JP2004248377A - 駆動電圧出力装置及びその制御方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチング動作を伴う駆動電圧出力装置が複数配置された場合であっても、スイッチングにより発生するノイズの影響を排除して、負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号を精度よくサンプリングできる駆動電圧出力装置を提供することを課題とする。
【解決手段】１つの駆動電圧出力部は、第１インバータ１３を制御する第１電動機制御部１１を備え、他の１つの駆動電圧出力部は、第２インバータ１４を制御する第２電動機制御部１２を備える。両の駆動電圧出力部の間で制御周期の同期をとる同期手段を備え、何れの駆動電圧出力部においても各インバータのスイッチング素子のスイッチングが行われないタイミングで第１電動機１５、第２電動機１６の負荷状態を示すアナログ信号をサンプリングする。
【選択図】 図１
【解決手段】１つの駆動電圧出力部は、第１インバータ１３を制御する第１電動機制御部１１を備え、他の１つの駆動電圧出力部は、第２インバータ１４を制御する第２電動機制御部１２を備える。両の駆動電圧出力部の間で制御周期の同期をとる同期手段を備え、何れの駆動電圧出力部においても各インバータのスイッチング素子のスイッチングが行われないタイミングで第１電動機１５、第２電動機１６の負荷状態を示すアナログ信号をサンプリングする。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧をスイッチングして負荷装置に出力する駆動電圧を生成する駆動電圧出力部を複数配置してなる駆動電圧出力装置及びその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電圧をスイッチングして負荷装置に出力する駆動電圧を生成するものとして、電動機制御装置のインバータ回路や、電源装置としての昇圧回路，降圧回路等が知られている。（以下、電動機制御装置及び電源装置としての昇圧回路，降圧回路等を総称して駆動電圧出力装置という。）
電動機制御装置のインバータ回路では、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって生成した駆動電圧（ＰＷＭパルス）を電動機の巻線に供給し、電動機を駆動する。例えば三相ＤＣモータの場合にはＵ，Ｖ，Ｗ各相毎に直流電源の＋極側に接続されるスイッチング素子と−極側に接続されるスイッチング素子を備え、両スイッチング素子の接続点からＵ，Ｖ，Ｗ各相に駆動電圧が供給される。スイッチング素子としてはパワートランジスタやパワーＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ
Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が用いられる。
【０００３】
電動機制御装置では、一般に電動機の巻線に流れる電流値を表すアナログ信号や、電動機の出力トルクを表すアナログ信号等をサンプリングしてＡ／Ｄ変換し、得られたデジタルデータに基づいて制御を行っている。
【０００４】
ＰＷＭ制御では、図９に示すように、制御周期と同じ周期の三角波ＷＡ３と電動機に供給すべき電圧に逆比例する比較対照波ＷＢ３との比較を行い、これらが交差するタイミングでスイッチング素子をオン／オフする。波形ＷＵａ３とＷＵｂ３はインバータ回路の一相分（Ｕ相）を構成する一組のスイッチング素子のオン／オフ状態を示す波形である。本図においてＷＵａ３は直流電源の＋極側に接続されるスイッチング素子のオン／オフ状態を示し、ＷＵｂ３は直流電源の−極側に接続されるスイッチング素子のオン／オフ状態を示している。即ち、ＷＵａ３がオンかつＷＵｂ３がオフの場合に電動機のＵ相巻線に直流電源の＋極の電圧（＋電圧）が出力され、逆の場合には直流電源の−極の電圧（−電圧）が出力される。従って、比較対照波ＷＢ３が三角波ＷＡ３の山の折り返し点Ａ近くにあるときは短い時間しか＋電圧が出力されず、一制御周期内での平均出力電圧は低くなる。一方、比較対照波ＷＢ３が三角波ＷＡ３の谷の折り返し点Ｂ近くにあるときは長い時間＋電圧が出力され、一制御周期内での平均出力電圧は高くなる。このようにしてスイッチング素子の一制御周期内でのオン時間／オフ時間を制御することにより電動機に供給される一制御周期内での平均出力電圧が変化する。このＰＷＭパルスは電動機の巻線のリアクタンスにより平滑化され、略正弦波状の電流波形が形成される。即ち、スイッチング素子のスイッチングを制御することにより電動機の巻線に流れる電流が制御され、電動機のトルク及び回転速度が制御される。
【０００５】
ところで、このスイッチング素子のスイッチングにより電磁波が発生し、アナログ信号線にスイッチングノイズが混入する場合がある。このように、巻線の電流等を表すアナログ信号（図９のＷＶ３）にノイズが重畳した状態で該アナログ信号のサンプリングが行われると誤ったデジタルデータが得られ、精度のよい制御ができない。
【０００６】
従来は以下のような方法によりこの対策を行っていた。
（１）アナログ信号線にコンデンサを挿入してアナログ信号の時定数を大きくする。
【０００７】
（２）連続して複数回のサンプリングを行い、その結果からサンプリング時にノイズが重畳したと判断した場合には再度サンプリングをやりなおす。
（３）シールド付きツイストペア線等のノイズ対策を施した配線によりアナログ信号を各種センサからＡ／Ｄ変換器の近傍まで伝達し、アナログ信号に混入するノイズを遮蔽する。
【０００８】
（４）インバータの出力電流検出値を微分してインピーダンスを乗算した演算結果からインバータ駆動される負荷の負荷電圧を間接的に検出する。（この検出方法は下記特許文献１に示されたものである。）
また、昇圧回路、降圧回路としては、下記特許文献２及び３のものが知られている。これらのものでは、直流電圧をスイッチング素子によりスイッチングし、入力電圧を昇圧又は降圧している。このため、例えば入出力電圧や負荷電流をセンサによって検出してフィードバックする場合等には上記と同様の問題が生じ得る。また、昇圧回路又は降圧回路を電動機制御装置と組み合わせて使用する場合には、電動機制御装置における電動機の巻線に流れる電流値を表すアナログ信号や、電動機の出力トルクを表すアナログ信号に昇圧回路又は降圧回路のスイッチングにより発生するノイズが重畳する場合等が考えられる。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００２−２４７８５６号公報
【特許文献２】
特開平１１−２９９２２９号公報
【特許文献３】
特開２００２−１０１６４７号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記（１）の方法によった場合にはアナログ信号の波形が鈍り、特にアナログ信号が高周波で変化する場合には正確な情報が得られないという問題がある。
【００１１】
また、上記（２）の方法によった場合には、複数回のサンプリング処理とノイズが重畳したか否かの判断のため、中央演算処理装置の負荷が増大する。また、ノイズが重畳した場合としなかった場合とで一制御周期内のサンプリングタイミングが異なるため、制御が高精度に行えない場合があるという問題がある。
【００１２】
また、上記（３）の方法によった場合には、制御装置の製造時に手作業で複雑な配線をおこなわなければならない。また部材の購入費用も発生するため、コストが上昇するという問題がある。
【００１３】
また、上記（４）の方法によった場合には、微分等の処理をハードウェアによって行う場合には微分回路等のためにコストが上昇し、演算処理によって行う場合には中央演算処理装置の負荷が増大して制御処理等の演算時間を圧迫する可能性があると考えられる。また、演算処理に時間が掛かるため、検出値のリアルタイム性に問題が生じる場合もあると考えられる。
【００１４】
本発明の発明者は、上記課題に鑑みて鋭意研究を重ね、三角波の折り返し点（山又は谷の頂点）でアナログ信号のサンプリングを行えば、スイッチング素子がオン／オフするタイミングを避けてノイズのない信号をサンプリングできるとの知見を得た。しかし、この方法によったとしても、電動機を制御する電動機制御部あるいはスイッチング動作を伴う昇圧回路又は降圧回路が複数配置された場合には、他のスイッチング素子のスイッチングにより発生する電磁波の影響を受けてしまう場合がある。
【００１５】
例えば図９に示すように三角波ＷＡ３とは異なる周期の三角波ＷＡ４により制御を行う他の電動機制御部が存在する場合には、三角波ＷＡ３の折り返し点でサンプリングを行ったとしても、三角波ＷＡ３の折り返し点は三角波ＷＡ４の折り返し点とは必ずしも重ならない。そのため、図９の折り返し点Ａのタイミングでサンプリングを行っても、他の電動機制御部のスイッチングタイミングと重なり、アナログ信号にノイズが重畳してしまう場合がある。即ち、当該他の電動機制御部のインバータ回路の一相分を構成するスイッチング素子のオン／オフ状態を示すＷＵａ４（＋極側）、ＷＵｂ４（−極側）の切り替わりタイミングとサンプリングのタイミングとが重なり、アナログ信号のサンプリング時にノイズが重畳してしまう場合がある。
【００１６】
また、図１０に示すように、三角波ＷＡ３と同一周期の三角波ＷＡ４ｘにより他の電動機制御部のスイッチングを行う場合であっても、これらの位相は必ずしも一致しないので、図９の場合と同様、アナログ信号ＷＶ３のサンプリングタイミングでアナログ信号にノイズが重畳してしまう場合がある。
【００１７】
特に近時の制御装置では小型軽量化の要請から回路素子の集積度が高くなる傾向にあり、複数の駆動電圧出力装置が配置された場合には一の駆動電圧出力装置で発生する電磁波の影響が他の駆動電圧出力装置にまで及ぶ可能性が大きくなっている。また、複数の駆動電圧出力装置が組み合わされた一体型装置の場合には、さらに重要な問題となる。
【００１８】
そこで、本発明はスイッチング動作を伴う駆動電圧出力装置が複数配置された場合であっても、スイッチングにより発生するノイズの影響を排除して、負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号を精度よくサンプリングできる駆動電圧出力装置及びその制御方法を提供することを課題とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明では、直流電圧をスイッチングして負荷装置へ出力する駆動電圧を生成するスイッチング素子と、前記負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号をサンプリングするサンプリング手段と、所定の制御周期で前記サンプリング手段によるサンプリングを行うとともに該サンプリングの結果に基づいて前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御手段とを備えた駆動電圧出力部を複数配置してなる駆動電圧出力装置において、前記複数の駆動電圧出力部の間で制御周期の同期をとる同期手段を備え、前記制御手段は、前記複数配置された何れの駆動電圧出力部においても前記スイッチング素子のスイッチングが行われないタイミングで前記アナログ信号をサンプリングするべく前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をするサンプリングタイミング制御手段を備えることとした。
【００２０】
請求項２記載の発明では、請求項１記載の駆動電圧出力装置において、前記同期手段は、前記制御手段の制御周期を規定するクロック信号を生成するクロック信号生成回路を備え、同クロック信号生成回路は、前記複数の駆動電圧出力部の各制御手段にクロック信号を共通して供給することにより前記制御周期の同期をとることとした。
【００２１】
請求項３記載の発明では、請求項１又は２記載の駆動電圧出力装置において、前記制御手段は前記制御周期と同一周期の三角波信号を用いてスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御するものであり、前記サンプリングタイミング制御手段は前記三角波信号の折り返し点のタイミングで前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をすることとした。
【００２２】
請求項４記載の発明では、直流電圧をスイッチングして負荷装置へ出力する駆動電圧を生成するスイッチング素子と、前記負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号をサンプリングするサンプリング手段と、所定の制御周期で前記サンプリング手段によるサンプリングを行うとともに該サンプリングの結果に基づいて前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御手段とを備えた駆動電圧出力部を複数配置してなる駆動電圧出力装置の制御方法において、前記複数の駆動電圧出力部の間で制御周期を同期させ、前記複数配置された何れの駆動電圧出力部においても前記スイッチング素子のスイッチングが行われないタイミングで前記アナログ信号をサンプリングするべく前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をすることとした。
【００２３】
請求項５記載の発明では、請求項４の駆動電圧出力装置の制御方法において、前記制御手段の制御周期を規定するクロック信号を前記複数の駆動電圧出力部の各制御手段に共通して供給することにより前記制御周期を同期させることとした。
【００２４】
請求項６記載の発明では、請求項４又は５記載の駆動電圧出力装置の制御方法において、前記制御周期と同一周期の三角波信号を用いてスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御し、同三角波信号の折り返し点のタイミングで前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をすることとした。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を２つの電動機を制御する電動機制御装置に具体化した第一実施形態を図１〜図５に基づいて詳細に説明する。
【００２６】
図１は、本実施形態における電動機制御装置１を備えた制御システムの概要構成を示している。上位コントローラ１０は負荷装置としての第１電動機１５及び第２電動機１６の速度指令を電動機制御装置１に出力する。電動機制御装置１では、この速度指令に従って第１電動機１５及び第２電動機１６を制御すべく、これら電動機に駆動電圧を出力する。第１電動機１５及び第２電動機１６はＵ相，Ｖ相及びＷ相の巻線を有する三相ブラシレスＤＣモータである。以下、第１電動機１５及び第２電動機１６は同一構成なので、電動機制御装置１の構成についてのみ詳細に説明する。
【００２７】
上位コントローラ１０からの速度指令は、第１電動機１５を制御する第１電動機制御部１１、第２電動機１６を制御する第２電動機制御部１２にそれぞれ入力される。第１電動機制御部１１は速度指令に従って第１電動機１５を制御すべくＰＷＭ出力パターンを決定し、ＰＷＭ出力パターン情報として第１インバータ回路１３に出力する。第１インバータ回路１３では、ＰＷＭ出力パターン情報に従い、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の＋極側及び−極側のスイッチング素子（例えばパワートランジスタ）をスイッチングして直流電圧源としての直流電源回路１７から供給される直流電圧を切り替え、第１電動機１５にＰＷＭパルスとして出力する。
【００２８】
第１電動機１５のＶ相及びＷ相電流の電流値はＶ相及びＷ相電線に設けられた電流センサ１５ｖ，１５ｗのアナログ信号として検出され、第１電動機制御部１１にフィードバックされる。Ｕ相電流値は、検出したＶ相電流値とＷ相電流値から演算で求めることができる。また、第１電動機１５の回転角度がエンコーダ１５ｅによって検出され、第１電動機制御部１１にフィードバックされる。
【００２９】
第２電動機１６を制御するための第２電動機制御部１２、第２インバータ回路１４、電流センサ１６ｖ，１６ｗ、エンコーダ１６ｅも前記第１電動機１５の制御駆動系で説明した構成と同様に構成されている。第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２とは、通信線１９を介して情報伝達が可能となっている。
【００３０】
また、クロック信号生成回路としてのクロック回路１８は、第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２にそれぞれ電気的に接続され、発生したクロック信号を両電動機制御部において共通して使用するようにされている。
【００３１】
図２に第１電動機制御部１１の構成を詳細に示す。同図に示すように、第１電動機制御部１１には中央演算処理装置としてのＭＰＵ２０を中心として、各種インタフェース装置が設けられている。Ｉ／Ｆ２１は、上位コントローラ１０との通信を行うためのインタフェースである。Ｉ／Ｆ２２は、第１インバータ回路１３へＰＷＭ出力パターン情報を送出するためのインタフェースである。Ｉ／Ｆ２３は、エンコーダ１５ｅからの情報を入力するためのインタフェースである。電流センサ１５ｖ，１５ｗからのアナログ信号はＡ／Ｄ変換器２４，２５によってデジタル信号に変換され、ＭＰＵ２０に入力されるようになっている。Ｉ／Ｆ２６は通信線１９を介して第２電動機制御部１２と通信を行うためのインタフェースである。なお、Ａ／Ｄ変換器２４，２５でのサンプリングタイミングはＭＰＵ２０により制御される。
【００３２】
図３は、ＭＰＵ２０の内部構成を詳細に示した図である。ＭＰＵ２０は電動機制御用の演算処理装置で、演算処理を行う演算処理部２０１、演算処理部２０１で実行されるプログラムが記憶されたＥＥＰＲＯＭ２０２、プログラムの実行に必要な情報を記憶するＲＡＭ２０３、外部インタフェース装置等との入出力を行うＩ／Ｏ部２０４が設けられている。また、ＭＰＵ２０はこの他に、三角波信号を発生する三角波発生部２０５、三角波信号との比較の対象となる比較対照波を発生する比較対照波発生部２０６、三角波信号と比較対照波の比較を行う比較部２０７を備えている。演算処理部２０１にはクロック回路１８からのクロック信号が供給され、プログラムの実行周期が規定される。クロック信号は三角波発生部２０５にも供給される。なお、第２電動機制御部にも同構成のＭＰＵが内蔵されている。
【００３３】
第１インバータ回路１３は、直流電源回路１７から供給される直流電圧をスイッチングしてＰＷＭパルスを生成し、第１電動機１５に供給する回路である。図４に第１インバータ回路１３の構成を詳細に示す。第１電動機制御部１１から送られるＰＷＭ出力パターン情報は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の＋極側及び−極側のスイッチング素子をオンすべきかオフすべきかの情報である。この情報に従って、各スイッチング素子がオン／オフされる。
【００３４】
同図に示すように、直流電源回路１７から供給される＋側電源には各相の＋極側スイッチング素子（Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ）が接続されている。一方、直流電源回路１７の−側電源には各相の−極側スイッチング素子（Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂ）が接続されている。各相の＋極側スイッチング素子と−極側スイッチング素子との接続点からＵ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭパルスが出力される。例えば、Ｕ相に＋電圧を供給する場合には＋側スイッチング素子Ｕａをオンし、かつ−側スイッチング素子Ｕｂをオフすることにより、Ｕ相に直流電源回路１７から供給される＋電圧が供給される。逆に＋側スイッチング素子Ｕａをオフしかつ−側スイッチング素子ＵｂをオンするとＵ相には直流電源回路１７から供給される−電圧（基準電圧）が供給される。
【００３５】
スイッチング素子のスイッチングは極めて短時間（例えば０．１μ秒）に行われる。この際、電流が瞬間的に遮断されることになるため、スイッチング動作に伴う電磁波が発生し、周辺回路の信号線にノイズが混入することとなる。デジタル信号線の場合にはオンかオフかの閾値を越えない程度のノイズであれば問題はないが、アナログ信号線の場合にはノイズが混入したタイミングでサンプリングを行うと検出値の精度に直接影響するので問題となる。なお、第２インバータ回路１４についても同様である。
【００３６】
第１電動機１５と第２電動機１６は、例えば車両に搭載されるＥＰＳ（電気パワーステアリング）用モータとＶＧＲＳ（ギア可変ステアリングシステム）用モータである。
【００３７】
本実施形態ではこのような問題を解決することを目的としている。以下、上記のように構成された本実施形態の電動機制御装置１の作用について説明する。
第１電動機制御部１１は上位コントローラ１０からの速度指令値、エンコーダ１５ｅから得られる第１電動機１５の回転角度及び回転角度を微分して得られる実速度等に基づいて、第１電動機１５の各相の巻線に供給すべき電流値を求める。求めた電流値と電流センサ１５ｖ、１５ｗから得た実電流とを比較してＵ，Ｖ，Ｗ各相に出力すべき電圧値を求める。求めた電圧値に応じて比較対照波発生部２０６に指令を送り、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に出力すべき電圧値に応じた電圧を発生させる。比較対照波発生部２０６への指令は制御周期（例えば１ｍｓ）毎に行われる。なお、制御周期の管理はクロック信号のクロックをカウントし、このカウント値が所定の値になった時に割込み信号を発生すること等により行われる。
【００３８】
一方、三角波発生部２０５は、演算処理部２０１の指示に応じて一定周期（制御周期）の三角波信号を発生させる。三角波信号の周期はクロック信号によって一定に保たれる。比較対照波発生部２０６の出力信号と三角波発生部２０５の出力信号は比較部２０７で比較され、これらの大小関係が逆転した際には演算処理部２０１に割込み信号を発生させる。演算処理部２０１はこの割込み信号を受け、ＰＷＭ出力パターン情報を更新し、Ｉ／Ｏ部２０４及びＩ／Ｆ２２を介して第１インバータ回路１３へ更新後のＰＷＭ出力パターン情報を出力する。
【００３９】
図５に各三角波発生部の出力波形、各比較対照波発生部の出力波形、及び各インバータ回路の１相分の＋極側及び−極側のパワートランジスタ（Ｕａ及びＵｂ）のオン／オフ状態の関係を示す。図５において、ＷＡ１，ＷＢ１，ＷＵａ１，ＷＵｂ１は第１電動機制御部１１に関する波形である。ＷＡ１は三角波発生部２０５の出力波形、ＷＢ１は比較対照波発生部２０６の出力波形、ＷＵａ１はスイッチング素子Ｕａのオン／オフ波形、ＷＵｂ１はスイッチング素子Ｕｂのオン／オフ波形である。同図に示すように、ＷＡ１がＷＢ１を下から上に交差するとスイッチング素子Ｕａがオンすると共にスイッチング素子Ｕｂがオフする。また、ＷＡ１がＷＢ１を上から下に交差するとスイッチング素子Ｕａがオフすると共にスイッチング素子Ｕｂがオンする。即ち、ＷＡ１がＷＢ１よりも上にある間、スイッチング素子Ｕａがオンするとともにスイッチング素子Ｕｂがオフし、第１電動機１５には直流電源回路１７から供給される＋電圧が出力される。なお、第１電動機１５に供給される電圧がステップ状に変化しても、各相の巻線には大きなリアクタンス成分があるので、巻線に流れる電流は高調波を含んだ略正弦波状となり、電動機は滑らかに回転する。
【００４０】
図５のＷＡ２，ＷＢ２，ＷＵａ２，ＷＵｂ２はそれぞれ第２電動機制御部１２の三角波発生部の出力波形、比較対照波発生部の出力波形、第２インバータ回路１４のスイッチング素子Ｕａ，Ｕｂのオン／オフ波形である。また、ＷＶ１は第１電動機１５のＶ相電流センサ１５ｖのアナログ出力波形である。ＷＶ１には、スイッチング素子のスイッチングによりスイッチングノイズが重畳する。
【００４１】
本実施形態の特徴として、第１電動機制御部１１の三角波ＷＡ１と第２電動機制御部１２の三角波ＷＡ２とが同期しており、かつ、電流センサの出力波形のサンプリングは三角波信号の山又は谷の折り返し点のタイミングで行われる。ＷＡ１とＷＡ２を同期させる手順は以下の通りである。
【００４２】
電動機制御装置１の電源がオンすると、第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２はそれぞれ初期化処理を行う。初期化の完了後、一定の時間が経過すると第１電動機制御部１１から通信線１９を介して第２電動機制御部１２に対し、三角波発生開始信号を送る。この三角波発生開始信号により、第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２で同時に三角波信号の発生をスタートさせる。
この後は共通のクロック信号に基づいて三角波信号が生成されるので、三角波信号の位相差が生じることなく同期状態が保たれる。
【００４３】
また、三角波信号の山又は谷の折り返し点で三角波発生部２０５から演算処理部２０１に割込みを発生させ、この割込みのタイミングでＡ／Ｄ変換器２４，２５にサンプリングを行わせることにより三角波信号の折り返し点のタイミングでサンプリングが行われる。
【００４４】
このような構成により、第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２の三角波信号が同期し、三角波信号の山又は谷の折り返し点のタイミングで電流センサの出力波形のサンプリングが行われる。三角波信号の折り返し点付近ではスイッチング素子のスイッチングが発生しないので、このタイミングで電流センサからのアナログ信号をサンプリングすればスイッチングノイズの無い状態でサンプリングが行える。なお、電動機の負荷状態によっては比較対照波が三角波信号の折り返し点に極めて近い値をとり得る場合があり、スイッチング素子のスイッチングタイミングとアナログ信号のサンプリングタイミングとが接近する可能性がある。このような場合には比較対照波の振幅を三角波信号の振幅よりも小さくしたり、ＭＰＵ２０の処理でスイッチングのタイミングを規制することなどで回避すればよい。
【００４５】
なお、第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２は、それぞれ制御手段に相当する。
また、請求項の記載における「同期手段」はクロック回路１８及びこのクロック回路１８から出力されるクロック信号によって同期する三角波発生部２０５，演算処理部２０１によって実現されている。また、「サンプリング手段」はＡ／Ｄ変換器２４，２５及びＡ／Ｄ変換器２４，２５にサンプリングの指示を与えるＭＰＵ２０によって構成されている。また、第１電動機制御部１１，第１インバータ回路１３が一つの「駆動電圧出力部」を構成し、直流電源回路１７，第２電動機制御部１２，第２インバータ回路１４がもう一つの「駆動電圧出力部」を構成する。また、「サンプリングタイミング制御手段」は、三角波信号の折り返し点で割込みし、Ａ／Ｄ変換器２４，２５にサンプリングを指示するＭＰＵ２０によって実現されている。
【００４６】
以上説明したように、本実施形態の電動機制御装置１によれば以下の効果がある。
（１）第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２の何れでもスイッチング素子のスイッチングが発生しないタイミングで各電動機の負荷状態を示すアナログ信号のサンプリングが行われるので、スイッチングに伴って発生するノイズの影響を受けることなく、精度の良いアナログ信号のサンプリングが行える。
【００４７】
（２）第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２では、共通のクロック信号に基づいてそれぞれの処理が行われるので、各々の処理を高精度に同期化できる。このため、長時間連続稼動させた場合でも第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２間の同期のズレが無く、一方のインバータ回路のスイッチングに伴って発生するノイズによって、他方のアナログ信号のサンプリングに悪影響を及ぼすことを防ぐことができる。
【００４８】
（３）第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２の三角波信号は同一周期で同期しており、アナログ信号のサンプリングタイミングは三角波信号の折り返し点で行われる。このため、スイッチング素子のスイッチングタイミングとアナログ信号のサンプリングタイミングとをずらすことができ、スイッチングに伴って発生するノイズがアナログ信号に重畳した状態でサンプリングされることを防ぐことができる。また、一制御周期内でのサンプリングタイミングが固定されるので、アナログ信号の変化を正確に捉えることができる。
【００４９】
次に、本発明を昇圧回路及び降圧回路を備えた電源装置に具体化した第二実施形態を図７〜図８に基づいて詳細に説明する。
図７は、本実施形態の電源装置ＰＳ１及び負荷装置ＬＯＡＤ１，ＬＯＡＤ２の構成を示した図である。本図に示すように、電源装置ＰＳ１は直流電圧を昇圧して負荷装置ＬＯＡＤ１に出力する昇圧回路３１、直流電圧を降圧して負荷装置ＬＯＡＤ２に出力する降圧回路３２、昇圧回路３１及び降圧回路３２を制御する制御部３０とからなる。昇圧回路３１及び降圧回路３２には、直流電圧を発生する直流電圧源としての直流電源回路３３により直流電圧が印加される。
【００５０】
昇圧回路３１は、直流電源回路３３の＋側電極に一端が接続されたコイルＬ１、コイルＬ１の他端にアノードが接続されたダイオードＤ１、コイルＬ１とダイオードＤ１との接続点にコレクタが接続されたトランジスタＴｒ１、ダイオードＤ１のカソードに一端が接続されたコンデンサＣ１を備える。前記トランジスタＴｒ１はスイッチング素子に相当する。
【００５１】
コンデンサＣ１の他端及びトランジスタＴｒ１のエミッタは直流電源回路３３の−側電極に接続されている。また、コンデンサＣ１と並列に、負荷装置ＬＯＡＤ１に供給される駆動電圧を検出する電圧センサＶＳ１が設けられている。コンデンサＣ１の両端に負荷装置ＬＯＡＤ１へ出力される駆動電圧が発生する。
【００５２】
降圧回路３２は、直流電源回路３３の＋側電極にコレクタが接続されたスイッチング素子としてのトランジスタＴｒ２、トランジスタＴｒ２のエミッタにカソードが接続されたダイオードＤ２、同じくトランジスタＴｒ２のエミッタに一端が接続されたコイルＬ２、コイルＬ２の他端に接続されたコンデンサＣ２を備える。コンデンサＣ２の他端及びダイオードＤ２のアノードは直流電源回路３３の−側電極に接続されている。また、コンデンサＣ２と並列に、負荷装置ＬＯＡＤ２に供給される駆動電圧を検出する電圧センサＶＳ２が設けられている。コンデンサＣ２の両端に負荷装置ＬＯＡＤ２へ出力される駆動電圧が発生する。
【００５３】
制御部３０は、昇圧回路制御部３０１、降圧回路制御部３０２及びクロック回路３０３とからなる。昇圧回路制御部３０１は昇圧回路３１のトランジスタＴｒ１のオン／オフを制御するものである。降圧回路制御部３０２は降圧回路３２のトランジスタＴｒ２のオン／オフを制御するものである。クロック回路３０３は一定周期で発生するクロック信号を昇圧回路制御部３０１及び降圧回路制御部３０２に供給するものである。昇圧回路制御部３０１、降圧回路制御部３０２には、第一実施形態における中央演算処理装置としてのＭＰＵ２０がそれぞれ備えられている。これら中央演算処理装置にはクロック回路３０３からのクロック信号が供給される。昇圧回路制御部３０１と降圧回路制御部３０２とは、通信線３０４を介して情報伝達が可能となっている。
【００５４】
昇圧回路制御部３０１の中央演算処理装置には、電圧センサＶＳ１からのアナログ信号が図略のＡ／Ｄコンバータによりデジタル信号に変換されて入力される。また、降圧回路制御部３０２の中央演算処理装置には、電圧センサＶＳ２からのアナログ信号が図略のＡ／Ｄコンバータによりデジタル信号に変換されて入力される。
【００５５】
なお、第２実施形態では、昇圧回路制御部３０１及び降圧回路制御部３０２は、それぞれ制御手段に相当する。
また、請求項の記載における「同期手段」はクロック回路３０３及びこのクロック回路３０３から出力されるクロック信号によって同期する三角波発生部，演算処理部（ともに図示略）によって実現されている。また、「サンプリング手段」はＡ／Ｄ変換器（ともに図示略），及び同Ａ／Ｄ変換器にサンプリングの指示を与えるＭＰＵ２０によって構成されている。また、昇圧回路制御部３０１，
昇圧回路３１が一つの「駆動電圧出力部」を構成し、降圧回路制御部３０２，降圧回路３２がもう一つの「駆動電圧出力部」を構成する。
【００５６】
また、「サンプリングタイミング制御手段」は、三角波信号の折り返し点で割込みし、前記図示略のＡ／Ｄ変換器にサンプリングを指示するＭＰＵ２０によって実現されている。
【００５７】
図８は、昇圧回路制御部３０１、降圧回路制御部３０２の中央演算処理装置における三角波ＷＡ、比較対照波ＷＢ、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン／オフ波形ＷＴの関係を示したものである。本実施形態でも、第一実施形態と同様に、三角波ＷＡと比較対照波ＷＢとが交差する時点でトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオン／オフする。同図に示すように、三角波ＷＡの一周期が制御周期Ｔであり、この制御周期Ｔ毎に電圧センサＶＳ１，ＶＳ２からの信号がサンプリングされる。
【００５８】
昇圧回路３１及び昇圧回路制御部３０１において、一制御周期内でトランジスタＴｒ１がオンしている時間をｔｏｎ１、直流電源回路３３が発生する電圧をＶｉｎ、負荷装置ＬＯＡＤ１に出力される駆動電圧をＶｏｕｔ１とすると、Ｖｏｕｔ１＝Ｔ／（Ｔ−ｔｏｎ１）×Ｖｉｎの関係が成り立つ。（ただし、コイルＬ１のインダクタンス及びコンデンサＣ１の静電容量が十分大きく、ダイオードＤ１での電圧降下がない理想モデルの場合）
即ち、トランジスタＴｒ１の一制御周期内でのオン時間により駆動電圧が変化する。トランジスタＴｒ１のオン時間は比較対照波ＷＢによって変化するので、比較対照波ＷＢを制御することにより駆動電圧を制御できる。比較対照波ＷＢは予め設定された駆動電圧の目標値と電圧センサＶＳ１により検出した実際の駆動電圧との偏差に応じて制御され、負荷装置ＬＯＡＤ１での消費電流が変化したり直流電源回路３３が発生する電圧が変動した場合等にも駆動電圧が目標値になるように動作する。
【００５９】
一方、降圧回路３２及び降圧回路制御部３０２において、一制御周期内でトランジスタＴｒ２がオンしている時間をｔｏｎ２、負荷装置ＬＯＡＤ２に出力される駆動電圧をＶｏｕｔ２とすると、Ｖｏｕｔ２＝ｔｏｎ２／Ｔ×Ｖｉｎの関係が成り立つ。（ただし、コイルＬ２のインダクタンス及びコンデンサＣ２の静電容量が十分大きく、ダイオードＤ２での電圧降下がない理想モデルの場合）
即ち、トランジスタＴｒ２の一制御周期内でのオン時間により駆動電圧Ｖｏｕｔ２が変化し、トランジスタＴｒ２のオン時間は比較対照波ＷＢによって変化するので、比較対照波ＷＢを制御することにより駆動電圧Ｖｏｕｔ２を制御できる。比較対照波ＷＢは予め設定された駆動電圧の目標値と電圧センサＶＳ２により検出した実際の駆動電圧との偏差に応じて制御され、負荷装置ＬＯＡＤ２での消費電流が変化したり直流電源回路３３が発生する電圧が変動した場合等にも駆動電圧が目標値になるように動作する。
【００６０】
電圧センサＶＳ１，ＶＳ２からのアナログ信号のサンプリングタイミングとトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のスイッチングタイミングが重なるとアナログ信号にノイズが重畳し、正確な制御が行えない。そこで、第一実施形態と同様の手段によってアナログ信号のサンプリングタイミングとトランジスタのスイッチングタイミングが重ならないようにする。即ち、昇圧回路制御部３０１及び降圧回路制御部３０２の中央演算処理装置の三角波信号を同期させ、三角波信号の山又は谷の折り返し点のタイミングでサンプリングを行う。このための手段として、それぞれの中央演算処理装置の三角波発生部に共通のクロック信号を供給するとともに、初期化時に三角波発生開始信号を通信線３０４を介して伝達し、三角波信号の発生を同時にスタートさせるようにする。以上により、本実施形態においても第一実施形態における効果（１）〜（３）と同様の効果がある。
【００６１】
なお、本実施形態において、請求項の記載における「同期手段」はクロック回路３０３及びこのクロック回路３０３から出力されるクロック信号によって同期する三角波発生部２０５，ＭＰＵ２０によって実現されている。また、「サンプリング手段」はＡ／Ｄ変換器２４，２５及びＡ／Ｄ変換器２４，２５にサンプリングの指示を与えるＭＰＵ２０によって構成されている。また、昇圧回路３１，昇圧回路制御部３０１が一つの「駆動電圧出力部」を構成し、降圧回路３２，降圧回路制御部３０２がもう一つの「駆動電圧出力部」を構成する。また、「サンプリングタイミング制御手段」は、三角波信号の折り返し点で割込みし、Ａ／Ｄ変換器２４，２５にサンプリングを指示するＭＰＵ２０によって実現されている。
【００６２】
なお、前記各実施形態は、以下のような別形態に変更して実施することも可能である。
・第二実施形態において、駆動電圧の目標値は予め設定されているものとしたが、この目標値は他の制御装置から設定され、随時変化するものであってもよい。
【００６３】
・第一実施形態における電動機制御部と第二実施形態における昇圧回路３１及び昇圧回路制御部３０１又は降圧回路３２及び降圧回路制御部３０２とを組み合わせ、昇圧又は降圧した電圧を電動機制御部に供給するものでもよい。
【００６４】
・図６に示すように、第１電動機制御部１１の三角波信号と第２電動機制御部１２の三角波信号との位相差が１８０°であってもよい。このようにしても、一方の三角波信号の折り返し点と他方の三角波信号の折り返し点が一致するので、上記（１）〜（３）と同様の作用効果がある。
【００６５】
・第一実施形態において、三角波信号の折り返し点でサンプリングするアナログ信号は、電流センサからのアナログ信号に限られず、例えばＶＧＲＳ（ギア可変ステアリングシステム）で必要となるステアリングに発生するトルクの信号等をサンプリングするものでもよい。
【００６６】
・第二実施形態において、三角波信号の折り返し点でサンプリングするアナログ信号は、駆動電圧を検出する電圧センサからの信号に限られず、直流電源回路３３が発生する電圧を検出する電圧センサからの信号であってもよく、負荷装置に供給される電流を検出する電流センサであってもよい。
【００６７】
・第一実施形態では、第１電動機制御部１１から第２電動機制御部１２に対して三角波発生開始信号を送ることにより三角波信号の開始タイミングの同期をとった。これを変形し、電動機制御装置１の電源オンの所定時間後に割込み信号を発生する割込信号発生回路を設け、該割込信号発生回路から出力される割込み信号を第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２に入力し、三角波信号の開始タイミングの同期をとるようにしてもよい。第二実施形態においても同様である。
【００６８】
・第一実施形態では、共通のクロック信号を第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２のＭＰＵ及び三角波発生部に供給したが、ＭＰＵのクロック信号は別個のものであってもよく、例えば一定周期で割込み信号を発生させる割込発生回路からの出力信号により、三角波信号の同期をとるものでもよい。このような形態でも、三角波信号の周期が同一であり、同期がとれている限り上記（１）〜（３）と同様の作用効果がある。第二実施形態においても同様である。
【００６９】
・第一実施形態において、第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２が三角波発生部を共有し、それぞれの比較対照波との比較によってスイッチング素子のスイッチングを行うものでもよい。このようにすれば三角波発生部が一つでよいので低コスト化を図ることができる。第二実施形態においても同様である。
【００７０】
・第一実施形態において、スイッチング素子のスイッチングタイミングの制御には、必ずしも三角波を用いなくてよい。電動機制御部間での制御周期の同期がとれていれば、スイッチング素子のスイッチングが発生しないタイミング（例えば制御周期の開始時点若しくは終了時点又は中間時点）でアナログ信号のサンプリングを行うことにより、スイッチング素子のスイッチングによって発生するノイズの影響を防ぐことができる。第二実施形態においても同様である。
【００７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によればスイッチング素子による直流電圧とスイッチングと負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号のサンプリングを伴う駆動電圧出力部を複数配置してなる駆動電圧出力装置において、スイッチングのタイミングとサンプリングのタイミングとが重ならないようにすることができる。このため、スイッチングによって発生するノイズがアナログ信号に重畳したタイミングでアナログ信号のサンプリングをすることを防止することができ、精度のよい制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一実施形態における電動機制御装置１を備えた制御システムの概要構成図。
【図２】第一実施形態における第１電動機制御部１１の構成図。
【図３】第一実施形態におけるＭＰＵ２０の内部構成図。
【図４】第一実施形態における第１インバータ回路１３の構成図。
【図５】第一実施形態の三角波発生部の出力波形、比較対照波発生部の出力波形、及びスイッチング素子のオン／オフ状態等の関係を示す説明図。
【図６】第一実施形態における三角波発生部の出力波形の変形例を示す説明図。
【図７】第二実施形態における電源装置ＰＳ１及び負荷装置ＬＯＡＤ１，ＬＯＡＤ２の構成を示した図。
【図８】第二実施形態における三角波ＷＡ、比較対照波ＷＢ、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン／オフ波形ＷＴの関係を示した図。
【図９】従来技術の三角波発生部の出力波形、比較対照波発生部の出力波形、及びスイッチング素子のオン／オフ状態等の関係を示す説明図。
【図１０】従来技術の三角波発生部の出力波形、比較対照波発生部の出力波形、及びスイッチング素子のオン／オフ状態等の関係を示す説明図。
【符号の説明】
１・・・電動機制御装置
１０・・・上位コントローラ
１１・・・第１電動機制御部（制御手段）
１２・・・第２電動機制御部（制御手段）
１３・・・第１インバータ回路
１４・・・第２インバータ回路
１５・・・第１電動機
１６・・・第２電動機
１９・・・通信線
１５ｖ・・・Ｖ相電流センサ、１５ｗ・・・Ｗ相電流センサ
１６ｖ・・・Ｖ相電流センサ、１６ｗ・・・Ｗ相電流センサ
１５ｅ・・・エンコーダ、１６ｅ・・・エンコーダ
１７・・・直流電源回路（直流電圧源）
１８・・・クロック回路
２０・・・ＭＰＵ
２０５・・・三角波発生部
２０６・・・比較対照波発生部
２０７・・・比較部
ＰＳ１・・・電源装置
ＬＯＡＤ１，ＬＯＡＤ２・・・負荷装置
３０・・・制御部
３１・・・昇圧回路
３２・・・降圧回路
３３・・・直流電源回路
３０１・・・昇圧回路制御部（制御手段）
３０２・・・降圧回路制御部（制御手段）
３０３・・・クロック回路
３０４・・・通信線
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧をスイッチングして負荷装置に出力する駆動電圧を生成する駆動電圧出力部を複数配置してなる駆動電圧出力装置及びその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電圧をスイッチングして負荷装置に出力する駆動電圧を生成するものとして、電動機制御装置のインバータ回路や、電源装置としての昇圧回路，降圧回路等が知られている。（以下、電動機制御装置及び電源装置としての昇圧回路，降圧回路等を総称して駆動電圧出力装置という。）
電動機制御装置のインバータ回路では、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって生成した駆動電圧（ＰＷＭパルス）を電動機の巻線に供給し、電動機を駆動する。例えば三相ＤＣモータの場合にはＵ，Ｖ，Ｗ各相毎に直流電源の＋極側に接続されるスイッチング素子と−極側に接続されるスイッチング素子を備え、両スイッチング素子の接続点からＵ，Ｖ，Ｗ各相に駆動電圧が供給される。スイッチング素子としてはパワートランジスタやパワーＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ
Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が用いられる。
【０００３】
電動機制御装置では、一般に電動機の巻線に流れる電流値を表すアナログ信号や、電動機の出力トルクを表すアナログ信号等をサンプリングしてＡ／Ｄ変換し、得られたデジタルデータに基づいて制御を行っている。
【０００４】
ＰＷＭ制御では、図９に示すように、制御周期と同じ周期の三角波ＷＡ３と電動機に供給すべき電圧に逆比例する比較対照波ＷＢ３との比較を行い、これらが交差するタイミングでスイッチング素子をオン／オフする。波形ＷＵａ３とＷＵｂ３はインバータ回路の一相分（Ｕ相）を構成する一組のスイッチング素子のオン／オフ状態を示す波形である。本図においてＷＵａ３は直流電源の＋極側に接続されるスイッチング素子のオン／オフ状態を示し、ＷＵｂ３は直流電源の−極側に接続されるスイッチング素子のオン／オフ状態を示している。即ち、ＷＵａ３がオンかつＷＵｂ３がオフの場合に電動機のＵ相巻線に直流電源の＋極の電圧（＋電圧）が出力され、逆の場合には直流電源の−極の電圧（−電圧）が出力される。従って、比較対照波ＷＢ３が三角波ＷＡ３の山の折り返し点Ａ近くにあるときは短い時間しか＋電圧が出力されず、一制御周期内での平均出力電圧は低くなる。一方、比較対照波ＷＢ３が三角波ＷＡ３の谷の折り返し点Ｂ近くにあるときは長い時間＋電圧が出力され、一制御周期内での平均出力電圧は高くなる。このようにしてスイッチング素子の一制御周期内でのオン時間／オフ時間を制御することにより電動機に供給される一制御周期内での平均出力電圧が変化する。このＰＷＭパルスは電動機の巻線のリアクタンスにより平滑化され、略正弦波状の電流波形が形成される。即ち、スイッチング素子のスイッチングを制御することにより電動機の巻線に流れる電流が制御され、電動機のトルク及び回転速度が制御される。
【０００５】
ところで、このスイッチング素子のスイッチングにより電磁波が発生し、アナログ信号線にスイッチングノイズが混入する場合がある。このように、巻線の電流等を表すアナログ信号（図９のＷＶ３）にノイズが重畳した状態で該アナログ信号のサンプリングが行われると誤ったデジタルデータが得られ、精度のよい制御ができない。
【０００６】
従来は以下のような方法によりこの対策を行っていた。
（１）アナログ信号線にコンデンサを挿入してアナログ信号の時定数を大きくする。
【０００７】
（２）連続して複数回のサンプリングを行い、その結果からサンプリング時にノイズが重畳したと判断した場合には再度サンプリングをやりなおす。
（３）シールド付きツイストペア線等のノイズ対策を施した配線によりアナログ信号を各種センサからＡ／Ｄ変換器の近傍まで伝達し、アナログ信号に混入するノイズを遮蔽する。
【０００８】
（４）インバータの出力電流検出値を微分してインピーダンスを乗算した演算結果からインバータ駆動される負荷の負荷電圧を間接的に検出する。（この検出方法は下記特許文献１に示されたものである。）
また、昇圧回路、降圧回路としては、下記特許文献２及び３のものが知られている。これらのものでは、直流電圧をスイッチング素子によりスイッチングし、入力電圧を昇圧又は降圧している。このため、例えば入出力電圧や負荷電流をセンサによって検出してフィードバックする場合等には上記と同様の問題が生じ得る。また、昇圧回路又は降圧回路を電動機制御装置と組み合わせて使用する場合には、電動機制御装置における電動機の巻線に流れる電流値を表すアナログ信号や、電動機の出力トルクを表すアナログ信号に昇圧回路又は降圧回路のスイッチングにより発生するノイズが重畳する場合等が考えられる。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００２−２４７８５６号公報
【特許文献２】
特開平１１−２９９２２９号公報
【特許文献３】
特開２００２−１０１６４７号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
上記（１）の方法によった場合にはアナログ信号の波形が鈍り、特にアナログ信号が高周波で変化する場合には正確な情報が得られないという問題がある。
【００１１】
また、上記（２）の方法によった場合には、複数回のサンプリング処理とノイズが重畳したか否かの判断のため、中央演算処理装置の負荷が増大する。また、ノイズが重畳した場合としなかった場合とで一制御周期内のサンプリングタイミングが異なるため、制御が高精度に行えない場合があるという問題がある。
【００１２】
また、上記（３）の方法によった場合には、制御装置の製造時に手作業で複雑な配線をおこなわなければならない。また部材の購入費用も発生するため、コストが上昇するという問題がある。
【００１３】
また、上記（４）の方法によった場合には、微分等の処理をハードウェアによって行う場合には微分回路等のためにコストが上昇し、演算処理によって行う場合には中央演算処理装置の負荷が増大して制御処理等の演算時間を圧迫する可能性があると考えられる。また、演算処理に時間が掛かるため、検出値のリアルタイム性に問題が生じる場合もあると考えられる。
【００１４】
本発明の発明者は、上記課題に鑑みて鋭意研究を重ね、三角波の折り返し点（山又は谷の頂点）でアナログ信号のサンプリングを行えば、スイッチング素子がオン／オフするタイミングを避けてノイズのない信号をサンプリングできるとの知見を得た。しかし、この方法によったとしても、電動機を制御する電動機制御部あるいはスイッチング動作を伴う昇圧回路又は降圧回路が複数配置された場合には、他のスイッチング素子のスイッチングにより発生する電磁波の影響を受けてしまう場合がある。
【００１５】
例えば図９に示すように三角波ＷＡ３とは異なる周期の三角波ＷＡ４により制御を行う他の電動機制御部が存在する場合には、三角波ＷＡ３の折り返し点でサンプリングを行ったとしても、三角波ＷＡ３の折り返し点は三角波ＷＡ４の折り返し点とは必ずしも重ならない。そのため、図９の折り返し点Ａのタイミングでサンプリングを行っても、他の電動機制御部のスイッチングタイミングと重なり、アナログ信号にノイズが重畳してしまう場合がある。即ち、当該他の電動機制御部のインバータ回路の一相分を構成するスイッチング素子のオン／オフ状態を示すＷＵａ４（＋極側）、ＷＵｂ４（−極側）の切り替わりタイミングとサンプリングのタイミングとが重なり、アナログ信号のサンプリング時にノイズが重畳してしまう場合がある。
【００１６】
また、図１０に示すように、三角波ＷＡ３と同一周期の三角波ＷＡ４ｘにより他の電動機制御部のスイッチングを行う場合であっても、これらの位相は必ずしも一致しないので、図９の場合と同様、アナログ信号ＷＶ３のサンプリングタイミングでアナログ信号にノイズが重畳してしまう場合がある。
【００１７】
特に近時の制御装置では小型軽量化の要請から回路素子の集積度が高くなる傾向にあり、複数の駆動電圧出力装置が配置された場合には一の駆動電圧出力装置で発生する電磁波の影響が他の駆動電圧出力装置にまで及ぶ可能性が大きくなっている。また、複数の駆動電圧出力装置が組み合わされた一体型装置の場合には、さらに重要な問題となる。
【００１８】
そこで、本発明はスイッチング動作を伴う駆動電圧出力装置が複数配置された場合であっても、スイッチングにより発生するノイズの影響を排除して、負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号を精度よくサンプリングできる駆動電圧出力装置及びその制御方法を提供することを課題とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明では、直流電圧をスイッチングして負荷装置へ出力する駆動電圧を生成するスイッチング素子と、前記負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号をサンプリングするサンプリング手段と、所定の制御周期で前記サンプリング手段によるサンプリングを行うとともに該サンプリングの結果に基づいて前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御手段とを備えた駆動電圧出力部を複数配置してなる駆動電圧出力装置において、前記複数の駆動電圧出力部の間で制御周期の同期をとる同期手段を備え、前記制御手段は、前記複数配置された何れの駆動電圧出力部においても前記スイッチング素子のスイッチングが行われないタイミングで前記アナログ信号をサンプリングするべく前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をするサンプリングタイミング制御手段を備えることとした。
【００２０】
請求項２記載の発明では、請求項１記載の駆動電圧出力装置において、前記同期手段は、前記制御手段の制御周期を規定するクロック信号を生成するクロック信号生成回路を備え、同クロック信号生成回路は、前記複数の駆動電圧出力部の各制御手段にクロック信号を共通して供給することにより前記制御周期の同期をとることとした。
【００２１】
請求項３記載の発明では、請求項１又は２記載の駆動電圧出力装置において、前記制御手段は前記制御周期と同一周期の三角波信号を用いてスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御するものであり、前記サンプリングタイミング制御手段は前記三角波信号の折り返し点のタイミングで前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をすることとした。
【００２２】
請求項４記載の発明では、直流電圧をスイッチングして負荷装置へ出力する駆動電圧を生成するスイッチング素子と、前記負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号をサンプリングするサンプリング手段と、所定の制御周期で前記サンプリング手段によるサンプリングを行うとともに該サンプリングの結果に基づいて前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御手段とを備えた駆動電圧出力部を複数配置してなる駆動電圧出力装置の制御方法において、前記複数の駆動電圧出力部の間で制御周期を同期させ、前記複数配置された何れの駆動電圧出力部においても前記スイッチング素子のスイッチングが行われないタイミングで前記アナログ信号をサンプリングするべく前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をすることとした。
【００２３】
請求項５記載の発明では、請求項４の駆動電圧出力装置の制御方法において、前記制御手段の制御周期を規定するクロック信号を前記複数の駆動電圧出力部の各制御手段に共通して供給することにより前記制御周期を同期させることとした。
【００２４】
請求項６記載の発明では、請求項４又は５記載の駆動電圧出力装置の制御方法において、前記制御周期と同一周期の三角波信号を用いてスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御し、同三角波信号の折り返し点のタイミングで前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をすることとした。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を２つの電動機を制御する電動機制御装置に具体化した第一実施形態を図１〜図５に基づいて詳細に説明する。
【００２６】
図１は、本実施形態における電動機制御装置１を備えた制御システムの概要構成を示している。上位コントローラ１０は負荷装置としての第１電動機１５及び第２電動機１６の速度指令を電動機制御装置１に出力する。電動機制御装置１では、この速度指令に従って第１電動機１５及び第２電動機１６を制御すべく、これら電動機に駆動電圧を出力する。第１電動機１５及び第２電動機１６はＵ相，Ｖ相及びＷ相の巻線を有する三相ブラシレスＤＣモータである。以下、第１電動機１５及び第２電動機１６は同一構成なので、電動機制御装置１の構成についてのみ詳細に説明する。
【００２７】
上位コントローラ１０からの速度指令は、第１電動機１５を制御する第１電動機制御部１１、第２電動機１６を制御する第２電動機制御部１２にそれぞれ入力される。第１電動機制御部１１は速度指令に従って第１電動機１５を制御すべくＰＷＭ出力パターンを決定し、ＰＷＭ出力パターン情報として第１インバータ回路１３に出力する。第１インバータ回路１３では、ＰＷＭ出力パターン情報に従い、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の＋極側及び−極側のスイッチング素子（例えばパワートランジスタ）をスイッチングして直流電圧源としての直流電源回路１７から供給される直流電圧を切り替え、第１電動機１５にＰＷＭパルスとして出力する。
【００２８】
第１電動機１５のＶ相及びＷ相電流の電流値はＶ相及びＷ相電線に設けられた電流センサ１５ｖ，１５ｗのアナログ信号として検出され、第１電動機制御部１１にフィードバックされる。Ｕ相電流値は、検出したＶ相電流値とＷ相電流値から演算で求めることができる。また、第１電動機１５の回転角度がエンコーダ１５ｅによって検出され、第１電動機制御部１１にフィードバックされる。
【００２９】
第２電動機１６を制御するための第２電動機制御部１２、第２インバータ回路１４、電流センサ１６ｖ，１６ｗ、エンコーダ１６ｅも前記第１電動機１５の制御駆動系で説明した構成と同様に構成されている。第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２とは、通信線１９を介して情報伝達が可能となっている。
【００３０】
また、クロック信号生成回路としてのクロック回路１８は、第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２にそれぞれ電気的に接続され、発生したクロック信号を両電動機制御部において共通して使用するようにされている。
【００３１】
図２に第１電動機制御部１１の構成を詳細に示す。同図に示すように、第１電動機制御部１１には中央演算処理装置としてのＭＰＵ２０を中心として、各種インタフェース装置が設けられている。Ｉ／Ｆ２１は、上位コントローラ１０との通信を行うためのインタフェースである。Ｉ／Ｆ２２は、第１インバータ回路１３へＰＷＭ出力パターン情報を送出するためのインタフェースである。Ｉ／Ｆ２３は、エンコーダ１５ｅからの情報を入力するためのインタフェースである。電流センサ１５ｖ，１５ｗからのアナログ信号はＡ／Ｄ変換器２４，２５によってデジタル信号に変換され、ＭＰＵ２０に入力されるようになっている。Ｉ／Ｆ２６は通信線１９を介して第２電動機制御部１２と通信を行うためのインタフェースである。なお、Ａ／Ｄ変換器２４，２５でのサンプリングタイミングはＭＰＵ２０により制御される。
【００３２】
図３は、ＭＰＵ２０の内部構成を詳細に示した図である。ＭＰＵ２０は電動機制御用の演算処理装置で、演算処理を行う演算処理部２０１、演算処理部２０１で実行されるプログラムが記憶されたＥＥＰＲＯＭ２０２、プログラムの実行に必要な情報を記憶するＲＡＭ２０３、外部インタフェース装置等との入出力を行うＩ／Ｏ部２０４が設けられている。また、ＭＰＵ２０はこの他に、三角波信号を発生する三角波発生部２０５、三角波信号との比較の対象となる比較対照波を発生する比較対照波発生部２０６、三角波信号と比較対照波の比較を行う比較部２０７を備えている。演算処理部２０１にはクロック回路１８からのクロック信号が供給され、プログラムの実行周期が規定される。クロック信号は三角波発生部２０５にも供給される。なお、第２電動機制御部にも同構成のＭＰＵが内蔵されている。
【００３３】
第１インバータ回路１３は、直流電源回路１７から供給される直流電圧をスイッチングしてＰＷＭパルスを生成し、第１電動機１５に供給する回路である。図４に第１インバータ回路１３の構成を詳細に示す。第１電動機制御部１１から送られるＰＷＭ出力パターン情報は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の＋極側及び−極側のスイッチング素子をオンすべきかオフすべきかの情報である。この情報に従って、各スイッチング素子がオン／オフされる。
【００３４】
同図に示すように、直流電源回路１７から供給される＋側電源には各相の＋極側スイッチング素子（Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ）が接続されている。一方、直流電源回路１７の−側電源には各相の−極側スイッチング素子（Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂ）が接続されている。各相の＋極側スイッチング素子と−極側スイッチング素子との接続点からＵ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭパルスが出力される。例えば、Ｕ相に＋電圧を供給する場合には＋側スイッチング素子Ｕａをオンし、かつ−側スイッチング素子Ｕｂをオフすることにより、Ｕ相に直流電源回路１７から供給される＋電圧が供給される。逆に＋側スイッチング素子Ｕａをオフしかつ−側スイッチング素子ＵｂをオンするとＵ相には直流電源回路１７から供給される−電圧（基準電圧）が供給される。
【００３５】
スイッチング素子のスイッチングは極めて短時間（例えば０．１μ秒）に行われる。この際、電流が瞬間的に遮断されることになるため、スイッチング動作に伴う電磁波が発生し、周辺回路の信号線にノイズが混入することとなる。デジタル信号線の場合にはオンかオフかの閾値を越えない程度のノイズであれば問題はないが、アナログ信号線の場合にはノイズが混入したタイミングでサンプリングを行うと検出値の精度に直接影響するので問題となる。なお、第２インバータ回路１４についても同様である。
【００３６】
第１電動機１５と第２電動機１６は、例えば車両に搭載されるＥＰＳ（電気パワーステアリング）用モータとＶＧＲＳ（ギア可変ステアリングシステム）用モータである。
【００３７】
本実施形態ではこのような問題を解決することを目的としている。以下、上記のように構成された本実施形態の電動機制御装置１の作用について説明する。
第１電動機制御部１１は上位コントローラ１０からの速度指令値、エンコーダ１５ｅから得られる第１電動機１５の回転角度及び回転角度を微分して得られる実速度等に基づいて、第１電動機１５の各相の巻線に供給すべき電流値を求める。求めた電流値と電流センサ１５ｖ、１５ｗから得た実電流とを比較してＵ，Ｖ，Ｗ各相に出力すべき電圧値を求める。求めた電圧値に応じて比較対照波発生部２０６に指令を送り、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に出力すべき電圧値に応じた電圧を発生させる。比較対照波発生部２０６への指令は制御周期（例えば１ｍｓ）毎に行われる。なお、制御周期の管理はクロック信号のクロックをカウントし、このカウント値が所定の値になった時に割込み信号を発生すること等により行われる。
【００３８】
一方、三角波発生部２０５は、演算処理部２０１の指示に応じて一定周期（制御周期）の三角波信号を発生させる。三角波信号の周期はクロック信号によって一定に保たれる。比較対照波発生部２０６の出力信号と三角波発生部２０５の出力信号は比較部２０７で比較され、これらの大小関係が逆転した際には演算処理部２０１に割込み信号を発生させる。演算処理部２０１はこの割込み信号を受け、ＰＷＭ出力パターン情報を更新し、Ｉ／Ｏ部２０４及びＩ／Ｆ２２を介して第１インバータ回路１３へ更新後のＰＷＭ出力パターン情報を出力する。
【００３９】
図５に各三角波発生部の出力波形、各比較対照波発生部の出力波形、及び各インバータ回路の１相分の＋極側及び−極側のパワートランジスタ（Ｕａ及びＵｂ）のオン／オフ状態の関係を示す。図５において、ＷＡ１，ＷＢ１，ＷＵａ１，ＷＵｂ１は第１電動機制御部１１に関する波形である。ＷＡ１は三角波発生部２０５の出力波形、ＷＢ１は比較対照波発生部２０６の出力波形、ＷＵａ１はスイッチング素子Ｕａのオン／オフ波形、ＷＵｂ１はスイッチング素子Ｕｂのオン／オフ波形である。同図に示すように、ＷＡ１がＷＢ１を下から上に交差するとスイッチング素子Ｕａがオンすると共にスイッチング素子Ｕｂがオフする。また、ＷＡ１がＷＢ１を上から下に交差するとスイッチング素子Ｕａがオフすると共にスイッチング素子Ｕｂがオンする。即ち、ＷＡ１がＷＢ１よりも上にある間、スイッチング素子Ｕａがオンするとともにスイッチング素子Ｕｂがオフし、第１電動機１５には直流電源回路１７から供給される＋電圧が出力される。なお、第１電動機１５に供給される電圧がステップ状に変化しても、各相の巻線には大きなリアクタンス成分があるので、巻線に流れる電流は高調波を含んだ略正弦波状となり、電動機は滑らかに回転する。
【００４０】
図５のＷＡ２，ＷＢ２，ＷＵａ２，ＷＵｂ２はそれぞれ第２電動機制御部１２の三角波発生部の出力波形、比較対照波発生部の出力波形、第２インバータ回路１４のスイッチング素子Ｕａ，Ｕｂのオン／オフ波形である。また、ＷＶ１は第１電動機１５のＶ相電流センサ１５ｖのアナログ出力波形である。ＷＶ１には、スイッチング素子のスイッチングによりスイッチングノイズが重畳する。
【００４１】
本実施形態の特徴として、第１電動機制御部１１の三角波ＷＡ１と第２電動機制御部１２の三角波ＷＡ２とが同期しており、かつ、電流センサの出力波形のサンプリングは三角波信号の山又は谷の折り返し点のタイミングで行われる。ＷＡ１とＷＡ２を同期させる手順は以下の通りである。
【００４２】
電動機制御装置１の電源がオンすると、第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２はそれぞれ初期化処理を行う。初期化の完了後、一定の時間が経過すると第１電動機制御部１１から通信線１９を介して第２電動機制御部１２に対し、三角波発生開始信号を送る。この三角波発生開始信号により、第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２で同時に三角波信号の発生をスタートさせる。
この後は共通のクロック信号に基づいて三角波信号が生成されるので、三角波信号の位相差が生じることなく同期状態が保たれる。
【００４３】
また、三角波信号の山又は谷の折り返し点で三角波発生部２０５から演算処理部２０１に割込みを発生させ、この割込みのタイミングでＡ／Ｄ変換器２４，２５にサンプリングを行わせることにより三角波信号の折り返し点のタイミングでサンプリングが行われる。
【００４４】
このような構成により、第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２の三角波信号が同期し、三角波信号の山又は谷の折り返し点のタイミングで電流センサの出力波形のサンプリングが行われる。三角波信号の折り返し点付近ではスイッチング素子のスイッチングが発生しないので、このタイミングで電流センサからのアナログ信号をサンプリングすればスイッチングノイズの無い状態でサンプリングが行える。なお、電動機の負荷状態によっては比較対照波が三角波信号の折り返し点に極めて近い値をとり得る場合があり、スイッチング素子のスイッチングタイミングとアナログ信号のサンプリングタイミングとが接近する可能性がある。このような場合には比較対照波の振幅を三角波信号の振幅よりも小さくしたり、ＭＰＵ２０の処理でスイッチングのタイミングを規制することなどで回避すればよい。
【００４５】
なお、第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２は、それぞれ制御手段に相当する。
また、請求項の記載における「同期手段」はクロック回路１８及びこのクロック回路１８から出力されるクロック信号によって同期する三角波発生部２０５，演算処理部２０１によって実現されている。また、「サンプリング手段」はＡ／Ｄ変換器２４，２５及びＡ／Ｄ変換器２４，２５にサンプリングの指示を与えるＭＰＵ２０によって構成されている。また、第１電動機制御部１１，第１インバータ回路１３が一つの「駆動電圧出力部」を構成し、直流電源回路１７，第２電動機制御部１２，第２インバータ回路１４がもう一つの「駆動電圧出力部」を構成する。また、「サンプリングタイミング制御手段」は、三角波信号の折り返し点で割込みし、Ａ／Ｄ変換器２４，２５にサンプリングを指示するＭＰＵ２０によって実現されている。
【００４６】
以上説明したように、本実施形態の電動機制御装置１によれば以下の効果がある。
（１）第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２の何れでもスイッチング素子のスイッチングが発生しないタイミングで各電動機の負荷状態を示すアナログ信号のサンプリングが行われるので、スイッチングに伴って発生するノイズの影響を受けることなく、精度の良いアナログ信号のサンプリングが行える。
【００４７】
（２）第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２では、共通のクロック信号に基づいてそれぞれの処理が行われるので、各々の処理を高精度に同期化できる。このため、長時間連続稼動させた場合でも第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２間の同期のズレが無く、一方のインバータ回路のスイッチングに伴って発生するノイズによって、他方のアナログ信号のサンプリングに悪影響を及ぼすことを防ぐことができる。
【００４８】
（３）第１電動機制御部１１と第２電動機制御部１２の三角波信号は同一周期で同期しており、アナログ信号のサンプリングタイミングは三角波信号の折り返し点で行われる。このため、スイッチング素子のスイッチングタイミングとアナログ信号のサンプリングタイミングとをずらすことができ、スイッチングに伴って発生するノイズがアナログ信号に重畳した状態でサンプリングされることを防ぐことができる。また、一制御周期内でのサンプリングタイミングが固定されるので、アナログ信号の変化を正確に捉えることができる。
【００４９】
次に、本発明を昇圧回路及び降圧回路を備えた電源装置に具体化した第二実施形態を図７〜図８に基づいて詳細に説明する。
図７は、本実施形態の電源装置ＰＳ１及び負荷装置ＬＯＡＤ１，ＬＯＡＤ２の構成を示した図である。本図に示すように、電源装置ＰＳ１は直流電圧を昇圧して負荷装置ＬＯＡＤ１に出力する昇圧回路３１、直流電圧を降圧して負荷装置ＬＯＡＤ２に出力する降圧回路３２、昇圧回路３１及び降圧回路３２を制御する制御部３０とからなる。昇圧回路３１及び降圧回路３２には、直流電圧を発生する直流電圧源としての直流電源回路３３により直流電圧が印加される。
【００５０】
昇圧回路３１は、直流電源回路３３の＋側電極に一端が接続されたコイルＬ１、コイルＬ１の他端にアノードが接続されたダイオードＤ１、コイルＬ１とダイオードＤ１との接続点にコレクタが接続されたトランジスタＴｒ１、ダイオードＤ１のカソードに一端が接続されたコンデンサＣ１を備える。前記トランジスタＴｒ１はスイッチング素子に相当する。
【００５１】
コンデンサＣ１の他端及びトランジスタＴｒ１のエミッタは直流電源回路３３の−側電極に接続されている。また、コンデンサＣ１と並列に、負荷装置ＬＯＡＤ１に供給される駆動電圧を検出する電圧センサＶＳ１が設けられている。コンデンサＣ１の両端に負荷装置ＬＯＡＤ１へ出力される駆動電圧が発生する。
【００５２】
降圧回路３２は、直流電源回路３３の＋側電極にコレクタが接続されたスイッチング素子としてのトランジスタＴｒ２、トランジスタＴｒ２のエミッタにカソードが接続されたダイオードＤ２、同じくトランジスタＴｒ２のエミッタに一端が接続されたコイルＬ２、コイルＬ２の他端に接続されたコンデンサＣ２を備える。コンデンサＣ２の他端及びダイオードＤ２のアノードは直流電源回路３３の−側電極に接続されている。また、コンデンサＣ２と並列に、負荷装置ＬＯＡＤ２に供給される駆動電圧を検出する電圧センサＶＳ２が設けられている。コンデンサＣ２の両端に負荷装置ＬＯＡＤ２へ出力される駆動電圧が発生する。
【００５３】
制御部３０は、昇圧回路制御部３０１、降圧回路制御部３０２及びクロック回路３０３とからなる。昇圧回路制御部３０１は昇圧回路３１のトランジスタＴｒ１のオン／オフを制御するものである。降圧回路制御部３０２は降圧回路３２のトランジスタＴｒ２のオン／オフを制御するものである。クロック回路３０３は一定周期で発生するクロック信号を昇圧回路制御部３０１及び降圧回路制御部３０２に供給するものである。昇圧回路制御部３０１、降圧回路制御部３０２には、第一実施形態における中央演算処理装置としてのＭＰＵ２０がそれぞれ備えられている。これら中央演算処理装置にはクロック回路３０３からのクロック信号が供給される。昇圧回路制御部３０１と降圧回路制御部３０２とは、通信線３０４を介して情報伝達が可能となっている。
【００５４】
昇圧回路制御部３０１の中央演算処理装置には、電圧センサＶＳ１からのアナログ信号が図略のＡ／Ｄコンバータによりデジタル信号に変換されて入力される。また、降圧回路制御部３０２の中央演算処理装置には、電圧センサＶＳ２からのアナログ信号が図略のＡ／Ｄコンバータによりデジタル信号に変換されて入力される。
【００５５】
なお、第２実施形態では、昇圧回路制御部３０１及び降圧回路制御部３０２は、それぞれ制御手段に相当する。
また、請求項の記載における「同期手段」はクロック回路３０３及びこのクロック回路３０３から出力されるクロック信号によって同期する三角波発生部，演算処理部（ともに図示略）によって実現されている。また、「サンプリング手段」はＡ／Ｄ変換器（ともに図示略），及び同Ａ／Ｄ変換器にサンプリングの指示を与えるＭＰＵ２０によって構成されている。また、昇圧回路制御部３０１，
昇圧回路３１が一つの「駆動電圧出力部」を構成し、降圧回路制御部３０２，降圧回路３２がもう一つの「駆動電圧出力部」を構成する。
【００５６】
また、「サンプリングタイミング制御手段」は、三角波信号の折り返し点で割込みし、前記図示略のＡ／Ｄ変換器にサンプリングを指示するＭＰＵ２０によって実現されている。
【００５７】
図８は、昇圧回路制御部３０１、降圧回路制御部３０２の中央演算処理装置における三角波ＷＡ、比較対照波ＷＢ、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン／オフ波形ＷＴの関係を示したものである。本実施形態でも、第一実施形態と同様に、三角波ＷＡと比較対照波ＷＢとが交差する時点でトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２がオン／オフする。同図に示すように、三角波ＷＡの一周期が制御周期Ｔであり、この制御周期Ｔ毎に電圧センサＶＳ１，ＶＳ２からの信号がサンプリングされる。
【００５８】
昇圧回路３１及び昇圧回路制御部３０１において、一制御周期内でトランジスタＴｒ１がオンしている時間をｔｏｎ１、直流電源回路３３が発生する電圧をＶｉｎ、負荷装置ＬＯＡＤ１に出力される駆動電圧をＶｏｕｔ１とすると、Ｖｏｕｔ１＝Ｔ／（Ｔ−ｔｏｎ１）×Ｖｉｎの関係が成り立つ。（ただし、コイルＬ１のインダクタンス及びコンデンサＣ１の静電容量が十分大きく、ダイオードＤ１での電圧降下がない理想モデルの場合）
即ち、トランジスタＴｒ１の一制御周期内でのオン時間により駆動電圧が変化する。トランジスタＴｒ１のオン時間は比較対照波ＷＢによって変化するので、比較対照波ＷＢを制御することにより駆動電圧を制御できる。比較対照波ＷＢは予め設定された駆動電圧の目標値と電圧センサＶＳ１により検出した実際の駆動電圧との偏差に応じて制御され、負荷装置ＬＯＡＤ１での消費電流が変化したり直流電源回路３３が発生する電圧が変動した場合等にも駆動電圧が目標値になるように動作する。
【００５９】
一方、降圧回路３２及び降圧回路制御部３０２において、一制御周期内でトランジスタＴｒ２がオンしている時間をｔｏｎ２、負荷装置ＬＯＡＤ２に出力される駆動電圧をＶｏｕｔ２とすると、Ｖｏｕｔ２＝ｔｏｎ２／Ｔ×Ｖｉｎの関係が成り立つ。（ただし、コイルＬ２のインダクタンス及びコンデンサＣ２の静電容量が十分大きく、ダイオードＤ２での電圧降下がない理想モデルの場合）
即ち、トランジスタＴｒ２の一制御周期内でのオン時間により駆動電圧Ｖｏｕｔ２が変化し、トランジスタＴｒ２のオン時間は比較対照波ＷＢによって変化するので、比較対照波ＷＢを制御することにより駆動電圧Ｖｏｕｔ２を制御できる。比較対照波ＷＢは予め設定された駆動電圧の目標値と電圧センサＶＳ２により検出した実際の駆動電圧との偏差に応じて制御され、負荷装置ＬＯＡＤ２での消費電流が変化したり直流電源回路３３が発生する電圧が変動した場合等にも駆動電圧が目標値になるように動作する。
【００６０】
電圧センサＶＳ１，ＶＳ２からのアナログ信号のサンプリングタイミングとトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のスイッチングタイミングが重なるとアナログ信号にノイズが重畳し、正確な制御が行えない。そこで、第一実施形態と同様の手段によってアナログ信号のサンプリングタイミングとトランジスタのスイッチングタイミングが重ならないようにする。即ち、昇圧回路制御部３０１及び降圧回路制御部３０２の中央演算処理装置の三角波信号を同期させ、三角波信号の山又は谷の折り返し点のタイミングでサンプリングを行う。このための手段として、それぞれの中央演算処理装置の三角波発生部に共通のクロック信号を供給するとともに、初期化時に三角波発生開始信号を通信線３０４を介して伝達し、三角波信号の発生を同時にスタートさせるようにする。以上により、本実施形態においても第一実施形態における効果（１）〜（３）と同様の効果がある。
【００６１】
なお、本実施形態において、請求項の記載における「同期手段」はクロック回路３０３及びこのクロック回路３０３から出力されるクロック信号によって同期する三角波発生部２０５，ＭＰＵ２０によって実現されている。また、「サンプリング手段」はＡ／Ｄ変換器２４，２５及びＡ／Ｄ変換器２４，２５にサンプリングの指示を与えるＭＰＵ２０によって構成されている。また、昇圧回路３１，昇圧回路制御部３０１が一つの「駆動電圧出力部」を構成し、降圧回路３２，降圧回路制御部３０２がもう一つの「駆動電圧出力部」を構成する。また、「サンプリングタイミング制御手段」は、三角波信号の折り返し点で割込みし、Ａ／Ｄ変換器２４，２５にサンプリングを指示するＭＰＵ２０によって実現されている。
【００６２】
なお、前記各実施形態は、以下のような別形態に変更して実施することも可能である。
・第二実施形態において、駆動電圧の目標値は予め設定されているものとしたが、この目標値は他の制御装置から設定され、随時変化するものであってもよい。
【００６３】
・第一実施形態における電動機制御部と第二実施形態における昇圧回路３１及び昇圧回路制御部３０１又は降圧回路３２及び降圧回路制御部３０２とを組み合わせ、昇圧又は降圧した電圧を電動機制御部に供給するものでもよい。
【００６４】
・図６に示すように、第１電動機制御部１１の三角波信号と第２電動機制御部１２の三角波信号との位相差が１８０°であってもよい。このようにしても、一方の三角波信号の折り返し点と他方の三角波信号の折り返し点が一致するので、上記（１）〜（３）と同様の作用効果がある。
【００６５】
・第一実施形態において、三角波信号の折り返し点でサンプリングするアナログ信号は、電流センサからのアナログ信号に限られず、例えばＶＧＲＳ（ギア可変ステアリングシステム）で必要となるステアリングに発生するトルクの信号等をサンプリングするものでもよい。
【００６６】
・第二実施形態において、三角波信号の折り返し点でサンプリングするアナログ信号は、駆動電圧を検出する電圧センサからの信号に限られず、直流電源回路３３が発生する電圧を検出する電圧センサからの信号であってもよく、負荷装置に供給される電流を検出する電流センサであってもよい。
【００６７】
・第一実施形態では、第１電動機制御部１１から第２電動機制御部１２に対して三角波発生開始信号を送ることにより三角波信号の開始タイミングの同期をとった。これを変形し、電動機制御装置１の電源オンの所定時間後に割込み信号を発生する割込信号発生回路を設け、該割込信号発生回路から出力される割込み信号を第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２に入力し、三角波信号の開始タイミングの同期をとるようにしてもよい。第二実施形態においても同様である。
【００６８】
・第一実施形態では、共通のクロック信号を第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２のＭＰＵ及び三角波発生部に供給したが、ＭＰＵのクロック信号は別個のものであってもよく、例えば一定周期で割込み信号を発生させる割込発生回路からの出力信号により、三角波信号の同期をとるものでもよい。このような形態でも、三角波信号の周期が同一であり、同期がとれている限り上記（１）〜（３）と同様の作用効果がある。第二実施形態においても同様である。
【００６９】
・第一実施形態において、第１電動機制御部１１及び第２電動機制御部１２が三角波発生部を共有し、それぞれの比較対照波との比較によってスイッチング素子のスイッチングを行うものでもよい。このようにすれば三角波発生部が一つでよいので低コスト化を図ることができる。第二実施形態においても同様である。
【００７０】
・第一実施形態において、スイッチング素子のスイッチングタイミングの制御には、必ずしも三角波を用いなくてよい。電動機制御部間での制御周期の同期がとれていれば、スイッチング素子のスイッチングが発生しないタイミング（例えば制御周期の開始時点若しくは終了時点又は中間時点）でアナログ信号のサンプリングを行うことにより、スイッチング素子のスイッチングによって発生するノイズの影響を防ぐことができる。第二実施形態においても同様である。
【００７１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によればスイッチング素子による直流電圧とスイッチングと負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号のサンプリングを伴う駆動電圧出力部を複数配置してなる駆動電圧出力装置において、スイッチングのタイミングとサンプリングのタイミングとが重ならないようにすることができる。このため、スイッチングによって発生するノイズがアナログ信号に重畳したタイミングでアナログ信号のサンプリングをすることを防止することができ、精度のよい制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一実施形態における電動機制御装置１を備えた制御システムの概要構成図。
【図２】第一実施形態における第１電動機制御部１１の構成図。
【図３】第一実施形態におけるＭＰＵ２０の内部構成図。
【図４】第一実施形態における第１インバータ回路１３の構成図。
【図５】第一実施形態の三角波発生部の出力波形、比較対照波発生部の出力波形、及びスイッチング素子のオン／オフ状態等の関係を示す説明図。
【図６】第一実施形態における三角波発生部の出力波形の変形例を示す説明図。
【図７】第二実施形態における電源装置ＰＳ１及び負荷装置ＬＯＡＤ１，ＬＯＡＤ２の構成を示した図。
【図８】第二実施形態における三角波ＷＡ、比較対照波ＷＢ、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のオン／オフ波形ＷＴの関係を示した図。
【図９】従来技術の三角波発生部の出力波形、比較対照波発生部の出力波形、及びスイッチング素子のオン／オフ状態等の関係を示す説明図。
【図１０】従来技術の三角波発生部の出力波形、比較対照波発生部の出力波形、及びスイッチング素子のオン／オフ状態等の関係を示す説明図。
【符号の説明】
１・・・電動機制御装置
１０・・・上位コントローラ
１１・・・第１電動機制御部（制御手段）
１２・・・第２電動機制御部（制御手段）
１３・・・第１インバータ回路
１４・・・第２インバータ回路
１５・・・第１電動機
１６・・・第２電動機
１９・・・通信線
１５ｖ・・・Ｖ相電流センサ、１５ｗ・・・Ｗ相電流センサ
１６ｖ・・・Ｖ相電流センサ、１６ｗ・・・Ｗ相電流センサ
１５ｅ・・・エンコーダ、１６ｅ・・・エンコーダ
１７・・・直流電源回路（直流電圧源）
１８・・・クロック回路
２０・・・ＭＰＵ
２０５・・・三角波発生部
２０６・・・比較対照波発生部
２０７・・・比較部
ＰＳ１・・・電源装置
ＬＯＡＤ１，ＬＯＡＤ２・・・負荷装置
３０・・・制御部
３１・・・昇圧回路
３２・・・降圧回路
３３・・・直流電源回路
３０１・・・昇圧回路制御部（制御手段）
３０２・・・降圧回路制御部（制御手段）
３０３・・・クロック回路
３０４・・・通信線
Claims (6)
- 直流電圧をスイッチングして負荷装置へ出力する駆動電圧を生成するスイッチング素子と、前記負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号をサンプリングするサンプリング手段と、所定の制御周期で前記サンプリング手段によるサンプリングを行うとともに該サンプリングの結果に基づいて前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御手段とを備えた駆動電圧出力部を複数配置してなる駆動電圧出力装置において、
前記複数の駆動電圧出力部の間で制御周期の同期をとる同期手段を備え、
前記制御手段は、前記複数配置された何れの駆動電圧出力部においても前記スイッチング素子のスイッチングが行われないタイミングで前記アナログ信号をサンプリングするべく前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をするサンプリングタイミング制御手段を備えたことを特徴とする駆動電圧出力装置。 - 請求項１記載の駆動電圧出力装置において、
前記同期手段は、前記制御手段の制御周期を規定するクロック信号を生成するクロック信号生成回路を備え、
同クロック信号生成回路は、前記複数の駆動電圧出力部の各制御手段にクロック信号を共通して供給することにより前記制御周期の同期をとることを特徴とする駆動電圧出力装置。 - 請求項１又は２記載の駆動電圧出力装置において、
前記制御手段は前記制御周期と同一周期の三角波信号を用いてスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御するものであり、
前記サンプリングタイミング制御手段は前記三角波信号の折り返し点のタイミングで前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をすることを特徴とする駆動電圧出力装置。 - 直流電圧をスイッチングして負荷装置へ出力する駆動電圧を生成するスイッチング素子と、前記負荷装置の負荷状態を示すアナログ信号をサンプリングするサンプリング手段と、所定の制御周期で前記サンプリング手段によるサンプリングを行うとともに該サンプリングの結果に基づいて前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御手段とを備えた駆動電圧出力部を複数配置してなる駆動電圧出力装置の制御方法において、
前記複数の駆動電圧出力部の間で制御周期を同期させ、前記複数配置された何れの駆動電圧出力部においても前記スイッチング素子のスイッチングが行われないタイミングで前記アナログ信号をサンプリングするべく前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をすることを特徴とする駆動電圧出力装置の制御方法。 - 請求項４の駆動電圧出力装置の制御方法において、
前記制御手段の制御周期を規定するクロック信号を前記複数の駆動電圧出力部の各制御手段に共通して供給することにより前記制御周期を同期させることを特徴とする駆動電圧出力装置の制御方法。 - 請求項４又は５記載の駆動電圧出力装置の制御方法において、
前記制御周期と同一周期の三角波信号を用いてスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御し、同三角波信号の折り返し点のタイミングで前記サンプリング手段に対してサンプリング指示をすることを特徴とする駆動電圧出力装置の制御方法。
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Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007252070A (ja) * | 2006-03-15 | 2007-09-27 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 電源システム |
| JP2007306705A (ja) * | 2006-05-11 | 2007-11-22 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍアンプ |
| JP2009183075A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Denso Corp | 電力変換制御装置、及び電力変換システム |
| JP2009213233A (ja) * | 2008-03-04 | 2009-09-17 | Nec Electronics Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路 |
| JP2010029023A (ja) * | 2008-07-23 | 2010-02-04 | Denso Corp | 電力変換装置 |
| JP2015045553A (ja) * | 2013-08-28 | 2015-03-12 | 株式会社三社電機製作所 | スイッチング電源を備える二次電池の充放電装置 |
| JP2015228751A (ja) * | 2014-06-02 | 2015-12-17 | ブラザー工業株式会社 | 画像形成装置及びモータ制御装置 |
| JP2016021789A (ja) * | 2014-07-11 | 2016-02-04 | 株式会社島津製作所 | 圧力制御装置および真空システム |
| WO2016135840A1 (ja) * | 2015-02-24 | 2016-09-01 | 三菱電機株式会社 | 電動駆動装置、及び電動パワーステアリング装置 |
| JPWO2014111993A1 (ja) * | 2013-01-18 | 2017-01-19 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Ｐｗｍ出力とａｄ変換の競合回避制御装置および競合回避制御方法、ならびにパワー制御システム |
| WO2017090350A1 (ja) * | 2015-11-25 | 2017-06-01 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電動機の制御装置及びそれを用いた電動車両 |
| WO2022127109A1 (zh) * | 2020-12-14 | 2022-06-23 | 蔚来汽车科技(安徽)有限公司 | 电压变换设备、电驱动系统和车辆 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3775416B2 (ja) * | 2003-02-10 | 2006-05-17 | オムロン株式会社 | インバータ装置 |
| US7053568B2 (en) * | 2004-09-20 | 2006-05-30 | Oldenburg Group Incorporated | Battery-powered vehicle with AC driven traction and pump motors for mining applications |
| JP4295734B2 (ja) * | 2005-02-25 | 2009-07-15 | 三菱重工業株式会社 | バッテリー駆動車両及びその制御方法 |
| JP4682727B2 (ja) * | 2005-07-13 | 2011-05-11 | パナソニック株式会社 | モータ駆動装置 |
| JP4839722B2 (ja) * | 2005-08-08 | 2011-12-21 | トヨタ自動車株式会社 | 車両の電源装置 |
| TW200715099A (en) * | 2005-10-07 | 2007-04-16 | Delta Electronics Inc | Heat dissipation system |
| JP2008104266A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置および洗濯乾燥機のモータ駆動装置 |
| DE102007001389A1 (de) * | 2007-01-09 | 2008-07-17 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Pulsweitenmodulation |
| US8390965B2 (en) * | 2008-05-07 | 2013-03-05 | Cal-Comp Electronics & Communications Company Limited | Over-current protection device for multiple high-voltage motive devices and method thereof |
| US9831865B2 (en) | 2013-04-05 | 2017-11-28 | Abb Schweiz Ag | RC-IGBT switching pulse control |
| CN111169184A (zh) * | 2020-02-19 | 2020-05-19 | 上海商米科技集团股份有限公司 | 采样方法和采样装置 |
| CN114070133B (zh) * | 2020-08-04 | 2023-09-15 | 美的威灵电机技术（上海）有限公司 | 驱动装置、控制方法、电器设备和存储介质 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2190754A (en) * | 1986-04-11 | 1987-11-25 | Hitachi Ltd | Load current detecting device for pulse width modulation inverter |
| EP0268490A3 (en) * | 1986-11-20 | 1988-08-24 | Unimation Inc. | Digital robot control having improved arm joint motor control and feedback torque current sensing systems |
| JPH05292753A (ja) * | 1992-04-10 | 1993-11-05 | Meidensha Corp | Ｐｗｍインバータの電流検出方法 |
| US6178103B1 (en) * | 2000-05-10 | 2001-01-23 | Ford Global Technologies, Inc. | Method and circuit for synchronizing parallel voltage source inverters |
| JP2003037990A (ja) * | 2001-07-24 | 2003-02-07 | Hitachi Ltd | モータ制御装置 |
| JP3807301B2 (ja) * | 2001-12-20 | 2006-08-09 | 松下電器産業株式会社 | モータ駆動装置 |
| US6828753B2 (en) * | 2002-08-26 | 2004-12-07 | International Rectifier Corporation | Input filter for A.C. motor phase current sensing |
| US6912139B2 (en) * | 2002-11-14 | 2005-06-28 | Fyre Storm, Inc. | Multi-channel control methods for switched power converters |
| US6906500B2 (en) * | 2002-11-14 | 2005-06-14 | Fyre Storm, Inc. | Method of operating a switching power converter |
-
2003
- 2003-02-12 JP JP2003034096A patent/JP2004248377A/ja active Pending
-
2004
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Cited By (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007252070A (ja) * | 2006-03-15 | 2007-09-27 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 電源システム |
| JP2007306705A (ja) * | 2006-05-11 | 2007-11-22 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍアンプ |
| JP2009183075A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Denso Corp | 電力変換制御装置、及び電力変換システム |
| JP2009213233A (ja) * | 2008-03-04 | 2009-09-17 | Nec Electronics Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路 |
| US7982337B2 (en) | 2008-03-04 | 2011-07-19 | Renesas Electronics Corporation | DC-DC converter control circuit |
| JP2010029023A (ja) * | 2008-07-23 | 2010-02-04 | Denso Corp | 電力変換装置 |
| JPWO2014111993A1 (ja) * | 2013-01-18 | 2017-01-19 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Ｐｗｍ出力とａｄ変換の競合回避制御装置および競合回避制御方法、ならびにパワー制御システム |
| JP2015045553A (ja) * | 2013-08-28 | 2015-03-12 | 株式会社三社電機製作所 | スイッチング電源を備える二次電池の充放電装置 |
| JP2015228751A (ja) * | 2014-06-02 | 2015-12-17 | ブラザー工業株式会社 | 画像形成装置及びモータ制御装置 |
| JP2016021789A (ja) * | 2014-07-11 | 2016-02-04 | 株式会社島津製作所 | 圧力制御装置および真空システム |
| US10205416B2 (en) | 2015-02-24 | 2019-02-12 | Mitsubishi Electric Corporation | Electric driving apparatus and electric power steering apparatus |
| JPWO2016135840A1 (ja) * | 2015-02-24 | 2017-04-27 | 三菱電機株式会社 | 電動駆動装置、及び電動パワーステアリング装置 |
| CN107343389A (zh) * | 2015-02-24 | 2017-11-10 | 三菱电机株式会社 | 电动驱动装置及电动助力转向装置 |
| WO2016135840A1 (ja) * | 2015-02-24 | 2016-09-01 | 三菱電機株式会社 | 電動駆動装置、及び電動パワーステアリング装置 |
| CN107343389B (zh) * | 2015-02-24 | 2020-05-12 | 三菱电机株式会社 | 电动驱动装置及电动助力转向装置 |
| WO2017090350A1 (ja) * | 2015-11-25 | 2017-06-01 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電動機の制御装置及びそれを用いた電動車両 |
| JP2017099150A (ja) * | 2015-11-25 | 2017-06-01 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電動機の制御装置及びそれを用いた電動車両 |
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