CN109525161B

CN109525161B - 马达控制用集成电路

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Publication number: CN109525161B
Application number: CN201810958963.0A
Authority: CN
Inventors: 前川佐理; 小凑真一; 会泽敏满; 大村直起; 羽仓淳一郎; 池田贞男
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2017-09-20
Filing date: 2018-08-22
Publication date: 2022-02-15
Anticipated expiration: 2038-08-22
Also published as: US10630213B2; JP2019057981A; DE102018215926A1; US20190089274A1; CN109525161A; JP6914787B2

Abstract

实施方式的马达控制用集成电路以同步马达为驱动对象，根据规定的PWM信号对3相桥式连接的多个开关元件进行接通断开控制，从而向将直流转换为3相交流的逆变器电路输出上述PWM信号，其特征在于，上述马达控制用集成电路具备：PWM生成部，基于输入的速度指令值，生成并输出上述PWM信号；以及电流检测部，基于PWM控制中使用的载波和用于检测通入上述同步马达的电流的电流检测器中产生的信号，在上述载波的周期内被固定的规定的定时检测相电流的微分值，上述PWM生成部基于上述微分值对上述同步马达的速度进行运算后，基于上述速度生成向同步马达施加的PWM信号。

Description

马达控制用集成电路

技术领域

本发明的实施方式涉及向以同步马达为驱动对象的逆变器电路输出PWM信号的马达控制用集成电路。

背景技术

以往，作为推断同步马达的旋转位置的方法，例如广泛地使用了如下方法：利用向同步马达的输入电压及电流对与同步马达的速度成比例的感应电压进行运算，基于该感应电压进行推断。另外，例如如日本专利第3454212号公报所示，提出了如下方法：在感应电压信息较少的极低速的区域中，利用对应于转子的凸极性而变化的电感包含旋转位置信息这一点，向永磁体同步马达施加与驱动频率无关的感测用的交流信号，根据电压电流的关系推断旋转位置。

然而，在如上述那样利用凸极性的无传感器方式中，需要马达的凸极性高至某种程度，一般来说，要求q轴电感Lq与d轴电感Ld之比即凸极比为约1.5。因此，在凸极性小的表面磁铁型永磁体同步马达、所谓SPMSM等中应用无传感器控制时，为了检测微小的电流变化而需要高精度的电流检测器、AD转换器，存在控制装置的成本变高的问题。

另一方面，为了简易地进行无传感器驱动，使用了V/F控制、被称作强制换流或者强制同步驱动的开环控制。这些控制方法根据马达的速度指令值通过积分运算等生成位置指令值，并基于该位置指令值生成向马达的3相通电信号。

使用了通常的位置传感器的矢量控制中，基于检测出的转子的旋转位置将3相电流转换为dq轴电流，利用通入q轴电流而产生的转矩使马达旋转，并用位置传感器检测其旋转位置。另一方面，在强制换流驱动中，基于位置指令值将3相电流转换为dq轴电流，基于d轴电流指令值或者电压指令值、例如占空比指令值等而通入电流。

图9中概略地示出以往的进行开环控制的控制装置的结构。在该结构中，由于实际的负载而在位置指令值与马达的旋转位置之间产生偏移角。产生转矩的真的Iq电流值由偏移角Δθ和基于位置指令值的d轴电流指令值I_dRef以(1)式表示。马达所产生的转矩T_M由真的Iq电流值以(2)式表示。P是极对数，φ是永磁体的磁通。

Iq＝I_dRefsin(Δθ)…(1)

T_M＝PφIq…(2)

在强制换流中，由于基于速度指令值而驱动，因此若负载转矩超过马达的输出转矩T_M则会失步。马达能够产生的最大转矩由以(1)式赋予的d轴电流指令值I_dRef的大小和偏移角Δθ决定。通过(1)、(2)式，输出转矩T_M在偏移角Δθ从0deg达到90deg为止单调递增，若超过90deg则减少。换句话说，在原理上，90deg成为能够稳定驱动的最大的偏移角。因此，以即使被施加了最大的负载转矩，偏移角Δθ也不会超过90deg的方式，决定d轴电流指令值IdRef的大小。

图10示出了强制换流驱动下的无负载时的动作波形。位置指令值θ_Ref与马达的实际的旋转位置θ之差即偏移角Δθ大致为零。图11是使负载转矩渐增的情况下的特性，但随着负载转矩的增加而偏移角Δθ增加，在超过极限的时刻失步。

这样，在以往的强制换流驱动中，如果没有对应于设想的最大负载而预先决定d轴电流指令值IdRef，则马达将会失步，在轻负载时需要多余的电流。而且，存在若施加超过设想的最大负载的负载则会失步的问题。另外，若因失步导致马达的旋转停止，则担心经由逆变器那样的驱动电路通入的电流会过大地流过，因此需要检测这种状态而保护电路。

发明内容

本发明提供一种马达控制用集成电路，能够更稳定地进行马达的强制换流控制、或者能够检测出马达的旋转停止的状态而保护电路。

本发明的一方式涉及一种马达控制用集成电路，以同步马达为驱动对象，根据规定的PWM信号对3相桥式连接的多个开关元件进行接通断开控制，从而向将直流转换为3相交流的逆变器电路输出上述PWM信号，其特征在于，上述马达控制用集成电路具备：PWM生成部，基于输入的速度指令值，生成并输出上述PWM信号；以及电流检测部，基于PWM控制中使用的载波和用于检测通入上述同步马达的电流的电流检测器中产生的信号，在上述载波的周期内被固定的规定的定时检测相电流的微分值，上述PWM生成部基于上述微分值对上述同步马达的速度进行运算后，基于上述速度生成向同步马达施加的PWM信号。

本发明的另一方式涉及一种马达控制用集成电路，以同步马达为驱动对象，根据规定的PWM信号对3相桥式连接的多个开关元件进行接通断开控制，从而向将直流转换为3相交流的逆变器电路输出上述PWM信号，其特征在于，上述马达控制用集成电路具备：PWM生成部，基于输入的速度指令值，生成并输出上述PWM信号；电流检测部，基于PWM控制中使用的载波与用于检测通入上述同步马达的电流的电流检测器中产生的信号，在上述载波的周期内被固定的规定的定时检测相电流的微分值；以及停止判定部，基于上述微分值生成表示上述同步马达的旋转位置的变化的信号，基于上述信号判定上述同步马达的停止状态，当上述停止判定部判定出上述停止状态时，上述PWM生成部停止上述PWM信号的输出。

附图说明

图1是表示在第1实施方式中利用马达控制用IC控制逆变器电路而驱动马达的系统结构的图。

图2是用空间矢量表示构成逆变器电路的开关元件的接通状态的图。

图3是表示各相的PWM载波及脉冲信号和电流检测定时的图。

图4是表示各相的电流变化量和脉冲信号Ha、Hb、Hc的图。

图5是表示位置信号生成部的结构的图。

图6是表示速度控制部的结构的图。

图7是表示高负载时的强制换流控制的特性的图。

图8是表示在第2实施方式中利用马达控制用IC控制逆变器电路而驱动马达的系统结构的图。

图9是表示以往的进行开环控制的马达控制装置的结构的图。

图10是表示强制换流驱动下的无负载时的动作波形的图。

图11是表示强制换流驱动下的高负载时的动作波形的图。

具体实施方式

另外，实施方式的马达控制用集成电路以同步马达为驱动对象，根据规定的PWM信号对3相桥式连接的多个开关元件进行接通断开控制，从而向将直流转换为3相交流的逆变器电路输出上述PWM信号，其特征在于，上述马达控制用集成电路具备：PWM生成部，基于输入的速度指令值，生成并输出上述PWM信号；电流检测部，基于PWM控制中使用的载波与用于检测通入上述同步马达的电流的电流检测器中产生的信号，在上述载波的周期内被固定的规定的定时检测相电流的微分值；以及停止判定部，基于上述微分值生成表示上述同步马达的旋转位置的变化的信号，基于上述信号判定上述同步马达的停止状态，当上述停止判定部判定出上述停止状态时，上述PWM生成部停止上述PWM信号的输出。

(第1实施方式)

以下，参照图1至图7对第1实施方式进行说明。图1表示利用马达控制用IC(Integrated Circuit，集成电路)控制逆变器电路而驱动马达的系统的结构。直流电源1是对转子中具备永磁体的永磁体同步马达(以下，简称为马达)2进行驱动的电力源。直流电源1也可以是将交流电源转换为直流的电源。逆变器电路3将6个开关元件、例如N沟道MOSFET4U+、4Y+、4W+、4U－、4Y－、4W－进行3相桥式连接而构成，基于由后述的调制部5生成的3个相的6个开关信号，生成驱动马达2的电压。

电流检测部6连接于逆变器电路3的负侧电源线与直流电源1的负侧端子之间。电流检测部6一般由使用了分流电阻或霍尔CT等的电流传感器以及信号处理电路结构，检测马达2中流动的直流电流Idc。在本实施方式中，示出了单个分流电阻的结构，但也可以是3分流结构或在马达2的各相线中配置电流传感器的结构。

电流变化量检测部7基于由后述的检测定时信号生成部8输入的检测定时信号t1～t6，检测6次直流电流Idc。然后，将各相每2次的检测值的差值计算为变化量dIu(100)、dIv(010)、dIw(001)。位置信号生成部9生成与马达2在极低速区域驱动时的转子旋转位置对应的信号，根据由电流变化量检测部8输入的各相的电流变化量，生成与上述旋转位置对应的脉冲信号Ha、Hb、Hc。速度运算部10根据由位置信号生成部9生成的脉冲信号Ha、Hb、Hc，对马达的速度推断值ωc进行运算。

速度控制部11根据由上位的系统赋予的速度指令值ω_Ref和由速度运算部10运算出的速度推断值ωc，利用例如PI控制器等对占空比指令值D进行运算。3相占空比生成部12根据占空比指令值D、利用积分器14将速度指令值ω_Ref积分而得的位置指令值θ_Ref、以及电压相位指令值θ_V，通过(3)式对3相的占空比、调制指令Du、Dv、Dw进行运算。

Du＝－Dsin(θ_Ref+θ_V)+0.5

Dv＝－Dsin(θ_Ref+θ_V－2π/3)+0.5

Dw＝－Dsin(θ_Ref+θ_V+2π/3)+0.5…(3)

调制部5比较3相调制指令Du、Dv、Dw和由载波生成部13输入的各相的PWM载波、载波，生成各相的PWM信号脉冲。每1相的脉冲被附加死区时间，分别生成向3相上下的N沟道MOSFET4输出的开关信号U+、U－、V+、V－、W+、W－。

这里，3种载波的波形如图3所示例如使用三角波、锯齿波、逆锯齿波，在图3中，U相：三角波，V相：逆锯齿波，W相：锯齿波。若这样设定，则在图中的三角波的波峰附近，必然产生U相断开、V相接通、W相断开的期间，以及U相断开、V相断开、W相接通的期间。若将其用图2中所示的空间矢量表示，则成为V3(010)以及V5(001)。另外，在三角波的波谷附近，必然产生U相接通、V相断开、W相断开的期间。若将其用空间矢量表示，则成为V1(100)。这样，在三角波的波峰附近以及波谷附近，如图3所示那样检测出3相的电流的变化量dIv(010)、dIw(001)、dIu(100)。

在以上的结构中，除了直流电源1、马达2、逆变器电路3以及电流检测器6以外均由硬件构成而成为马达控制用IC15。而且，在马达控制用IC15中，除了电流变化量检测部7以外的部件构成了PWM生成部16。

接下来，对本实施方式的极低速驱动时的旋转位置检测的原理进行说明。(4)式示出了具有凸极性的永磁体同步马达的3相电感，各相的电感Lu、Lv、Lw对应于旋转位置θ而变化。

Lu＝L₀－L₁cos(2θ)

Lv＝L₀－L₁cos{2(θ－2π/3)}

Lw＝L₀－L₁cos{2(θ+2π/3)}…(4)

通过利用这些电感的旋转位置依存性，在马达速度成为零附近的条件下也能够推断旋转位置。

这里，施加电压矢量V1(010)、V3(010)、V5(001)的期间的U相、V相、W相电流的微小时间dt内的变化量dIu(100)、dIv(010)、dIw(001)如(5)、(6)式所示那样，成为对应于马达的旋转位置θ而以120度的相位差变化的信号。

【数式1】

其中，

通过比较这3个信号的大小关系，来生成与旋转位置对应的脉冲信号。图4中示出电流变化量dIu(100)、dIv(010)、dIw(001)和根据它们的大小关系生成的脉冲信号Ha、Hb、Hc。图5是位置信号生成部9的结构例。使用3个比较器9a、9b、9c，分别比较dIu(100)与dIv(010)、dIv(010)与dIw(001)、dIw(001)与dIu(100)而生成脉冲信号Ha、Hb、Hc。然后，在速度运算部7中，通过用计数器等测定脉冲信号Ha、Hb、Hc的接通期间，获得马达2的速度推断值ωc。

获得的速度推断值ωc被向速度控制部8输入，运算出占空比指令值D。

图6示出速度控制部8的详细结构。在减法器8a中，速度推断值ωc被减去速度指令值ω_Ref，利用abs运算器8b获得其绝对值。上述绝对值在积分器8c中被积分后在放大器8d中被乘以增益K而获得占空比指令值D。

以往的强制换流驱动如前述那样，基于d轴电流指令值I_dRef或者固定的占空比指令值进行控制。与此相对，在本实施方式中，在检测出的速度推断值ωc几乎跟随速度指令值ω_Ref的情况下以使占空比指令值D减少的方式动作，因此通入马达2的电流减少，高效率地进行动作。

另一方面，若负载变大，则如(1)、(2)式中说明那样，在d轴电流恒定的状态下，若偏移角Δθ变大而达到90deg附近，则马达转矩T_M减少，速度降低，将会进一步失步。在这样的情况下，在以往的强制换流中，不能检测速度的降低。

在本实施方式的结构中，对由速度运算部7求出推断速度ωc的变动量进行运算，若变动量变大，则利用速度控制部8以使占空比指令值D增加的方式动作。由此，(1)式中的d轴电流指令值I_dRef增加，因此能够不产生失步地进行驱动控制。如(7)式所示，变动量ω_amp的运算能够通过对成为基准的速度指令值ω_Ref与速度推断值ωc的差值的绝对值等按照电角度周期进行积分运算或者平均化而求出。

【数式2】

图6所示的速度控制部8的结构中，积分器8c的输出成为变动量ω_amp。

在本实施方式的速度控制中，不直接使用旋转位置的检测值，而是仅使用了基于旋转位置的脉冲信号Ha、Hb、Hc和根据这些脉冲信号运算出的速度推断值ωc。因此，例如在驱动凸极性小的SPMSM等马达的情况下，若检测出的电流变化量dIu(100)、dIv(010)、dIw(001)产生较大的误差，则基于它们的大小关系生成的脉冲信号Ha、Hb、Hc以及检测出的速度推断值ωc也会产生误差。

然而，由于3相占空比生成部12所使用的相位信号θ_Ref通过将速度指令值ω_Ref积分而决定，因此能够不出现较大影响地驱动马达。对速度推断值ωc的误差影响例如也能够利用低通滤波器等减少，通过使速度控制的频带降低，即使是SPMSM也能够以低速驱动。

图7示出本实施方式的高负载时的强制换流控制的特性。以随着负载的增加而占空比指令值D增加的方式控制，U相占空比Du的振幅增加，结果，转矩T_M增加，能够不产生失步地继续运转。另外，在该标尺中，难以得知U相占空比Du的振幅增加，因此关于占空比指令值D放大地示出了纵轴。

如以上那样，根据本实施方式，马达控制用IC15以同步马达2为驱动对象，向逆变器电路3输出PWM信号。PWM生成部16基于输入的速度指令值ω_Ref生成PWM信号并输出。电流变化量检测部7基于PWM控制所使用的载波与用于检测通入马达2的电流的电流检测器6中产生的信号，在载波周期内被固定的规定的定时检测相电流的微分值dIu(100)、dIv(010)、dIw(001)。PWM生成部15若基于上述微分值运算出马达2的速度ωc，则基于速度ωc生成向马达2施加的PWM信号。

即，相电流的微分值中包含有马达2的旋转位置信息。因此，基于速度指令值ω_Ref和根据上述微分值运算出的速度ωc，对马达2进行强制换流驱动，从而能够稳定地进行其驱动控制。

另外，PWM生成部16具备基于微分值的3相间的大小关系来生成对应于马达2的转子旋转位置而变化的脉冲信号Ha、Hb、Hc的位置信号生成部9，速度运算部10根据脉冲信号Ha、Hb、Hc的电平变化的间隔对马达2的速度ωc进行运算。因此，即使在马达2的实际的速度发生了变动的情况下，也能够以较好的响应性对速度ωc进行运算。

另外，速度控制部11根据速度指令值ω_Ref与运算出的速度ωc之差来决定占空比指令值D，3相占空比生成部12基于占空比指令值D、将速度指令值ω_Ref积分而得的位置指令值θ_Ref、以及输入的电压相位指令值θv，决定3相占空比指令值Du、Dv、Dw。因此，能够利用电压相位指令值θv进行强制换流驱动时的相位控制。

(第2实施方式)

以下，对与第1实施方式相同的部分标注相同的附图标记而省略说明，仅对不同的部分进行说明。在第1实施方式中，根据由位置信号生成部6生成的脉冲信号Ha、Hb、Hc运算出速度推断值ωc，但在第2实施方式中，将脉冲信号Ha、Hb、Hc向停止判定部21输入。在停止判定部21中，使用计数器等测定脉冲信号Ha、Hb、Hc的高电平期间或者低电平期间。然后，如果测定出的期间为一定时间以上，则判定马达2为停止状态，输出停止信号。

另外，速度控制部11被删除，取代3相占空比生成部12的3相占空比生成部22被赋予了由外部输入的占空比指令值D。在取代调制部5的调制部23中，若被输入停止信号，则使PWM信号的输出停止。通过以上，构成了马达控制用IC24。而且，马达控制用IC24中除电流变化量检测部7，位置信号生成部9以及停止判定部21之外的部分构成了PWM生成部25。

根据以上那样构成的第2实施方式，马达2在被施加比输出转矩T_M大的负载转矩从而陷入过负载状态并停止时，停止判定部21检测其停止状态，调制部22使通电停止，从而能够保护马达2避免成为过大的通电状态。

(其他实施方式)

为了如实施方式那样产生3相的PWM信号，也可以不使用3种载波而是利用相位偏移功能等，还可以利用对1种载波的占空比设定定时、脉冲产生的比较极性等进行变更等方法。

电流变化量检测部在载波周期内检测3相的电流的定时并非必须以表示载波的电平最小或者最大的相位为基准，只要在能够检测3相的电流的范围内基于载波的任意的相位进行设定即可。

另外，检测电流的定时无需与PWM载波的周期一致，也可以以例如载波周期的2倍、4倍的周期进行检测。因此，向电流变化量检测部输入的电流检测定时信号无需是从载波获得的信号自身，也可以是另一计时器生成的信号。

脉冲信号并非必须使用Ha、Hb、Hc，也可以基于它们中的一个或者2个求出速度ωc。

测定电流变化量的电压矢量并不限定于上述的V1、V3、V5。换句话说，控制中使用的相电流的微分值并不限定于dIu(100)、dIv(010)、dIw(001)，只要适当地选择成为相互具有60度的相位差的关系的微分值即可。

电流检测部可以是分流电阻，也可以是CT。开关元件也可以使用MOSFET、IGBT、功率晶体管、SiC、GaN等宽带隙半导体等。

虽然说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式作为例子而提示，没有意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式来实施，在不脱离发明的主旨的范围内，能够进行各种省略、替换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围及主旨中，且包含于权利要求书中记载的发明及其等价物的范围中。

Claims

1.一种马达控制用集成电路，以同步马达为驱动对象，根据规定的PWM信号对3相桥式连接的多个开关元件进行接通断开控制，从而向将直流转换为3相交流的逆变器电路输出上述PWM信号，其特征在于，

上述马达控制用集成电路具备：

PWM生成部，基于输入的速度指令值，生成并输出上述PWM信号；以及

电流检测部，基于PWM控制中使用的载波和用于检测通入上述同步马达的电流的电流检测器中产生的信号，在上述载波的周期内被固定的规定的定时检测相电流的微分值，

上述PWM生成部基于上述微分值对上述同步马达的速度进行运算后，基于上述速度生成向同步马达施加的PWM信号，

上述PWM生成部具备：

位置信号生成部，基于上述微分值的3相之间的大小关系，生成对应于上述同步马达的转子旋转位置而变化的脉冲信号；以及

速度运算部，根据上述脉冲信号的电平变化的间隔对上述同步马达的速度进行运算。

2.根据权利要求1所述的马达控制用集成电路，其特征在于，

上述PWM生成部具备：

速度控制部，根据上述速度指令值与运算出的上述同步马达的速度之差，决定占空比指令值；以及

3相占空比生成部，基于上述占空比指令值、将上述速度指令值积分而得的位置指令值、输入的电压相位指令值，决定3相占空比指令值。

3.一种马达控制用集成电路，以同步马达为驱动对象，根据规定的PWM信号对3相桥式连接的多个开关元件进行接通断开控制，从而向将直流转换为3相交流的逆变器电路输出上述PWM信号，其特征在于，

上述马达控制用集成电路具备：

PWM生成部，基于输入的速度指令值，生成并输出上述PWM信号；

电流检测部，基于PWM控制中使用的载波与用于检测通入上述同步马达的电流的电流检测器中产生的信号，在上述载波的周期内被固定的规定的定时检测相电流的微分值；以及

停止判定部，基于上述微分值生成表示上述同步马达的旋转位置的变化的信号，基于上述信号判定上述同步马达的停止状态，

当上述停止判定部判定出上述停止状态时，上述PWM生成部停止上述PWM信号的输出。

4.根据权利要求3所述的马达控制用集成电路，其特征在于，

上述马达控制用集成电路具备位置信号生成部，该位置信号生成部基于上述微分值的3相间的大小关系，生成对应于上述同步马达的转子旋转位置而变化的脉冲信号，

上述停止判定部根据上述脉冲信号的电平变化的间隔判定上述同步马达的停止状态。

5.根据权利要求3或4所述的马达控制用集成电路，其特征在于，

上述PWM生成部具备3相占空比生成部，该3相占空比生成部基于将上述速度指令值积分而得的位置指令值、输入的占空比指令值、以及输入的电压相位指令值，决定3相占空比指令值。