킨다. 감산기(24d)에 의해 양자의 필터 출력의 차분을 취함으로써 얻어지는 축 오차 Err_low는, 식 (22)에 나타내는 특성을 갖는다.

식 (20)의 축 오차 Err_low는, 계수는 상이하기는 하지만 축 오차에 대한 특성은 제1 실시 형태의 q축 전류 변화량 dIq/dt와 마찬가지이므로, 제2 실시 형태에서는 이를 사용하여 추정을 행한다. 기타는 제1 실시 형태와 마찬가지이다.

이상과 같이 제2 실시 형태에 따르면, 고주파 전압 인가부(22)는, 전류 제어부(8)가 출력하는 d, q축 전압 명령값 Vd, Vq에 dq축의 고주파 전압 Vdh, Vqh를 중첩한다. 그리고, 저속측 오차 연산부(24)는, 3상/dq 좌표 변환부(23)에서 좌표 변환된 dq축 전류 Id2, Iq2를, 고주파 전압 Vd_h, Vq_h에 의해 동기 검파한 결과로부터 저속측의 위치 오차 Err_low를 생성한다. 따라서, 제1 실시 형태와 마찬가지 효과가 얻어진다.

(그 밖의 실시 형태)

저속 영역, 고속 영역의 위치 추정 방식을 예시하였지만, 예시한 것 이외의 방법을 사용해도 된다.

제2 실시 형태에 있어서, 고주파 전압을 d축, q축의 한쪽에만 인가해도 된다.

전류 검출부는 션트 저항이어도 되고 CT여도 된다.

스위칭 소자는 MOSFET, IGBT, 파워 트랜지스터, SiC, GaN 등의 와이드 밴드 갭 반도체 등을 사용해도 된다.

본 발명의 몇몇 실시 형태를 설명하였지만, 이들 실시 형태는 예로서 제시한 것이며, 발명의 범위를 한정하는 것은 의도하고 있지 않다. 이들 신규의 실시 형태는, 그 밖의 다양한 형태로 실시되는 것이 가능하며, 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서 다양한 생략, 치환, 변경을 할 수 있다. 이들 실시 형태나 그 변형은, 발명의 범위와 요지에 포함됨과 함께, 특허청구범위에 기재된 발명과 그 균등의 범위에 포함된다.

Claims (9)

1. 영구 자석 동기 전동기의 고정자에 통전되는 전류의 변화량을 연산하는 전류 변화량 연산부와,
   회전자의 회전 속도를 추정하고, 추정된 회전 속도로부터 상기 회전자의 자극 위치를 추정하는 자극 위치 추정부와,
   추정된 자극 위치를, 상기 회전자의 출력 토크를 결정하는 파라미터에 기초하여 보정하는 위치 보정부와,
   상기 전류를, 추정된 자극 위치에 기초하여 dq축 상의 전류로 변환하는 좌표 변환부와,
   d, q축 전류 명령값과 d, q축 전류의 각 차분에 기초하여, d, q축 전압 명령값을 생성하도록 전류 제어하는 전류 제어부와,
   상기 d, q축 전압 명령값과 추정된 자극 위치에 기초하여 복수의 상의 PWM 신호 명령값을 생성하는 변조 제어부와,
   보정된 자극 위치를 사용한 좌표 변환에 의해 얻어지는 dq축 상의 전류 변화량에 기초하여, 저속측의 위치 오차를 연산하는 저속측 오차 연산부와,
   상기 동기 전동기의 전압 방정식에 기초하여 얻어지는 유기 전압 또는 회전자 자속에 기초하여, 고속측의 위치 오차를 출력하는 고속측 오차 연산부와,
   상기 저속측의 위치 오차와 상기 고속측의 위치 오차를, 각각 소정의 비율로 가중치 부여 가산하는 가산부를 구비하고,
   상기 자극 위치 추정부는, 상기 가산부의 가산 결과에 기초하여 상기 회전자의 속도를 추정하는, 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 저속측 오차 연산부는, q축 전류 변화량을, 저속측의 위치 오차로서 출력하는. 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치.
3. 제2항에 있어서, 상기 변조 제어부는, 각 상의 PWM 신호 명령값에 따른 신호 펄스의 위상을, 상기 전류 변화량 연산부가 상기 전류의 변화량을 연산 가능해지도록 시프트하는, 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치.
4. 제3항에 있어서, 상기 변조 제어부는, 상기 가산부가 상기 소정의 비율을 저속측으로부터 고속측으로 변화시킬 때, 저속측의 가중치와 고속측의 가중치가 동등해진 시점 이후에, 상기 신호 펄스의 위상 시프트를 정지시키는, 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치.
5. 제1항에 있어서, 상기 d, q축 전압 명령값의 적어도 한쪽에 고주파 신호를 인가하는 고주파 신호 인가부를 구비하고,
   상기 저속측 오차 연산부는, 상기 dq축 상의 전류의 적어도 한쪽을, 상기 고주파 신호에 의해 동기 검파한 결과로부터 저속측의 위치 오차를 생성하는, 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치.
6. 제1항에 있어서, 상기 가산부는, 상기 소정의 비율을, 상기 회전자의 회전 속도 또는 회전 속도 명령값에 따라서 변화시키는, 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치.
7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 기재된 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치를 탑재하는, 마이크로 컴퓨터.
8. 영구 자석 동기 전동기와,
   제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 기재된 영구 자석 동기 전동기의 제어 장치를 구비하는, 전동기 시스템.
9. 영구 자석 동기 전동기의 고정자에 통전되는 전류를 검출하는 전류 검출 스텝과,
   상기 전류의 변화량을 연산하는 전류 변화량 연산 스텝과,
   회전자의 회전 속도를 추정하고, 추정된 회전 속도로부터 상기 회전자의 자극 위치를 추정하는 자극 위치 추정 스텝과,
   추정된 자극 위치를, 상기 회전자의 출력 토크를 결정하는 파라미터에 기초하여 보정하는 위치 보정 스텝과,
   상기 전류를, 추정된 자극 위치에 기초하여 dq축 상의 전류로 변환하는 좌표 변환 스텝과,
   d, q축 전류 명령값과 d, q축 전류의 각 차분에 기초하여, d, q축 전압 명령값을 생성하도록 전류 제어하는 전류 제어 스텝과,
   상기 d, q축 전압 명령값과 추정된 자극 위치에 기초하여 3상의 PWM 신호 명령값을 생성하는 변조 제어 스텝과,
   보정된 자극 위치를 사용한 좌표 변환에 의해 얻어지는 dq축 상의 전류 변화량에 기초하여, 저속측의 위치 오차를 연산하는 저속측 오차 연산 스텝 및 상기 동기 전동기의 전압 방정식에 기초하여 얻어지는 유기 전압 또는 회전자 자속에 기초하여, 고속측의 위치 오차를 출력하는 고속측 오차 연산 스텝과,
   상기 저속측의 위치 오차와 상기 고속측의 위치 오차를, 각각 소정의 비율로 가중치 부여 가산하는 가산 스텝을 구비하고,
   상기 자극 위치 추정 스텝은, 상기 가산 스텝의 가산 결과에 기초하여 상기 회전자의 속도를 추정하는, 영구 자석 동기 전동기의 운전 방법.

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