KR20030010480A

KR20030010480A - 전동기제어장치

Info

Publication number: KR20030010480A
Application number: KR1020020010626A
Authority: KR
Inventors: 마사키료소; 가네코사토루; 사쿠라이요시미
Original assignee: 가부시끼가이샤 히다치 세이사꾸쇼
Priority date: 2001-07-24
Filing date: 2002-02-27
Publication date: 2003-02-05
Also published as: EP1280266A2; US6844697B2; US20030020428A1; US6700343B2; EP1280266A3; US20030020429A1; JP2003037990A

Abstract

저가이면서 정확도가 높은 전동기제어장치를 제안하기 위하여, 본 발명의 전동기제어장치는 실제전류차분차벡터와 기준전류차분차벡터와의 차를 기초로 하여 회전자의 위치를 검출하고, 이에 따라 회전위치센서를 사용하지 않고 전동기를 제어할 수 있도록 구성되어 있다.

Description

전동기제어장치{MOTOR CONTROLLER}

본 발명은 전동기제어장치에 관한 것이다.

동기전동기의 속도 및 토크를 제어하기 위해서는, 자극위치를 검출 또는 추정할 필요가 있다. 검출된 자극위치를 기초로 하여 전류제어 및 전압제어를 행함으로써, 동기전동기의 속도 및 토크가 제어될 수 있다.

최근에, 위치센서에 의하여 동기전동기의 자극위치를 검출하지 않고 동기전동기를 제어하는 센서리스자극위치제어시스템이 제안되었다.

예를 들어, 일본국 특개평 제07-245981호 공보 및 평성8년의 전기학회산업응용부문전국대회 제170에 기재된 제1제어방법은 교번전압을 인가하여 전압용 전동기전류의 평행성분 및 직교성분(회전좌표계의 전류성분)을 기초로 하여 전극위치를 추정하는 방법이며, 자극위치는 정지시 또는 저속시에 극위치를 이용하지 않고 검출될 수 있다.

또한, 일본국 특개평 제11-150983호 공보 및 일본국 특개평 제11-69884호 공보에 기재되어 있는 추가전압을 중첩시키는 제2방법은 고토크영역에서도 자기포화를 방지하기 위하여 인가된 전압을 가함으로써 정지시 또는 저속시에 저부하로부터 고부하에 이르는 영역내에서 자극위치센서를 사용하지 않도록 실현시키는 방법이다.

또한, 일본국 특개평 제08-205578호 공보에 기재된 제3방법은 펄스폭제어(PWM 제어)에 의하여 동기전동기에 인가된 전압의 벡터와 상기 펄스폭제어를 위한 전동기전류의 리플성분(전류차벡터(current difference vector)) 사이의 상호관계로부터 동기전동기의 돌극성(saliency)을 검출하는 방법이다. 상기 제3방법은 동기전동기의 전압을 제어하기 위하여 일반적인 PWM신호를 사용하므로, 검출을 위한 추가신호를 필요로 하지 않는 이점이 있다.

또한, 전압벡터는 3상전압 또는 d축 및 q축전압으로부터 결정되는 크기 및 방향을 갖는 전압을 의미한다. 이는 전류벡터에 대하여도 마찬가지이며, 이후에는, 요소로서의 각 상의 전압 또는 d축 및 q축 전압 및 전체합으로서의 전압벡터가 적절히 설명될 것이다. 또한, 동기전동기에서는, 회전자의 자극위치가 검출되므로, 이하에서는 상기 자극위치가 설명될 것이다. 릴럭턴스 전동기에서는, 돌극성을 갖는 회전자의 특정위치가 검출된다.

또한, 유도전동기의 자극포화 특성을 이용하는 d축과 q축 사이의 인덕턴스의 차를 기초로 하여 상술된 방법과 동일한 방법으로 회전자의 자극위치를 검출하는 제어방법이 제안되어 있다.

따라서, 상술된 바들이 함께 기술되는 경우에, 릴럭턴스전동기의 자극위치및 특정위치는 회전자 위치를 참조하게 될 것이다.

상술된 제1제어방법에서, 전동기를 구동하여 자극위치를 검출하기 위해서는, 노치필터와 같은 대역필터 및 푸리에 적분에 의하여 검출용교번전압과 동일한 주파수 성분을 갖는 전류를 추출할 필요가 있다. 특히, 전동기의 회전수가 증가되는 경우, 전동기의 입력주파수와 검출용교번전압의 주파수 간의 분리가 어려우며 고속회전시 안정적인 구동제어가 어렵다는 문제가 발생한다. 또한, 인버터의 스위칭특성에 의한 영향을 막는 것을 고려할 필요가 있다. 즉, PWM신호의 반송주파수(carrier-frequency)는 수 kHz 내지 20kHz인 반면, 검출용교번전압의 주파수는 수 백 Hz로 낮아서, 전동기의 구동제어시, 수 백 Hz의 소음이 발생할 수 있다.

또한, 상술된 제2제어방법은 정지상태 또는 저속회전상태에서 전동기를 구동제어하는 특성을 개선하기 위한 것이며, 고속회전시 전동기를 구동제어하는 데 중요한 전류검출타이밍과 PWM신호간의 관계 및 고도로 정확한 위치검출은 고려되지 않는다.

또한, 상술된 제3제어방법은 그것을 실현시키기 위하여 PWM신호가 변화할 때 마다 전동기전류의 상태와 인가된 전압의 상관관계를 검출할 필요가 있다. 즉, 반송파의 제1주기 동안에는, 적어도 6회의 전동기전류상태를 검출하고, 인가된 전압상태를 확인할 필요가 있어, 고성능제어장치를 사용해야만 하는 문제가 생긴다.

본 발명의 하나의 목적은 저가이면서 고성능인 전동기제어장치를 제안하는것이다.

본 발명의 다른 목적은 1개의 전류검출기를 사용하여 정지상태로부터 고속회전상태까지의 넓은 영역내에서의 전동기손실의 증가를 억제함으로써 고도의 정밀도를 갖는 교류전동기를 제어하는 전동기제어장치를 제안하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 교류전동기에 검출용전압을 인가하지 않고 교류전동기 회전자의 위치를 검출하는 전동기제어장치를 제안하는 것이다.

본 발명은 교류전동기, 명령값(command value)을 반송파와 비교함으로써 발생된 PWM신호에 의하여 상기 교류전동기에 전압을 인가하는 전력인버터 및 교류전동기를 구비하고 또한 회전자의 위치를 검출하고 명령값을 제어하는 제어장치를 가지며, 회전자의 위치는 실전류차분차벡터와 기준전류차분차벡터 사이의 차를 기초로 하여 검출되는 것을 특징으로 한다.

도 1은 본 발명의 제1실시예의 전동기제어시스템의 블록도,

도 2는 도 1에 나타낸 제1실시예의 검출용전압이 인가되는 경우의 각 상의 전압, PWM신호와 반송파동기신호사이의 관계를 나타낸 타임차트,

도 3은 도 1에 나타낸 제1실시예의 검출용연산부에 의하여 처리된 프로세스의 플로우차트,

도 4는 도 1에 나타낸 제1실시예의 기준전류차분차연산부(reference current differential calculation unit)입력과 출력 사이의 관계를 나타낸 블록도,

도 5는 도 1에 나타낸 제1실시예의 검출용전압벡터 및 전류차분차벡터의 상태를 나타낸 벡터도,

도 6은 도 1에 나타낸 제1실시예의 검출용전압벡터 및 전류차분차벡터의 상태를 나타낸 벡터도,

도 7은 도 1에 나타낸 제1실시예의 검출용전압벡터 및 전류차분차벡터의 상태를 나타낸 벡터도,

도 8은 본 발명의 제2실시예를 나타낸 전동기제어시스템의 블록도,

도 9는 도 8에 나타낸 제2실시예의 검출용연산부에 의하여 처리된 프로세스의 플로우차트,

도 10은 도 8에 나타낸 제2실시예의 전류센서이상검출부에 의하여 처리된 전류센서이상검출프로세스의 플로우차트,

도 11은 본 발명의 제3실시예를 나타낸 전동기제어시스템의 블록도,

도 12는 본 발명의 제4실시예를 나타낸 전동기제어시스템의 블록도,

도 13은 도 12에 나타낸 제4실시예의 각 상의 전압, PWM신호, 및 반송파동기신호 사이의 관계를 나타낸 타임차트,

도 14는 도 12에 나타낸 제4실시예의 각 상의 정현파전압과 전압차벡터 사이의 관계를 나타낸 타임차트 및 Lissajous 파형도,

도 15는 도 12에 나타낸 제4실시예의 전압설정부의 기능블록도,

도 16은 도 12에 나타낸 제4실시예의 h축 전류차분차연산부에 의하여 처리된 프로세스의 플로우차트,

도 17은 도 12에 나타낸 제4실시예의 제어전압벡터, 전압차벡터 및 전류차분차벡터 사이의 관계를 나타낸 벡터도,

도 18은 도 12에 나타낸 제4실시예의 각 상의 정현파전압과 전압차벡터 사이의 관계를 나타낸 타임차트 및 Lissajous 파형도,

도 19는 도 12에 나타낸 제4실시예의 제어전압벡터, 전압차벡터 및 전류차분차벡터 사이의 관계를 나타낸 벡터도,

도 20은 본 발명의 제5실시예를 나타낸 전동기제어시스템의 블록도,

도 21은 도 20에 나타낸 제5실시예의 모드판정부에 의하여 처리된 프로세스의 플로우차트,

도 22는 도 20에 나타낸 제5실시예의 전압설정부의 기능 블록도,

도 23은 도 20에 나타낸 제5실시예의 각 상의 정현파전압과 전압차벡터 사이의 관계를 나타낸 타임차트 및 Lissajous 파형도,

도 24는 도 20에 나타낸 제5실시예의 각 상의 정현파전압과 전압차벡터 사이의 관계를 나타낸 타임차트 및 Lissajous 파형도이다.

본 발명의 제1실시예는 도 1을 참조로 하여 설명될 것이다. 본 실시예는 위치센서를 사용하지 않고 d축 인덕턴스(Ld)가 q축 인덕턴스(Lq) 보다 더 작은, 소위 역돌극성을 가지는 동기전동기를 제어하기 위하여 구성된다.

도 1은 배터리(2)의 직류에너지로 제1실시예의 동기전동기(1)를 구동하는 전동기제어시스템의 블록도이다.

배터리(2)의 직류전압은 전력인버터인 인버터(3)에 의하여 3상교류전압으로 변환되며 교류전동기인 동기전동기(1)에 인가된다. 마이크로컴퓨터로 구성된 제어장치인 제어장치(4)에 의하여 다음의 연산을 수행하여 상기 인가전압이 결정된다.

제어장치(4)는 검출된 전동기속도(ω)로부터 속도명령발생부(6)로부터 입력된 속도명령값(ωr)의 차를 산출하고, 상기 차이를 기초로 하여 속도제어장치(7)에서의 속도제어연산을 수행한다. 상기 속도제어장치(7)는 속도제어연산결과를 기초로 하여 각 상의 제어전압(Vuc, Vvc, Vwc)을 출력한다. 상기 제어장치(4)는 각각의 이들 제어전압(Vuc, Vvc, Vwc)에 대하여 후술되는 각 상의 검출용전압(Vus, Vvs, Vws)을 가산하며, 각 상의 전압명령값(Vur, Vvr, Vwr)을 생성시켜, PWM신호발생부(8)에 상기 전압명령값을 입력한다.

상기 PWM신호발생부(8)는 각 상의 전압명령값(Vur, Vvr, Vwr)에 대응하는 각 상의 PWM신호(Pu, Pv, Pw)를 생성하고 인버터(3)에 상기 신호를 공급하며, 상기 인버터(3)는 PWM신호(Pu, Pv, Pw)에 대응하는 전압을 출력하고 상기 전압을 동기전동기(1)에 인가시킨다.

도 2는 각 상의 전압명령값(Vur, Vvr, Vwr)과 PWM신호(Pu, Pv, Pw) 사이의 관계를 나타낸다. 상기 PWM신호발생부(8)는 삼각파형의 반송파 및 전압명령값(Vur, Vvr, Vwr)을 비교하고, 그에 따라 PWM신호(Pu, Pv, Pw)를 생성한다.

상기 PWM신호발생부(8)는 반송파가 최대값을 가지는 시점(시각 t1, t3, t5, ···)에서 각 상의 전압명령값(Vur, Vvr, Vwr)을 내부로 취하여 설정하며, 상기 명령값을 상기 반송파와 비교하여 PWM신호(Pu, Pv, Pw)를 생성시킨다.

검출용전압(Vus, Vvs, Vws)이 가산되지 않는 전압명령값(Vur, Vvr, Vwr)(= 제어전압(Vuc, Vvc, Vwc))이 취해지는 때의 파형은 도 2(a)에 나타낸 바와 같다.

한편, 검출용전압(Vus, Vvs, Vws)이 가산되는(동기전동기(1))에 인가되는)경우에, PWM신호생성부(8)는 도 2(b)에 나타낸 파형을 얻기 위하여 포지티브 및 네거티브 검출용전압(Vus, Vvs, Vws)을 반송파의 반주기마다(시각 t1, t2, t3, ···)설정한다. 즉, 도 2(b)에 나타낸 구간(1)에서, 상기 PWM신호발생부(8)는 후술되는 검출용전압방향(θv)으로 검출용전압벡터를 설정하기 위하여 검출용전압(Vus, Vvs, Vws)을 가산(인가)한다. 또한, 도 2(b)에 나타낸 구간(2)에서, PWM신호생성부(8)는 검출용전압방향에 대하여 반대쪽 방향(180°다른 방향)으로 검출용전압벡터를 인가하기 위하여 검출용전압(Vus, Vvs, Vws)을 가산한다.

도 3은 이를 실현하기 위해서 검출용전압연산부(10)에 의하여 처리될 프로세스를 나타낸 플로우차트이다.

스텝 101

검출용전압방향(θv)은 2θc/2의 연산에 의하여 구해진다. 전압방향에 대한 이유는 도 5 내지 도 7을 참조로 하여 후술될 것이다.

스텝 102

전압인가의 타이밍이 판단되고, 프로세스가 분기(branch)된다. 즉, 도 2에 나타낸 바와 같이, 시각(t1, t3, ···)이 반송파가 최대값에 도달하는 시점으로 판단되는 경우에, 프로세스는 스텝 103으로 분기되며, 시각(t2, t4, ···)이 반송파가 최소값에 도달하는 시점으로 판단되는 경우에, 프로세스는 스텝 104로 분기된다.

스텝 103

검출용전압방향(θv)(포지티브 방향)으로 구간(1)의 동기전동기(1)에 인가되는 검출용전압의 벡터(Vs)를 설정하기 위하여, 각 상의 검출용전압(Vus, Vvs, Vws)이 연산된다.

스텝 104

검출용전압방향(θv)(네거티브 방향, 즉, θv + π의 방향)으로 구간(2)의 동기전동기(1)에 인가되는 검출용전압의 벡터(Vs)를 설정하기 위하여, 각 상의 검출용전압(Vus, Vvs, Vws)이 연산된다.

도 3에서, 검출용전압벡터(Vs)의 크기를 결정하는 Vs0가 1/2로 설정되며, 따라서, 각 상의 전압이 결정된다. 그 이유는 구간 1과 구간 2 사이의 전압차가 실제의 검출용전압벡터(Vs)로 정의되기 때문이다. 또한, 전류의 변화가 검출될 수 있는 한 가능한 작은 값으로 Vs0을 설정하는 것이 바람직하다. 또한, 이 경우에, 직교하는 α축과 β축을 갖는 α- β축 정지좌표계의 α축을 기초로 하여, 위상 또는 방향이 결정되며, U 상은 α축상에 설정된다. 따라서, V 및 W 상의 방향은 α축에 대하여 각각 2π/3 및 4π/3의 방향이다.

다음으로, 도 1에 나타낸 제1실시예의 회전자위치의 검출방법이 설명된다.

동기전동기(1)의 U상 전류를 검출하는 전류센서(5u)로서, U상으로 흐르는 전류의 교류성분만을 검출하는 저가의 전류 트랜스포머(CT)가 사용된다. 이렇게 함으로써, PWM신호에 의한 전류의 맥동성분(pulsation component)만이 검출된다.

제어장치(4)의 전류검출부(9)는 반송파의 최대값 및 최소값에 동기화된 반송파 동기신호(P1)와 일치하는 타이밍으로 전류트랜스포머(CT)로부터 출력되는 U상 전류(iu)를 취하여 검출한다.

전류차분차연산부(11)는 검출용전압벡터로부터 U상 전류(iu)의 변화, 즉, 아래에 나타낸 바와 같이 U상 전류차분차(Δiu)를 구한다. 전류차분차연산부(11)는 반송파(예를 들어, 시각 t1)의 최대값의 시점에서 전류검출부(9)에 의하여 취해진 U상 전류(iu1)와 반송파의 다음 최소값의 시점(시각 t2)에서 취해진 U상 전류(iu2) 사이의 차이로부터 도 2에 나타낸 구간 1에서의 전류차(Δiu1)를 산출한다. 또한, 전류차분차연산부(11)는 반송파의 다음 최대값의 시점(시각 t3)에서 취해진 U상 전류(iu2)와 U상 전류(iu3) 사이의 차로부터 도 2에 나타낸 구간(2)의 전류차(Δiu2)를 산출한다. 전류차(Δiu1, Δiu2)는 제어전압(Vuc, Vvc, Vwc), 검출용전압벡터 및 동기전동기(1)의 역기전력에 의한 영향을 받는다. 하지만, 전류차 Δiu1와 Δiu2 사이의 차를 고려함에 있어서, 인가된 전압과 역기전력이 같을 경우에는, 그들의 영향은 소멸한다.

따라서, 도 2를 참조하여 설명된 바와 같이, 구간 1과 2에서는, 제어전압(Vuc, Vvc, Vwc)이 동일한 값으로 인가되고, 검출용전압벡터(Vs)만 다른값으로 인가되는 경우에는, 전류차(Δiu1, Δiu2) 사이의 차이인 U상 전류의 차(Δiu)는 구간 1과 구간 2 사이의 검출용전압벡터(Vs)의 차이에 의해서만 영향을 받는다. 즉, 검출용전압벡터(Vs)에 대한 U상 전류(iu)의 변화량 및 U상 전류의 차이(Δiu)는 제어전압(Vuc, Vvc, Vwc)과는 완전히 독립적으로 검출될 수 있다. 이하에서는, 구간 1과 구간 2 사이의 검출용전압벡터의 차이를 검출용전압벡터(Vs)로 부른다.

한편, 회전자위치(θ) 및 동기전동기(1)의 d축 및 q축 인덕턴스가 알려진 경우에, 검출용전압벡터(Vs)에 대한 U상 전류(iu)의 변화량이 계산에 의하여 구해질 수 있다. 이 값은 U상기준전류차(Δicu)로 가정된다. 실제로는, 회전자위치(θ) 대신에, 제어장치(4)에 의하여 연산된 추정회전자위치(θc)를 알고 있으므로, 추정회전자위치(θc)가 회전자위치(θ)와 일치하는 것으로 가정하여, 상기 U상기준전류차(Δicu)가 기준전류차분차연산부(12)에 의하여 구해진다. 이러한 프로세스에 있어서, 도 4에 나타낸 바와 같이, 추정회전자위치(θc)에 대한 표가 작성되는 경우에, U상기준전류차(Δicu)가 간단히 구해질 수 있다. 이렇게 구하는 방법은 도 5 내지 도 7의 벡터도와 함께 후술된다.

검출된 U상 전류차(Δiu)와 U상 기준전류차(Δicu) 사이의 차(이후에는, 이것을 U상검출용전류차(Δisu)라 칭함)는 추정회전자위치(θc)와 회전자위치(θ) 사이의 변화(차이)를 나타내며, 위치검출부(13)는 그 차를 0으로 설정하도록 비례-적분연산 등과 같은 제어방법을 이용하여 수렴하도록 제어한다.

본 발명의 중요한 점은 그 관계를 명확히 하는 것이며, 그에 대해서는 도 5 내지 도 7의 벡터도를 참조하여 후술될 것이다.

상술된 바와 같이 구해진 추정회전자위치(θc)는 속도검출부(14)로 입력되며, 그것의 변화량으로부터 전동기속도(ω)를 구하기 위해서 사용된다. 또한, 추정회전자위치(θc)는 속도제어부(7)에 입력되며, 속도제어부(7)에 의하여 구해진 제어전압벡터를 각 상의 제어전압(Vuc, Vvc, Vwc)으로 좌표변환시켜 출력하기 위하여 사용된다.

다음에는, 도 1을 참조하여 도 1에 나타낸 전동기제어시스템의 회전자위치(θ)의 검출이 설명될 것이다.

도 5는 자극위치가 d축상에 있는 d-q축회전좌표계는 회전자위치(θ)만큼 α축으로부터 회전하고 제어장치(4)의 추정회전자위치(θc)는 실제 회전위치(θ)보다 더 크고, 실제회전위치(θ)와는 다른 상태를 나타내고 있다. d축이 장축이고 q축이 단축인 실선에 의하여 표시된 타원은 검출용전압벡터(Vs)가 0으로부터 2π까지 일 회전하는 경우에 검출용전압벡터(Vs)에 대한 전류차분차벡터(Δi)의 Lissajous 파형을 나타낸다. 따라서, 동기전동기(1)의 d축 및 q축의 인덕턴스가 설정값인 경우에, 검출용전압벡터(Vs)에 대하여 실제로 발생하는 전류차분차벡터(Δi)는 실선으로 그려진 타원상을 움직인다. 한편, 동기전동기(1)의 d축 및 q축의 인덕턴스가 설정되고 동기전동기(1)의 d축 및 q축의 인덕턴스가 제어장치(4)에 의하여 추정된 추정회전자위치(θc)와 일치하는 경우에, 전류차분차벡터(Δi)는 dc축이 장축이고 qc축이 단축인 일점쇄선으로 표시된 타원상을 움직인다. 이것을 기준전류차분차벡터(Δic)라 칭한다.

이러한 상태에서, 도 5에 도시된 바와 같이, 검출용전압벡터(Vs)가 검출용전압방향(θv), 즉, 2θc + π/2의 방향으로 인가되는 경우의 전류의 변화상태가 설명될 것이다.

검출용전압벡터(Vs)가 위상(θv)방향으로 인가되는 경우에, 도 5에 나타낸 바와 같이, 실제로 발생되는 전류차분차벡터(Δi)는 실선으로 표시된 Lissajous 파형선상의 벡터이며, 다음 공식에 의하여 표현된다.

여기서, j는 허축을 의미하며, Δiα + Δis는 다음 식을 의미한다.

여기서, Ld 및 Lq는 각각 동기전동기(1)의 d축 및 q축의 인덕턴스를 나타내며, Vs0는 검출용전압의 크기(도 5에 나타낸 검출용전압벡터(Vs)의 길이)를 나타낸다. 따라서, 수학식 2와 수학식 3은 다음과 같이 표현된다.

동일한 방법으로, 실제회전자위치는 제어장치(4)에 의하여 추정된 추정회전자위치(θc)와 일치하며, 검출용전압벡터(Vs)를 위상(θv)방향으로 인가함으로써 발생되는 기준전류차분차벡터(Δic)는 1점쇄선으로 표시된 Lissajous 파형상에 있다. 도 5에서, 검출용전압벡터(Vs)는 q축보다 qc축에 더 가까워, 기준전류차분차벡터 (Δic)는 전류차분차벡터(Δi)보다 검출용전압벡터(Vs)에 더 가까운 벡터이며, 다음 공식으로 표현된다.

여기서, Δiαc 및 Δiβc는 다음 공식을 의미한다.

여기서, Ldc 및 Lqc는 제어장치(4)에 의하여 설정된 동기전동기(1)의 기준 d축 및 q축의 인덕턴스를 나타낸다. 따라서, 수학식 9와 수학식 10은 다음과 같이 표현된다.

이 경우에 있어서, 도 4에 나타낸 U상 기준전류차(Δicu)는 Δiαc의 U상의 기여분(contribution)이며 Δiαc에 비례하는 값이므로, 검출용전압방향(θv)을 포함하는 계산에 의하여 표가 작성될 수 있다. 또한, 검출용전압방향(θv)은 (2θc + π/2)의 값으로 설정되며, 그것에 대해서는 후술된다. 따라서, 수학식 13은 다음과 같이 표현되며, U상기준전류차(Δicu)를 구하기 위한 표는 수학식 15를 기초로 하여 작성된다.

다음으로, 전류차분차벡터(Δi)와 기준전류차분차벡터(Δic) 사이의 차이 및 검출용전류벡터(Δis)가 설명된다. 또한, 동기전동기(1)의 기준 d축 및 q축의 인덕턴스(Ldc, Lqc)는 각각 실제의 d축 및 q축의 인덕턴스(Ld, Lq)와 다르며, 이것을 고려한 방법이 병용될 수 있다. 하지만, 이 경우에 있어서, Ldc = Ld 및 Lqc = Lq로 유지되는 것으로 가정한다.

수학식 1 내지 수학식 4를 사용하여 다음식을 구할 수 있다.

여기서, Δiαs 및 Δiβs는 다음 식으로 주어진다.

그다음, 검출용전압방향(θv)에 (2θc+π/2)를 대입하면, 수학식 17 및 수학식 18은 아래에 나타낸 바와 같이 전개될 수 있다. 또한, (1/2)ㆍVs0ㆍΔt(1/Ld-1/Lq)는 정수 K0로서 가정한다.

수학식 19 및 수학식 20에 의하여 표현되는 벡터가 검출용전류차분차벡터(Δis)이다. 따라서, 도 5에 나타낸 바와 같이, 추정회전자위치(θc)가 실제회전자위치 (θ)보다 더 큰 경우에, 검출용전압방향(θv)이 (2θc+π/2)인 것으로 가정하여 검출용전압벡터(Vs)가 인가된다면, 검출용전류차분차벡터(Δis)는 α축의 네거티브 방향과 근접한 방향의 벡터이다. 특히, 수학식 19를 고려하여, 검출용전압방향(θv)이 (2θc+π/2)인 것으로 가정하여 검출용전압벡터(Vs)가 인가되는 경우에, 검출용전류차분차벡터(Δis)의 α축 성분(Δiαs)은 sin2(θ-θc)에 비례하는 값이다. 따라서, α축 성분(Δiαs)이 0으로 설정되는 경우에, 추정회전자위치(θc)는 실제회전자위치(θ)와 일치할 수 있다. 또한, 본 실시예에서는, 동기전동기(1)의 U상은 α축과 일치하며, 검출용전류차분차벡터(Δis)의 α축 성분(Δiαs)은 U상 검출용전류차분차벡터(Δisu)에 비례한다. 따라서, 도 5에서, U상 검출용전류차분차벡터(Δisu)는 네거티브이며, 그것은 추정회전자위치(θc)가 실제의 회전자위치(θ)보다 더 크다는 것을 의미하며, 따라서, 추정회전자위치(θc)가 작아지도록 제어연산을 수행함으로써, 상기 추정회전자위치(θc)가 실제의 회전자위치(θ)에 가까워질 수 있다. 이러한 연산은 위치검출부(13)에 의하여 수행된다.

도 6은 상기 방법으로 추정회전자위치(θc)가 실제회전자위치(θ)에 근접한 상태의 검출용전압벡터(Vs)와 전류차분차벡터(Δi, Δic, Δis) 사이의 관계를 나타내고 있다. 추정회전자위치(θc)가 더 작아졌기 때문에, 검출용전압벡터(Vs)의 방향(θv)은 도 5에 나타난 것보다 더 작아져 있다는 것을 알 수 있다. 따라서, 전류차분차벡터(Δi) 및 기준전류차분차벡터(Δic) 각각은 도 5에 나타낸 방향으로부터 다른 방향으로 움직이는 반면, 검출용전류차분차벡터(Δis)는 거의 α축의 네거티브 방향으로 향하게 되며, 그것의 크기는 더 작아진다. 따라서, 추정회전자위치 (θc)는 실제회전자위치(θ)에 근접하게 된다. 그것의 α축 성분에 비례하는 U상 검출용전류차분차벡터(Δisu)를 기초로 하여, 추정회전자위치(θc)는 제어연산에 의하여 실제의 회전자위치(θ)와 일치할 수 있다.

추정회전자위치(θc)가 도 7에 나타낸 바와 같이 실제의 회전자위치(θ)보다 작은 경우에, 검출용전류차분차벡터(Δis)은 α축의 포지티브 방향에 근접하는 방향이 되며, 따라서, 추정회전자위치(θc)는 동일한 방법의 제어연산에 의하여 실제회전자위치(θ)와 일치할 수 있다. 이들 관계는 수학식 19와 수학식 20으로부터 도출될 수 있다.

본 실시예에서는, 회전자위치가 하나의 저가전류센서를 사용하여 정확하게 추정될 수 있으며, 따라서, 복수의 전류센서를 사용하는 종래의 제어장치와 비교했을 때, 저가의 센서리스위치제어장치가 실현될 수 있다. 더욱이, 하나의 위상전류를 기초로 하는 연산프로세스에 의하여 추정이 수행될 수 있기 때문에 저가의 마이크로프로세서를 사용하는 제어장치(4)가 실현될 수 있다.

또한, 전류센서(5u)는 PWM신호를 기초로하는 전류의 파동성분만을 검출해도 되므로, 반송파주파수 부근의 주파수성분을 갖는 신호가 전류검출부(9)에 입력되고, 따라서, 전류검출의 분해능력이 향상될 수 있다. 이렇게 함으로써, 검출용전압벡터(Vs)의 크기가 작아지며, 검출용전압의 부가에 의한 영향이 대폭 감소될 수 있는 이점이 있다.

도 8은 본 발명의 제2실시예를 나타내고 있는 전동기제어시스템의 블록도이다. 본 실시예에서는, 제1실시예와 비교했을 때, 검출용전압벡터(Vs)를 인가하는 방법이, 속도명령 대신에 토크명령을 위한 전류를 제어하는데 2개의 전류센서(5v, 5w)가 사용된다는 점에서 차이가 있다. 1개의 전류센서(5u)를 사용하여 회전자위치를 추정하는 방법은 제1실시예와 동일하기 때문에, 중복되는 설명은 생략될 것이다.

본 실시예는 가속페달의 밟는 깊이에 따르는 토크명령(τr)에 비례하는 토크를 발생시키는 전기자동차의 전동기제어용으로 적합하다.

토크명령(τr)이 전류명령부(16)에 입력되는 경우에, 전류명령부(16)는 동기전동기(1)의 자속량을 제어하는 d축 전류명령값(idr) 및 토크명령(τr) 및 전동기속도(ω)를 기초로하여 이것과 직교하는 q축 전류명령값(idq)을 연산한다. 토크명령(τr)과 전동기속도(ω)에 대한 동기전동기(1) 구동시스템의 손실을 최소화하기 위해서 d축 전류명령값(idr) 및 이것에 직교하는 q축 전류명령값(idq)을 미리 연산하여 작성되는 표로부터 구해지도록 상기 연산이 수행될 수 있다. 여기서 얻어진 d축 전류명령값(idr)과 q축 전류명령값(idq)은 전류제어부(17)에 입력된다.

또한, 전류센서(5v, 5w)에 의하여 검출되는 V상 전류(iv) 및 W상 전류(iw)는 전류검출부(15)에 의하여 아날로그로부터 디지털로 변환되며, 디지털량으로서 제어장치(4) 내부에서 취해진다. 이후에, 좌표변환부(19)에 의하여, 이들 전류는 정지좌표계로부터, 위치검출부(13)에 의하여 얻어진 추정회전자위치(θc)를 사용하는 회전자와 동일한 방법으로 회전하는 d-q축 회전좌표계로 좌표변환되며, d축 전류(id) 및 q축 전류(iq)가 얻어진다.

d축 전류(id) 및 q축 전류(iq)는 전류제어부(17)에 입력되며, d축 전류명령값(idr)과 d축 전류(id) 사이의 차이에 의한 피드백제어연산이 전류제어부(17)에 의하여 수행되고, 따라서, d축 제어전압(Vdc)이 결정되며, q축 전류명령값(iqr)과 q축 전류(iq) 사이의 차이에 의하여 피드백제어연산이 수행되며, 따라서 q축 제어전압(Vqc)이 결정된다. 제어연산은 일반적으로 비례-적분연산이다. 또한, 동기전동기(1)의 회전에 수반되는 역기전력을 보상하는 방법으로서, 전동기속도(ω)에 따른 비간섭제어가 병용될 수 있다.

제어의 관점으로부터, 검출용전압(Vqs, Vds)이 무시되는 경우에, d축 전압명령값(Vdr)(= d축 제어전압(Vdc)) 및 q축 전압명령값(Vqr)(= q축 제어전압(Vqc))은 좌표변환부(18)에 의하여 d-q축 회전좌표계로부터 α-β축 정지좌표계로 변환되며, 3상 전압명령(Vur, Vvr, Vwr)이 출력된다. 전류제어시스템의 이러한 추가에 의하여, 고응답속도로 d축 전류(id)는 d축 전류명령값(idr)과 , q축 전류(iq)는 q축 전류명령값(iqr)과 각각 일치할 수 있다.

제2실시예에서, 센서리스위치제어시스템은 고응답속도의 토크제어를 실현할 수 있다.

또한, 제2실시예의 검출용전압연산부(20)는 d-q축 좌표계의 검출용전압(Vds, Vqd)를 인가하도록 구성된다. 검출용전압연산부(20)에 의하여 실행되는 처리방법에 대해서는 도 9를 참조하여 설명된다.

도 9는 검출용전압연산부(20)에 의하여 실행되는 프로세스의 플로우차트이다.

스텝 111

검출용전압방향(θv)은 (θc + π/2)의 연산에 의하여 얻어진다. 그 이유는 검출용전압이 d-q축 회전좌표계에 인가되고, 도 5 내지 도 7의 벡터도에서 나타내는 바와 같이, 정지좌표계인 α- β축 정지좌표계와 dc-qc축 회전좌표계 사이의 위상차가 θc이기 때문이다.

스텝 112

상술된 스텝 102와 동일한 방법으로, 검출용전압연산부(20)는 전압인가의 타이밍을 판단하여 프로세스를 분기한다. 이 경우에, 검출용전압은 반송파의 매 1/2주기마다 변경된다. 하지만, 제어전압의 인가주기가 반송파의 2주기와 동일한 경우에는, 스텝 112에서의 판단의 변경은 반송파의 매 1주기마다 시행하여도 된다.

스텝 113

반송파가 최대화되는 시점에서 인가되는 검출용전압(Vds, Vqd)이 연산된다.

스텝 114

반송파가 최소화되는 시점에서 인가되는 검출용전압(Vds, Vqs)이 연산된다.

도 9에 나타낸 처리방법은 도 3에 나타낸 처리방법과 비교하여 연산내용이 매우 적다는 이점을 가진다.

또한, 제2실시예에는 전류센서이상검출부(21)가 부가된다. 일반적으로, 3상전류의 합이 0이라는 것을 이용하여 전류센서의 이상을 검출하는 방법이 알려져 있다. 하지만, 도 8에 나타낸 제2실시예에서는, 도 1에 나타낸 제1실시예와 동일한 방법으로, U상의 전류센서(5u)는 교류량만을 검출하는 기능을 갖는 저가의 센서를 사용하도록 구성되기 때문에, 전류센서의 이상유무를 검출하기 위해서는, 신규의 검출방법이 고안되어야 한다.

도 10은 전류센서이상검출부(21)에 의하여 실행되는 전류센서이상검출프로세스의 플로우차트이다.

스텝 121

U상 전류차(Δiu)는 시각 t(n)에서의 U상 전류(iu(n))와 시각(t(n-1))에서의 U상 전류(iu(n-1)) 사이의 차이로부터 구해진다. 이 경우에, 상기 시각(n)은 반송파의 최소값의 시점을 의미하며, 구체적으로는, 상기 시각(n)은 도 2에 나타낸 시각(t2, t4)과 동일하다. 또한, 시각(n-1)은 반송파의 최대값의 시점을 의미하며, 같은 방법으로, 상기 시각(n-1)은 도 2에 나타낸 시각(t1, t3)과 동일하다. 또한, U상 전류에 대하여, 교류성분만을 검출하는 전류센서(5u)가 사용되기 때문에, 실제로 흐르는 전류와는 다른 값이 검출되는 반면, 변동성분인 U상 전류차분차값(Δiu)은 실제값과 동일하다.

스텝 122

U상 전류차(Δiv)는 동일한 방법으로 구해진다.

스텝 123

W상 전류차(Δiw)는 동일한 방법으로 구해진다.

V상 및 W상에 대하여, 정지시 및 저속으로 전류제어를 실행하기 위한 목적으로, 직류성분도 검출할 수 있는 전류센서가 사용될 수 있다.

스텝 124

3상전류차의 총합(Δi0)이 연산된다. 0상전류가 동기전동기(1)에 흐르지 않는 일반적인 경우에 있어서, 3상전류차의 총합(Δi0)이 0이기 때문에, 3상전류차의 총합(Δi0) 또한 0이 된다.

스텝 125

전류차의 총합(Δi0)은 소정의 결정값(Δij) 미만인가의 여부가 결정된다. 상기 총합(Δi0)이 결정값(Δij)미만인 경우에는, 전류센서이상검출부(21)는 전류센서가 정상인 것으로 판정하고 그 프로세스를 종료하며, 총합(Δi0)이결정값(Δij) 이상인 경우에는, 프로세스를 스텝 126으로 분기시킨다.

스텝 126

전류센서이상검출부(21)는 전류센서이상신호(Sc)를 발생시키며, 상기 이상신호를 PWM신호발생부(8)로 입력시킨다. 상기 전류센서이상신호(Sc)가 입력될 때, PWM신호발생부(8)는 PWM신호(Pu, Pv, Pw)의 발생을 정지시키며, 동기전동기(1)를 정지시킨다.

전류센서(5u, 5v, 5w)가 이와 같은 이상상태로 되는 경우에는, 동기전동기(1)가 정지되며, 따라서, 고성능의 전류제어를 실행하는 센서리스위치제어시스템의 높은 신뢰성을 확보하게 된다.

도 11은 본 발명의 제3실시예를 나타내는 전동기제어시스템의 블록도이다. 본 발명은 제2실시예의 전동기제어시스템의 성능에 상당하는 성능을 갖는 전동기제어시스템이 저가로 구성되는 실시예이다. 상술된 실시예와 중복되는 구성에 대해서는, 설명이 생략될 것이다.

제3실시예에서는 전류센서(5v, 5w) 대신에 인버터(3)의 입력전류를 검출하는 1개의 전류센서(5x)가 사용되며, 전류센서(5x)에 의하여 검출된 입력전류(iDC)와 각 상의 PWM신호(Pu, Pv, Pw)는 상전류분리부(22)에 입력되며, V상 전류(iv) 및 W상 전류(iw)는 연산에 의하여 구해진다.

3상의 PWM신호(Pu, Pv, Pw)의 논리로부터, 입력전류(iDC)와 각 상의 전류 사이의 관계를 알 수 있다. 예를 들어, PWM신호 Pu가 높은 레벨이고 PWM신호 Pv 및 Pw가 낮은 레벨인 경우에는, V상의 상측의 전력소자 및 인버터(3)의 3상브리지회로의 W상이 ON 상태로 되어, 입력전류(iDC)는 포지티브 V상 전류와 일치하게 된다. 또한, PWM신호 Pu 및 Pv가 높은 레벨이고, PWM신호 Pw가 낮은 레벨인 경우에는, U상 및 V상의 상측의 전력소자 및 W상의 하측의 전류소자가 ON 상태로 되어, 각 상의 전류는 검출된 입력전류(iDC) 및 PWM신호(Pu, Pv, Pw)를 기초로 하여 구할 수 있다. 또한, PWM신호 Pu 및 Pv가 높은 레벨이고, PWM신호 Pw가 낮은 레벨인 경우에는, U상 및 V상의 상측의 전력소자가 ON 상태로 되어, 입력전류(iDC)는 네거티브 W상 전류와 일치하게 된다. 이러한 PWM신호(Pu, Pv, Pw)의 패턴과 상 전류 사이의 관계를 표로 정리함으로써, 검출된 입력전류(iDC) 및 PWM신호(Pu, Pv, Pw)를 기초로 하여 각 상의 전류를 구할 수 있다. 상전류분리부(22)는 입력전류(iDC), PWM신호(Pu, Pv, Pw) 및 각 상의 전류 사이의 이러한 관계를 기초로 하여 V상 전류(iv) 및 W상 전류(iw)를 구한다. 이러한 구성은 사용될 전류센서의 수를 줄일 수 있다. 또한, 위치검출용 전류센서(5u)는 반송파와 동기화된 매 소정 타이밍 마다 하나의 상(본 경우에서는 U상)의 전류를 검출하는 데 사용된다.

제3실시예의 제어장치에 따르면, 저가로 센서리스빠른응답위치시스템이 실현될 수 있다.

도 12는 본 발명의 제4실시예를 나타낸 전동기제어시스템의 블록도이다. 본 실시예는 검출용전압이 인가되는 경우와 동일한 현상을 나타내는 타이밍에서 검출용전압을 인가하지 않고 상전류를 검출함으로써 동기전동기(1)의 돌극성을 이용하여 회전자위치의 검출을 실현하고, 검출용전압에 의한 소음의 증가 및 전류의 맥동으로 인한 손실의 증가를 방지하여, 저가로 센서리스고속응답위치제어시스템을 실현하도록 구성된다.

따라서, 전류차분차벡터는 2개의 전류센서를 사용하여 검출된다. 도 12에 나타낸 제4실시예는 도 8에 나타낸 제2실시예와 동일한 방법으로 토크명령(τr)에 대한 전류제어시스템을 구성한다. 하지만, 검출용전압을 인가하지 않고, 그것 대신에 전압벡터를 얻어서 회전자위치(θc)를 추정하는 방법이 다르다. 상술된 실시예의 중복되는 구성에 대해서는, 설명이 생략될 것이다.

제4실시예에서, PWM신호발생부(8)는 상술된 실시예의 반송파동기신호(P1)의 타이밍과는 다른 타이밍에서 전류검출을 위한 반송파동기신호(P2)를 발생시킨다. 도 13의 타임차트에 나타낸 바와 같이, 반송파가 중간값을 가지는 시각(ta, tb, tc, td)에서 각 상의 전류를 검출하도록 반송파동기신호(P2)가 발생된다.

전류검출부(15)는 반송파동기신호(P2)의 발생 타이밍에서 V상 전류(iv) 및 W상 전류(iw)를 취한다. 상기 시각에서 각 상의 전압의 인가상태는 도 13을 참조하여 설명될 것이다. 또한, 시각 t1으로부터 t5까지의 기간동안, 각 상에 인가될 전압(제어전압(Vur, Vvr, Vwr))이 변화되지 않는것으로 가정한다.

시각 t1으로부터 t5(또는 t3)까지의 기간동안 각 상의 평균전압은 당연히 각각 Vur, Vvr 및 Vwr이다. 하지만, PWM신호(Pu, Pv, Pw)가 나타내는 바와 같이, 시각 ta와 tb 사이의 구간(A)에서는, U상 전압 및 V상 전압이 최대값이고, W상 전압은 네거티브 값인반면, 시각 tb와 tc 사이의 구간(B)에서는 U상 전압이 0에 근접하여 있으며, V상 전압은 네거티브 값이며, W상 전압은 최소값이다. 즉, 구간(A)와 구간(B) 사이에는, 인가될 전압벡터의 차이가 있다. 이것을 전압차벡터(ΔVs)라 부른다. 도 2에 나타낸 제1실시예의 타임차트에서는, 전압벡터의 차를 발생시키기 위하여 포지티브 및 네거티브 검출전압벡터는 구간(1, 2)에 부가적으로 인가된다. 하지만, 전류검출 타이밍이 제4실시예에서와 같이 설정되는 경우에는, 검출용전압이 인가되는 때의 상태와 등가의 상태로 설정된다.

다음으로, 제어전압벡터(Vc)와 전압차벡터(ΔVs) 사이의 관계는 도 14를 참조하여 설명될 것이다. 도 14(a)는 제어전압벡터의 상에 대한 각 상의 전압이 정현파인 경우의 파형을 나타내고 있다. 이 경우에, 구간 A와 B의 전압벡터의 Lissajous 파형은 각각 (b)와 (c)로 나타낸 바와 같으며, 볼록한 삼각형같이 형성된다. 이 경우에, (b)와 (c)내에 나타낸 화살표는 제어전압벡터의 위상이 150°인 경우의 전압벡터를 나타내고 있다. 또한, 구간 A와 B의 평균전압벡터는 (d)에 나타낸 바와 같이 원형이고, 화살표로 나타낸 평균전압벡터의 위상은 150°이다. (b) 및 (c)내의 화살표로 표시된 2개의 전압벡터의 평균은 (d)에서의 평균전압벡터이다. 평균전압벡터의 Lissajous 파형은 그것이 정현파의 전압벡터를 나타내기 때문에 당연히 원형이다.

전압차벡터(ΔVs)의 Lissajous 파형은 (e)에 나타낸 바와 같으며, 제어전압벡터의 위상이 150°인 경우의 전압차벡터(ΔVs)는 -120°의 방향을 향하고 있다. 제어전압벡터의 위상이 횡축으로 설정되고, 전압차벡터(ΔVs)의 절대값(ΔVs0) 및 그것의 위상(θv)이 종축으로 설정되며, (e)에 나타낸 전압차벡터(ΔVs)의 Lissajous 파형이 변환되는 경우는, (F)에 나타낸 바와 같다. 전압차벡터(ΔVs)의 절대값(ΔVs0)은 제어전압벡터의 위상의 1주기의 1/6배의 주기로 맥동하며, 전압차벡터(ΔVs) 위상(θv)은 제어전압벡터 위상의 1주기에 2회 회전한다. 각 상의 제어전압(Vur, Vvr, Vwr)이 결정되는 경우에, 전압차벡터는 독자적으로 결정되고 제어용전압벡터 (ΔVs)는 그것의 위상에 대하여 표로 정리함으로써 연산될 수 있다.

따라서, 제4실시예에서는, 전류제어부(17)에 의하여 결정된 d 및 q축의 제어전압(Vd, Vq) 및 위치검출부(13)로부터 출력된 추정회전자위치(θc)가 전압설정부(25)로 입력되는 경우에, 각 상의 전압명령값(Vur, Vvr, Vwr)이 연산되고 전압차벡터(ΔVs)의 절대값(Vs0)과 그것의 위상(θv)은 상기 표에 의하여 구할 수 있다. 이들 값은 위치검출연산을 수행하기 위해서 출력된다.

전압설정부(25)는 도 15에 나타낸 기능블록도를 참조하여 설명될 것이다. 전압벡터연산부(27)는 제어전압(Vd, Vq)을 기초로 하여 제어전압벡터의 절대값(Vc0) 및 dc축으로부터 벡터위상(δ)을 구한다. 벡터위상(δ)과 추정회전자위치(θc)를 합산함으로써, 제어전압벡터의 α축으로부터의 위상(θvc)이 구해진 후에, 단일위상전압(28)을 참조하여, 각 상의 인가전압의 기본이 되는 단일위상전압(vu, vv, vw)이 구해진다. 이 경우에, 도 14(a)에 나타낸 정현파의 파형이 표로 정리된다.

또한, 도 14(f)에 나타낸 바와 같이, 전압차벡터(ΔVs)의 절대값(Vs0) 및 그것의 위상(θv)이 제어전압의 절대값(Vc0) 및 그것의 위상(θvc)에 의하여 결정된다. 그 다음, 단일위상전압표(28)에서, 위상(θvc)에 대한 전압차벡터의 위상(θv) 및 제어용전압벡터의 절대값(Vc0)이 1V인 경우에 전압차벡터의 절대값(ΔVs0)인 단위전압차가 표로 정리되며, 따라서, 단위전압차(vs) 및 위상(θv)이 연산된다. 전압의 크기는 제어전압벡터의 절대값(Vc0)에 비례하여, 승산부(29)에 의하여 제어전압벡터의 절대값(Vc0), 단일상 전압(vu, vv, vw)과 단위전압차(vs)의 곱이 각각 연산되며, 각 상의 전압명령값(Vur, Vvr, Vwr) 및 전압차벡터의 절대값(ΔVs0)이 구해진다.

다음으로, 전압차벡터로부터 회전자위치를 추정하는 방법이 설명될 것이다. 도 1에 나타낸 제1실시예에서는, 임의의 방향으로 검출용전압벡터(Vs)를 인가하는 자유도가 존재하며, 상기 자유도가 이용된다. 즉, 특정 방향(도 1에 나타낸 제1실시예에서, α축의 방향)에서 회전자위치의 오차에 대한 검출용전류차(Δis)가 나타나도록 검출용전압벡터(Vs)의 방향이 결정된다. 하지만, 검출용전압벡터(Vs)에 상응하는 전압차벡터는 제어전압벡터가 결정될 때 독자적으로 결정되므로 임의의 방향으로 설정될 수 없다. 따라서, 제4실시예는 역으로 결정된 전압차벡터 및 추정된 회전자위치(θc)에 대하여 회전자위치의 오차에 대한 검출용전류차(Δis)가 나타나는 방향이 확인되며, 상기 방향에서의 검출용전류차(Δis)의 성분을 0으로 설정하는 제어가 행해지는 구성을 갖는다. 또한, 여기서 검출용전류차(Δis)가 나타나는 방향을 h축으로 설정하고, 그것의 위상은 θh로 설정한다.

수학식 1 내지 수학식 20의 계산방법을 사용하면, h축의 위상(θh)은 다음 수학식에 의하여 구해진다.

상기 제4실시예의 h축 위상연산부(26)는 추정된 회전자위치(θc) 및 전압차벡터위상(θv)을 기초로 하여 수학식 21을 연산하며, h축의 위상(θv)을 출력한다.이 경우에, 기준전류차분차벡터(Δic)의 h축 방향의 θh 성분인 h축 기준전류차(Δihc)는 다음 수학식에 의하여 구해진다.

여기서, Vs0는 전압차분차벡터(ΔVs)의 절대값이다. 도 14(f)에 나타낸 바와 같이, 절대값(ΔVs0)은 제어전압벡터의 위상에 따라 변하므로, h축 기준전류차분차연산부(23)는 단위전압당 전류변화를 기초로 하는 다음 공식을 이용하여 h축 기준전류차(Δihc)를 구한다.

다음으로, h축 방향의 실제전류차(Δih)는 h축 전류차분차연산부(24)에 의하여 구해진다.

스텝 131

구간(A)의 V상 및 W상 전류차(Δiva, Δiwa)를 산출한다. 부호 iv(ta), iv(tb) 및 iv(tc)는 각각 도 13에 나타낸 시각(ta, tb, tc)에서의 V상 전류를 나타낸다. 동일한 방식으로, 부호 iw(ta), iw(tb) 및 iw(tc)는 각각 시각(ta, tb, tc)에서의 W상 전류를 나타낸다.

스텝 132

구간(B)의 V상 및 W상 전류차(Δivb, Δiwb)를 산출한다.

스텝 133

구간 A와 구간 B의 전류차간의 차로부터, V상 및 W상 전류차(Δiv, Δiw)가 구해진다. 또한, U상 전류차(Δiu)는 (-Δiv -Δiw)의 연산에 의하여 구해진다. 이들 전류차는 구간 A 및 B에서 인가된 전압의 차이인 전압차벡터(ΔVs)로 인한 전류의 변화를 나타낸다.

스텝 134

3상 전류차(Δiu, Δiv, Δiw), h축 위상(θh), 및 전압차분차벡터의 절대값(ΔVs0)을 기초로 하여, h축전류차(Δih)가 구해진다. 이 경우에,절대값(ΔVs0)으로 나눈 값은 단위전압당 전류차를 의미한다.

이러한 방식으로 얻어진 h축전류차(Δih)와 h축 기준전류차(Δihc) 사이의 차는 회전자위치(θ)와 추정회전자위치(θc) 사이의 차이므로, h축전류차(Δih)와 h축 기준전류차(Δihc) 사이의 차를 0으로 설정하기 위하여 위치검출부(13)에 의한 비례-적분연산을 이용하여 회전자위치(θ)로 수렴될 수 있다. 이 원리는 제1실시예의 원리와 동일하다. 하지만, 기능 블록이 복잡한 이유는 α축 방향(U상 방향)의 전류변화 대신에 h축의 회전좌표계의 전류변화를 검출하기 때문이다.

회전자위치의 검출원리는 도 17에 나타낸 구체적인 벡터도를 참조하여 상세하게 설명될 것이다. 도 17은 도 5와 동일한 방식으로, 제어장치(4)에 의하여 추정된 추정회전자위치(θc)가 실제의 회전자위치(θ)보다 더 진행된 방향으로 시프트되는 것을 나타내고 있다. 전압차벡터(ΔVs)는 제어전압벡터(Vc)에 따라 변화되므로, 도 17에서, 제어전압벡터(Vc)의 위상(θVc)이 150°인 경우가 설명될 것이다.

도 14(e)에 나타낸 바와 같이, 이 경우의 전압차벡터(ΔVs)는 -120°의 방향을 향하고 있다. 전압차벡터(ΔVs)에 대하여, 실제전류차분차벡터(Δi) 및 기준전류차분차벡터(Δic)는 각각 도 17에 나타낸 실선의 화살표와 점선의 화살표이다. 따라서, 도 17에 나타낸 바와 같이, 검출용전류차분차벡터(Δic)는 제1사분면의 방향을 향한다. 그 다음, 수학식 21로부터 구해진 h축을 생각하면, -90°에 근접한 제3사분면이라는 것을 알 수 있다. 따라서, 검출용전류차분차벡터(Δis)의 h축 성분은 네거티브이며, 실제회전자위치(θ)는 추정회전자위치(θc)보다 더 작다고 말할 수 있다. 상기 값을 위치검출부(13)에 입력하는 경우에, 위치검출부(13)는 추정회전자위치(θc)가 더 작아지도록 연산하여, 그 값이 실제회전자위치(θ)에 점진적으로 접근하게 한다.

다음으로, 제어전압벡터(VC)가 도 17에 나타낸 예시와 다른 경우에서 조차, 위치검출이 가능하다는 것이 도 18 및 도 19를 참조하여 설명될 것이다.

도 18(e)에 나타낸 바와 같이, 제어전압벡터(Vc)가 170°에 있는 경우에, 전압차벡터(ΔVs)는 -150°에 근접한 방향을 향한다. 또한, 도 18(f)는 그것의 절대값(ΔVs0)이 도 17에 나타낸 것보다 더 작아지는 것을 나타내고 있다. 도 19는 이 때의 벡터도이다.

제어전압벡터(Vc) 및 전압차벡터(ΔVs)는 도 17에 나타낸 경우에 비하여 변화되어 있다. 따라서, 전류차벡터(Δi) 및 기준전류차분차벡터(Δic)가 또한 변화된다. 실제로, 전압차벡터(ΔVs)의 절대값이 줄어들고 전류차분차벡터(Δi)와 기준전류차분차벡터(Δic)의 크기 또한 변화된다. 도 17 및 도 19는 단위전압당 전류변화를 나타내고 있다. 이 프로세스는 도 16에 나타낸 스텝 134에서 실행된 것이다.

이러한 관계로 인하여, 검출용전류차분차벡터(Δis)는 제2사분면의 방향을 향한다. 한편, h축은 제4사분면에 있어, 검출용전류차분차벡터의 h축 성분은 도 17과 동일한 방식으로 네거티브 값을 가진다. 따라서, 상기 시간에서의 추정회전자 위치(θc)는 실제회전자위치(θ)보다 더 진행한다는 것을 알 수 있다. 즉, h축 방향의 검출용전류차성분은 제어전압벡터(Vc)의 방향과 관계없이 검출되는 경우에는, 회전자위치의 시프트가 추정될 수 있다. 이러한 방법에 의하여, 회전자위치의 시프트가 회전자의 돌극성을 이용하는 PWM신호가 매 주기 마다 검출될 수 있어, 회전자위치가 고속으로 추정될 수 있다.

제4실시예에 따르면, 제어전압에 의하여 발생된 PWM신호의 파형으로부터 검출용전압에 상당하는 전압차가 얻어질 수 있어, 전압차에 대한 전류의 변화상태가 검출용전압을 인가하지 않고 검출되며, 회전자위치가 고속으로 추정될 수 있다. 따라서, 제4실시예에 따르면, 센서리스고속응답위치제어시스템은 검출용전압의 부가에 의하여 발생되는 소음 및 손실의 증가없이 실현될 수 있다.

본 발명의 제5실시예가 도 20을 참조하여 설명될 것이다. 제5실시예는 전동기속도(ω)에 따른 회전자위치의 검출을 위한 연산방법을 변경하는 구성을 가진다. 도 12에 나타낸 제4실시예는 검출용전압을 인가하지 않고 회전자의 위치를 검출할 수 있다. 하지만, 검출용전압에 상당하는 전압차벡터는 제어전압의 크기에 따라 변화하여, 저속의 낮은 토크운전상태에서는, 전압차벡터가 작아지고 위치검출의 정확도가 저하된다. 한편, 도 1(제1실시예), 도 8(제2실시예) 및 도 11(제3실시예)에 나타낸 검출방법들은 검출용전압벡터을 인가하는 방법이므로, 상기 방법들은 정지상태 및 저속상태에서도 정확하게 위치를 검출할 수 있다. 따라서, 제5실시예는 전동기속도(ω)에 따라 검출방법이 전환되는 구성을 가지며, 따라서, 편리한 위치검출이 실현된다.

도 12에 나타낸 제4실시예와 제5실시예의 주요한 차이는 모드판정부(30)가 설치되고, 전압설정부(25)의 연산내용이 동작모드에 따라 변화된다는 것이며, 전류검출은 U상 전류센서(5u) 및 V상 전류센서(5v)에 의하여 실행된다는 것이다. 전류센서의 변경은 제5실시예의 설명을 간단히 하기 위한 것으로서, 전류검출의 상이한정되는 것은 아니다.

모드판정부(30)의 기능이 도 21에 나타낸 플로우차트를 참조하여 설명될 것이다.

스텝 141

모드판정부(30)는 속도검출부(14)로부터 전동기속도(ω)를 입력한다.

스텝 142

모드판정부(30)는 전동기속도(ω)와 제1속도(ω1)의 절대값을 비교하며, 프로세스를 분기한다.

스텝 143

전동기속도(ω)의 절대값이 제1속도(ω1)보다 더 낮지 않은 경우에, 모드판정부(30)는 상기 절대값과 제2속도(ω2)를 비교하고, 프로세스를 분기한다.

스텝 144

전동기속도(ω)의 절대값이 제1속도(ω1)보다 더 낮은 경우에는, 모드판정부(30)가 모드(MD)를 1로 설정한다(동기전동기(1)가 정지를 포함하는 저속상태에 있다는 것을 의미한다).

스텝 145

전동기속도(ω)의 절대값이 제2속도(ω2)보다 더 낮은 경우에는, 모드판정부(30)가 모드(MD)를 2로 설정한다(동기전동기(1)가 중속상태에 있다는 것을 의미한다).

스텝 146

전동기속도(ω)의 절대값이 제2속도(ω2) 이상인 경우에는, 모드판정부(30)가 고속상태를 의미하는 모드 MD=3을 설정한다.

PWM신호발생부(8) 및 전압설정부(25)는 설정된 모드(MD)를 입력한다.

모드 MD=1인 경우에, PWM신호발생부(8)는 전류검출의 타이밍을 설정을 위한 반송파동기신호(P1)을 출력하고, 모드 MD=2 또는 MD=3인 경우에, PWM신호발생부(8)는 반송파동기신호(P2)를 출력한다. 반송파동기신호(P1, P2)와 반송파 사이의 관계는 도 2 및 도 13을 참조하여 설명된 바와 같다. 이것은 모드 MD=1은 도 1에 나타낸 제1실시예의 방법을 기초로하고, 모드 MD=2 및 MD=3은 도 12에 나타낸 제4실시예의 방법을 기초로 한다는 것을 의미한다.

전압설정부(25)의 처리기능은 도 22를 참조하여 설명된다. 도 15에 나타낸 전압설정부(25)와의 차이는 복수의 전압연산부와 스위칭부가 제공되는 것이다. 스위칭부(37)는 모드 MD=1, 2 또는 3에 따라 제1전압연산부(35), 제2전압연산부(33) 및 제3전압연산부(31)의 연산결과를 선택하여 출력한다.

동기전동기(1)의 속도(ω)가 낮은 모드 MD=1에 있는 경우에, 전압설정부(25)는 제1전압연산부(35)를 선택하고 도 8에 나타낸 제2실시예의 프로세스에 가까운 연산을 실행한다. 전압설정부(25)는 전압위상(θvc)에 대한 도 14(a)에 나타낸 정현파전압을 출력하고, 승산부(36)에 의하여 상기 정현파전압들을 제어전압벡터의 절대값(Vc0)에 곱하고, 이에 의하여 제어전압에 비례하는 각 상의 단위전압을 각 상의 제어전압(Vuc, Vvc, Vwc)으로 설정한다. 또한, 전압설정부(25)는 도 3에 나타낸 방법에 의하여 추정회전자위치(θc)에 의한 각 상의 검출용전압(Vus, Vvs, Vws)들을 결정하며, 반송파동기신호(P1)의 타이밍으로 PWM신호발생부(8)로부터 그들을 출력하기 위하여 처리한다. 전압차벡터의 절대값(ΔVs0)에 상당하는 검출용전압의 절대값(Vs1)은 일정하여, 이 값이 전압차벡터의 절대값(ΔVs0)으로 출력된다. 또한, 전압차벡터의 위상에 상당하는 검출용전압방향(θv)은 (2θc + π/2)를 연산함으로써 출력된다. 수학식 21이 나타내는 바와 같이, 이것은 h축 방향(θh)이 0, 즉, 그것이 U상 방향이라는 것을 의미한다. 따라서, 제1전압연산부(35)는 도 8에 나타낸 제2실시예의 연산과 동일한 연산을 수행하게 된다.

동기전동기(1)의 속도(ω)가 중속모드 MD=2인 경우에, 전압설정부(25)는 제2전압연산부(33)를 선택하여 연산을 수행한다. 상기 연산은 기본적으로, 도 15에 나타낸 제4실시예의 전압설정부(25)의 것과 동일한 프로세스를 실행하지만, 연산에 사용되는 표는 도 24(a) 및 (f)를 기초로 하여 작성된다는 것이 차이가 있다.

도 24에서, 각 상의 전압은 3배조파의 0상전압이 통상의 정현파전압에 가산되는 파형이다. 상기 파형을 채용하는 이유는 도 24(f)에 나타낸 바와 같이, 제어전압벡터의 위상(θvc)에 대하여, 전압차벡터(ΔVs)의 절대값이 적게 변동되며, 상기 위상이 거의 일정하게 변화되기 때문이다. 따라서, 위치검출의 정확도가 안정적으로 확보되며, 중속회전영역에서의 제어가 안정화될 수 있다. 또한, 도 24(a)에 나타낸 바와 같은 전압은 0상 전압이 추가된 것이므로, 각 상의 전류파형에는 악영향이 미치지 않을 것이다.

또한, 동기전동기(1)의 속도(ω)가 증가하여 고속회전상태 모드 MD=3에 도달하는 경우에, 전압설정부(25)는 제3전압연산부(31)에 의한 연산을 선택할 것이다.이 경우에, 각 상의 전압연산을 수행하는 표는 도 23(a) 및 23(f)를 기초로 하여 작성된다. 도 23이 나타내는 바와 같이, 제3조파의 0상전압의 위상이 180°역전되는 경우에는, 각 상의 전압의 최대값이 저감된다. 이렇게 함으로써, 동기전동기(1)가 고속으로 회전하고, 역기전력은 증가하는 경우에, 인버터(3)의 전압이용율이 향상될 수 있다. 도 24(f)에 나타낸 바와 같이, 전압차벡터의 절대값이 크게 변화하는 단점이 있는 반면, 안정적인 제어를 실현하는 전압범위를 확대할 수 있는 장점이 존재한다.

제5실시예에서는 동기전동기(1)의 정지상태로부터 고속회전상태로의 넓은 범위내에서 회전자위치를 정확하게 검출하고, 고속응답제어를 실행할 수 있다.

또한, 기본적으로, 상기 방법에 N극 또는 S극을 판단하는 극성판별을 병용하는 것이 바람직하다.

상술된 각 실시예의 동기전동기(1)에 대하여, 역돌극성을 갖는 회전자를 포함하는 전동기가 설명되었다. 하지만, 들극성을 갖는 동기전동기 또는 릴럭턴스전동기에서도, 본 발명이 돌극성을 이용하여 적용될 수 있다. 또한, 유도전동기에서도, 자속에 의한 자기포화특성으로부터 자속방향과 그것에 직교하는 방향 사이에서 릴럭턴스를 다르게 함으로써 본 발명이 적용될 수 있다.

또한, 말할 필요도 없이, 샘플링 시간중에 전동기 회전자의 회전에 의한 영향을 고려하여, 자극위치가 연산될 수 있다.

자극위치검출은 반송파의 매 1주기 또는 2주기 마다 실행하는 방법으로 한정되지 않으며, 전류변화를 이용하여 반송파의 매 다주기 마다 자극위치를 검출하는방법 및 복수주기단위의 전류변화를 기초로 하여 자극위치를 검출하는 방법이 실행될 수 있다.

본 제어는 전기자동차용 구동교류전동기에 적용될 수 있을 뿐만 아니라 교류전동기의 센서리스위치제어시스템으로 널리 적용될 수 있다.

본 발명에 따르면 회전자의 회전위치를 검출하기 위한 자극위치센서를 사용하지 않고 빠른응답전동기제어장치를 실현할 수 있다.

Claims

교류전동기, 명령값을 반송파와 비교하여 발생되는 PWM신호에 의하여 상기 교류전동기에 전압을 인가하는 전력인버터 및 상기 교류전동기의 회전자위치를 검출하고 상기 명령값을 제어하는 제어장치를 포함하는 전동기제어장치에 있어서,

상기 제어장치는 실제전류차분차벡터와 기준전류차분차벡터와의 차를 기초로 하여 상기 회전자위치를 검출하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
교류전동기, 전압명령값을 반송파와 비교하여 발생되는 PWM신호에 의하여 상기 교류전동기에 전압을 인가하는 전력인버터 및 상기 교류전동기의 회전자위치를 검출하고 상기 전압명령값을 제어하는 제어장치를 포함하는 전동기제어장치에 있어서,

상기 제어장치는 복수의 구간에 인가되는 각각의 전압벡터에 의하여 변화되는 각각의 전류차분차를 검출하는 제1상전류검출부, 상기 복수의 전압벡터차에 의하여 얻어지는 기준상전류차분차를 연산하는 기준상전류차분차연산부 및 상기 전류차분차와 상기 기준상전류차분차를 사용하여 상기 교류전동기의 상기 회전자위치를 검출하는 위치검출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
교류전동기, 전압명령값을 반송파와 비교하여 발생되는 PWM신호에 의하여 상기 교류전동기에 전압을 인가하는 전력인버터 및 상기 교류전동기의 회전자위치를검출하고 상기 전압명령값을 제어하는 제어장치를 포함하는 전동기제어장치에 있어서,

상기 제어장치는 상기 반송파와 동기되어 상기 교류전동기의 전류를 검출하는 전류검출부, 상기 전압과 상기 검출된 회전자위치에 의하여 결정되는 검출위치를 연산하는 검출위상결정부 및 상기 전류벡터의 상기 검출위상의 성분을 사용함으로써 상기 회전자위치를 검출하는 위치검출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
교류전동기, 전압명령값을 반송파와 비교하여 발생되는 PWM신호에 의하여 상기 교류전동기에 전압을 인가하는 전력인버터 및 상기 교류전동기의 회전자위치를 검출하고 상기 전압명령값을 제어하는 제어장치를 포함하는 전동기제어장치에 있어서,

상기 제어장치는 복수의 구간에 인가되는 각각의 전압벡터에 의하여 변화되는 각각의 전류차분차벡터를 검출하는 전류검출부, 상기 복수의 전압벡터차에 의하여 얻어지는 기준전류차분차벡터를 연산하는 기준전류차분차벡터연산부 및 상기 전류차분차벡터와 상기 기준전류차분차벡터와의 차를 이용하여 상기 교류전동기의 상기 회전자위치를 검출하는 위치검출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
교류전동기, 전압명령값을 반송파와 비교하여 발생되는 PWM신호에 의하여 상기 교류전동기에 전압을 인가하는 전력인버터 및 상기 교류전동기의 회전자위치를 검출하고 상기 전압명령값을 제어하는 제어장치를 포함하는 전동기제어장치에 있어서,

상기 제어장치는 상기 반송파가 중심값 부근에 도달하는 시점에서 상기 교류전동기의 전류를 검출하는 전류검출부 및 상기 검출된 전류를 이용하여 상기 교류전동기의 상기 회전자위치를 검출하는 위치검출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
제2항에 있어서,

상기 제1상전류검출부는 직류성분을 제거하는 기능을 가지는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
제2항에 있어서,

상기 제어장치는 상기 제1상전류검출부와는 다르게 2개의 상의 상전류를 검출하는 제2상전류검출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
제7항에 있어서,

상기 제어장치는 상기 제1 및 제2상전류검출부에 의하여 검출된 상기 상전류의 교류성분을 기초로 하여 상기 상전류검출부의 이상을 검출하는 이상검출부를 구비하는 것을 특징으로 전동기제어장치.
제3항에 있어서,

상기 전류검출부는 상기 반송파가 중심값 부근에 도달하는 시점에서 전류를 검출하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
제3항에 있어서,

상기 제어장치는 상기 전압에 대하여 기준전류벡터의 검출위상성분을 연산하는 기준전류벡터연산부를 구비하고, 상기 기준전류벡터의 상기 검출위상성분 및 상기 전류벡터의 상기 검출위상성분을 기초로 하여 상기 회전자위치를 검출하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
제4항에 있어서,

상기 전류검출부는 상기 반송파가 중심값 부근에 도달하는 복수의 시점에서 전류를 검출하고, 상기 복수의 전류를 기초로 하여 상기 전류차분차벡터를 구하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
제4항에 있어서,

상기 제어장치에서, 상기 전압과 상기 검출된 회전자위치에 의하여 결정되는 검출위상을 연산하는 검출위상결정부는 상기전류차분차벡터의 상기 차의 검출위상성분 및 상기 기준전류차분차벡터의 검출위상성분을 사용하여 상기 회전자위치를검출하는 위치검출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
제5항에 있어서,

상기 제어장치는 상기 전압과 상기 검출된 회전자위치에 의하여 결정되는 검출위상을 연산하는 검출위상결정부 및 전류벡터의 검출위상성분을 사용하여 상기 회전자위치를 검출하는 위치검출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
제3항, 제9항, 제11항, 제12항 및 제13항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제어장치는 상기 전압에 0상전압을 추가함으로써 상기 검출위상을 변경하는 검출위상변경부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
제3항 또는 제4항에 있어서,

상기 제어장치는 전동기속도에 따라 전류검출타이밍을 스위치하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
제15항에 있어서,

상기 전류검출 타이밍은 상기 전동기속도가 낮은 경우에는 상기 반송파가 최대값 또는 최소값에 도달하는 시점이며, 상기 전동기속도가 높은 경우에는 상기 반송파가 중심값 부근에 도달하는 시점인 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
교류전동기, 명령값을 반송파와 비교하여 발생되는 PWM신호에 의하여 상기 교류전동기에 전압을 인가하는 전력인버터 및 상기 교류전동기의 회전자위치를 검출하고 상기 명령값을 제어하는 제어장치를 포함하는 전동기제어장치에 있어서,

상기 제어장치는 상기 검출된 회전자위치를 기초로 하여 상기 명령값에 가산될 검출용전압을 결정하고, 전류변화의 기준인 기준전류변화량을 결정하는 연산부, 상기 검출용전압에 대한 전류변화량을 검출하는 제1상전류검출부 및 상기 기준전류변화량과 상기 전류변화량을 기초로 하여 상기 교류전동기의 상기 회전자위치를 검출하는 위치검출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.
교류전동기, 명령값을 반송파와 비교하여 발생되는 PWM신호에 의하여 상기 교류전동기에 전압을 인가하는 전력인버터 및 상기 교류전동기의 회전자위치를 검출하고 상기 명령값을 제어하는 제어장치를 포함하는 전동기제어장치에 있어서,

상기 제어장치는 상기 명령값에 대하여 전류변화량을 검출하는 상전류검출부 및 1상전류변화량을 기초로 하여 상기 교류전동기의 상기 회전자위치를 검출하는 위치검출부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동기제어장치.