JP2008104266A

JP2008104266A - モータ駆動装置および洗濯乾燥機のモータ駆動装置

Info

Publication number: JP2008104266A
Application number: JP2006283360A
Authority: JP
Inventors: Mitsusachi Kiuchi; 光幸木内; Wataru Hamaguchi; 渉濱口
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-10-18
Filing date: 2006-10-18
Publication date: 2008-05-01
Also published as: CN101166008A; CN201153244Y; CN101166008B

Abstract

【課題】複数のモータを同時に正弦波駆動するモータ駆動装置を小型化する。
【解決手段】直流電源母線から直流電力を供給して第１のインバータ回路３Ａ、第２のインバータ回路３Ｂからなる複数のインバータ回路により交流電力に変換し第１のモータ４Ａ、第２のモータ４Ｂ、第３のモータ４Ｃをモータ電流を検出する第１の電流検出手段５Ａ、第２の電流検出手段５Ｂ、第３の電流検出手段５Ｃと制御手段６により制御し、正と負の直流電源母線間に複数のインバータ回路を並列関係に配置し、制御手段を正と負の直流電源母線間の外側に配置することにより高精度の電流検出が可能となり少なくとも１つのプロセッサにより複数モータ同時駆動する駆動装置を小型化できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のインバータ回路により複数のモータを同時に駆動するヒートポンプ式洗濯乾燥機等のモータ駆動装置に関するものである。

従来、この種のモータ駆動装置は、複数のインバータ回路により複数のモータを同時に制御手段により回転駆動していた（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６−１１６０６６号公報

しかし、このような従来のモータ駆動装置は、洗濯脱水モータを駆動する第１のインバータ回路と、ヒートポンプの圧縮機モータを駆動する第２のインバータ回路の直流電源を共用しているため、インバータ回路のグランドラインに流れる共通電流やスイッチングノイズが相互に影響して電流検出手段、あるいは、電流信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段にノイズ信号が侵入して電流検知精度が低下する課題があった。さらに、インバータ回路相互干渉を減らすために共通インピーダンスを無くすように配線パターンをスター配線にすると基板面積が増大し、インバータ回路制御信号配線パターンが長くなって誤動作し易くなる課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、インバータ回路の正負直流電源母線間に複数のインバータ回路を並列関係に接続し、インバータ回路の下アームスイッチングトランジスタのエミッタ端子にシャント抵抗よりなる電流検出手段を接続し、複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段のプロセッサを正負直流電源母線間の外側に配置するもので、共通インピーダンスによるインバータ回路相互干渉を減らして電流検出精度を高め、インバータ回路制御信号の配線を短くして配線パターンに重畳するスイッチングノイズを減らし、制御基板の実装密度を高め制御基板を小型化するものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を複数のインバータ回路により交流電力に変換して複数のモータを同時に正弦波駆動するもので、直流電源の直流電力を供給する正と負の直流電源母線間に複数のモータを同時にそれぞれ駆動する複数のインバータ回路を並列関係に接続し、複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子側にモータ電流を検出するシャント抵抗を設け、モータ電流を検出して複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段を正と負の直流電源母線の外側に配置するようにしたものである。

さらに、回転ドラム駆動モータを駆動する第１のインバータ回路、ヒートポンプの圧縮機モータを駆動する第２のインバータ回路、送風ファンモータを駆動する第３のインバータ回路を正と負の直流電源母線間に並列関係に接続し、複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子側にモータ電流を検出するシャント抵抗を設け、モータ電流を検出して複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段を正と負の直流電源母線間の外側に配置してヒートポンプ式洗濯乾燥機のモータ駆動装置を構成するようにしたものである。

これによって、制御手段を構成するプロセッサとインバータ回路、及び電流検出手段間の配線インピーダンスと共通インピーダンスを減らして、スイッチングノイズによる誤動作と相互干渉を減らし、電流検出精度を向上させることができ、さらに、実装密度を高め制御基板を小型化できる。

本発明のモータ駆動装置は、インバータ回路と制御手段の配線を短くしキャリヤ信号を同期させることにより電流検出精度を向上させ、インバータ回路の配線による共通インピーダンスの影響やスイッチングノイズの影響をほとんど受けずに電流検出できるので、複数のモータを同時にベクトル制御、あるいはセンサレスベクトル制御することができ、小型、安価、高信頼性のモータ駆動装置を実現することができる。

第１の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を供給する正と負の直流電源母線と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路によりそれぞれ駆動される複数のモータと、前記複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子に接続され前記モータ電流を検出する複数の電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記複数のインバータ回路を制御して前記複数のモータを同時に駆動する制御手段とを備え、前記インバータ回路を前記正と負の直流電源母線間に並列関係に配置し、前記制御手段は前記正と負の直流電源母線の外側に配置するようにしたモータ駆動装置としたものであり、電流検出手段と制御手段の配線インピーダンスを減らして電流検出精度を向上させ、さらに、インバータ回路と制御手段の配線を短くすることによりインバータ回路ゲート信号へのスイッチングノイズの重畳を減らして誤動作を防ぐことができるので、複数のモータを同時にベクトル制御、あるいはセンサレスベクトル制御する制御基板を小型化できる。

第２の発明は、第１の発明におけるモータ駆動装置は、複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段は少なくとも１ヶあるいは２ヶのプロセッサよりなり、電流検出手段は複数のインバータ回路の下アームエミッタ端子にそれぞれ接続されたシャント抵抗を備え、前記複数のインバータ回路のキャリヤ信号を同期させ、前記複数のインバータ回路のそれぞれのキャリヤ信号に同期して電流検出するようにしたものであり、電流検出時における複数のインバータ回路同時運転におけるスイッチングノイズによるノイズ相互干渉を無くすことができる。

第３の発明は、第１の発明におけるモータ駆動装置は、複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段は少なくとも１ヶあるいは２ヶのプロセッサよりなり、前記複数のインバータ回路と前記プロセッサ間に負の直流電源母線を配置し、前記プロセッサは前記複数のインバータ回路への制御信号配線距離が最も短くなるように配置するようにしたものであり、複数のインバータ回路とプロセッサ間の配線距離を短くすると同時にインバータ回路とプロセッサのグランド電位を共通化でき、複数のインバータ回路同時運転におけるプロセッサからのインバータゲート信号のスイッチングノイズ重畳による誤動作、あるいはプロセッサに内蔵された電流検出時のＡ／Ｄ変換手段の誤動作を無くすことができる。

第４の発明は、第１の発明におけるモータ駆動装置は、インバータ回路は、複数のスイッチングトランジスタ、ダイオード、及び制御ＩＣより構成されたパワーモジュールよりなり、前記パワーモジュールと電流検出手段よりなるインバータ回路ブロックを並列関係に配置し、前記複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段を構成するプロセッサと前記複数のインバータ回路間に負の直流電源母線を配置し、前記パワーモジュールを構成する制御ＩＣの負側電源端子と前記制御手段を構成するプロセッサのグランド端子を前記負の直流電源母線に共通接続するようにしたものであり、複数のパワーモジュールとプロセッサ間の配線距離を短くすると同時にパワーモジュールとプロセッサのグランド電位を共通化でき、複数のパワーモジュール同時運転における制御ＩＣの誤動作、あるいはプロセッサに内蔵された電流検出時のＡ／Ｄ変換手段の誤動作を無くし、モジュール化により実装密度を高め制御基板を小型化することができる。

第５の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を供給する正と負の直流電源母線と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路により駆動される複数のモータと、前記複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子に接続され前記モータ電流を検出する複数の電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記複数のインバータ回路を制御して前記複数のモータを駆動する制御手段よりなり、第１のインバータ回路はヒートポンプの圧縮機モータを駆動し、第２のインバータ回路は回転ドラム駆動モータを駆動し、第３のインバータ回路は送風ファンモータを駆動し、前記インバータ回路を前記正と負の直流電源母線間に並列関係に配置し、前記制御手段は前記正と負の直流電源母線間の外側に配置するようにした洗濯乾燥機のモータ駆動装置としたものであり、電流検出手段と制御手段の配線インピーダンスを減らして電流検出精度を向上させ、さらに、インバータ回路と制御手段の配線を短くすることによりインバータ回路ゲート信号へのスイッチングノイズの重畳を減らして誤動作を防ぐことができるので、ヒートポンプ乾燥運転行程の如き同時に、回転ドラムモータをベクトル制御し、圧縮機モータをセンサレスベクトル制御し、送風ファンモータをセンサレス正弦波駆動することができるので、乾燥運転行程の静音化が可能となり、さらに、制御基板を小型化でき低価格のヒートポンプ式洗濯乾燥機を実現できる。

第６の発明は、第５の発明における洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、ヒートポンプの圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路と、回転ドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路と、送風ファンモータを駆動する第３のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子に接続されモータ電流を検出する複数の電流検出手段を備え、直流電源に最も近接して圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路を配置するようにしたものであり、乾燥行程の如き複数のインバータ回路同時運転におけるインバータ回路電流の大きい順に直流電源に近接して配置することにより大電流配線パターン距離を短くでき、共通インピーダンスによるインバータ回路相互干渉を減らし、基板面積を小型化できる。

第７の発明は、第５の発明における洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、ヒートポンプの圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路と、回転ドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路と、送風ファンモータを駆動する第３のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子に接続されモータ電流を検出する複数の電流検出手段を備え、直流電源に最も近接して、洗濯兼脱水モータを駆動する第２のインバータ回路を配置するようにしたものであり温風脱水行程の如き複数のインバータ回路同時運転におけるインバータ回路ピーク電流の大きい順に直流電源に近接して配置することにより大電流配線パターン距離を短くでき、共通インピーダンスによるインバータ回路相互干渉を減らし、基板面積を小型化できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図を示すもので、複数のインバータ回路とその制御手段の構成を示している。

図１において、交流電源１より全波整流回路２０と電解コンデンサ２１より構成される整流回路に交流電力を加えて直流電力に変換する直流電源２を構成し、直流電源２の正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂより直流電力を供給し、第１のインバータ回路３Ａ、第２のインバータ回路３Ｂ、および第３のインバータ回路３Ｃにより直流電力を３相交流電力に変換して、第１のモータ４Ａ、第２のモータ４Ｂおよび第３のモータ４Ｃを駆動する。それぞれのインバータ回路の下アームスイッチングトランジスタのエミッタ端子Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗに接続されモータ電流を検出する第１の電流検出手段５Ａ、第２の電流検出手段５Ｂ、および第３の電流検出手段５Ｃと、制御手段６により、第１のモータ４Ａ、第２のモータ４Ｂおよび第３のモータ４Ｃのそれぞれのモータ電流を検出してベクトル制御、センサレスベクトル制御、あるいはセンサレス正弦波駆動する。

制御手段６は、マイクロコンピュータ等よりなる第１のプロセッサ６０Ａと第２のプロセッサ６０Ｂ、クロック手段６１、信号回路電源あるいはプロセッサ直流電源電圧を供給するスイッチング電源６２より構成され、電流検出手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃにより検出したモータ電流信号によりインバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃを駆動して複数のモータを同時にベクトル制御あるいはセンサレス正弦波駆動する。

第１のプロセッサ６０Ａは、インバータ回路３ＡをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段（図示せず）および高速Ａ／Ｄ変換手段（図示せず）を内蔵するマイクロコンピュータ、あるいは、ディジタルシグナルプロセッサ（略してＤＳＰと称す）等の高速プロセッサにより構成され、ゲート信号ＧＡによりインバータ回路３Ａを制御して第１のモータ４Ａを制御し、第２のプロセッサ６０Ｂは、インバータ回路３Ｂ、３Ｃを同期してＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段（図示せず）および高速Ａ／Ｄ変換手段（図示せず）を複数ヶ内蔵するマイクロコンピュータ、あるいは、ディジタルシグナルプロセッサ（略してＤＳＰと称す）等の高速プロセッサにより構成され、ゲート信号ＧＢ、ＧＣによりインバータ回路３Ｂ、３Ｃを同時に駆動し、第２のモータ４Ｂと第３のモータ４Ｃをそれぞれ異なる回転速度で同時に制御する。ここで、電流検知手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃからプロセッサ６０Ａ、６０Ｂに内蔵されるＡ／Ｄ変換手段への電流信号は図示していない。なお、図１に示す実施例は２プロセッサ３インバータ駆動方式を示しているが、少なくとも１つのプロセッサに複数のＰＷＭ制御回路と複数のＡ／Ｄ変換手段を内蔵し、プロセッサ内部で複数のキャリヤ信号の同期をとることにより１プロセッサ３インバータ駆動方式を実現することにより同様の制御が可能である。

後ほど詳細説明するように、電流検出時のスイッチングノイズ相互干渉を除けるために、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃのキャリヤ周波数は整数倍とし、かつ、キャリヤ信号の同期をとる必要があり、クロック手段６１を共通にしてクロック信号ｃｋを第１のプロセッサ６０Ａと第２のプロセッサ６０Ｂに同時に与え、かつ、第１のプロセッサ６０Ａと第２のプロセッサ６０Ｂは同期信号ｓｙｃによりキャリヤ信号の同期をとっている。

電流検出手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃは３シャント式電流検知方式で、３ヶ又は２ヶのシャント抵抗と電流信号増幅手段より構成し、電流検出手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃの基本構成は同じであり、モータ電流に応じてシャント抵抗値が異なるので、以下代表例について説明する。

フルブリッジ３相インバータ回路下アームトランジスタのそれぞれのエミッタ端子（Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗ）にシャント抵抗の一方の端子を接続し、シャント抵抗の他方の端子は直流電源母線の負側電源線Ｌｎに接続するもので、それぞれ３ヶのシャント抵抗より構成されるため３シャント方式と呼ばれる。３シャント式電流検知方式は、下アームトランジスタが全て導通状態のタイミングにおいて電流検出するので、インバータ回路スイッチングトランジスタのスイッチングノイズの影響を受けず、１シャント方式と比較し抵抗１ヶの損失が減少するので、抵抗損失を等しくすると抵抗値を大きくでき検知精度が向上する特長がある。さらに、Ａ／Ｄ変換制御プログラムが簡単で、キャリヤ周波数が高い場合でも電流検出できる。特に、複数のインバータ回路を同時に駆動する本実施の形態の場合、電流検出時にスイッチングノイズ相互干渉が発生する課題があり、同時動作する全てのインバータ回路の電流検知手段を３シャント方式にし、かつ、全てのインバータ回路のキャリヤ周期を同じ、あるいは整数倍にして同期をとり、全てのトランジスタがオンあるいはオフの状態で電流検出することによりスイッチングノイズ相互干渉をなくすことができる。

インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃは図２で詳述するように制御ＩＣとパワースイッチング素子が内蔵されたパワーモジュールで構成され、その制御電源端子ＶＢには通常１５Ｖ程度の直流電圧を印加する必要があり、制御電源端子ＶＢと負側電源端子Ｎ間にノイズ対策用のインバータ回路デカップリングコンデンサ３００を近接して接続する。また、プロセッサの電源端子ＶｃｃとグランドＧＮＤ端子間にノイズ対策用のプロセッサデカップリングコンデンサ６００ａ、６００ｂを近接して接続することによりスイッチングノイズによる誤動作を防ぐことができる。インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃは直流電源２の正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂ間に配置され、制御手段６は正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂ間の外側に配置され、複数のインバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃとプロセッサ６０Ａ、６０Ｂの間に負側直流電源母線２Ｂが配置され、プロセッサ６０Ａ、６０Ｂのグランド端子ＧＮＤとインバータ回路の制御ＩＣの負側電源端子Ｎは負側直流電源母線２Ｂに接続してグランド共通となる。上記配置により複数のインバータ回路とプロセッサ間の負側直流電源母線２Ｂが実質的な制御回路のグランドとなり、インバータ回路制御ＩＣのデカップリングコンデンサ３００ａ、３００ｂ、３００ｃの負電圧側端子、プロセッサデカップリングコンデンサ６００ａ、６００ｂの負電圧端子は負側直流電源母線２Ｂに近接して配置し易くなり、ノイズ誤動作対策に効果のある配置が実現できる。

なお、図１において２プロセッサ３インバータ駆動方式の実施例を示したが、１つのプロセッサにより３インバータ回路を同時に駆動する方式も同様であり、部品点数を低減できるので低価格のモータ駆動装置を実現できる特長がある。

図２は、本発明の第１の実施の形態におけるインバータ回路の詳細回路図であり、６個のトランジスタとダイオード、および制御用ＩＣよりなるパワーモジュールよりインバータ回路を構成している。ここで、３相アームの１つのＵ相アーム３０Ａについて説明すると、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと略す）よりなる上アームトランジスタ３１ａ１と逆並列ダイオード３２ａ１の並列接続体と、ＩＧＢＴよりなる下アームトランジスタ３１ａ２と逆並列ダイオード３２ａ２の並列接続体を直列関係に接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のコレクタ端子はインバータ回路の正側直流電源母線端子Ｐに接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のエミッタ端子はモータ４への出力端子Ｕに接続し、下アームトランジスタ３１ａ２のエミッタ端子Ｎｕは電流検出手段５を構成するＵ相シャント抵抗５０ａを介して負側直流電源母線Ｌｎに接続する。また、制御ＩＣ（ゲート駆動回路）のグランド端子Ｎは負側直流電源母線Ｌｎに接続される。

上アームトランジスタ３１ａ１は上アーム駆動信号Ｕｐに応じて上アームゲート駆動回路３３ａ１により駆動され、下アームトランジスタ３１ａ２は下アーム駆動信号Ｕｎに応じて下アームゲート駆動回路３３ａ２によりオンオフスイッチング制御される。上アームゲート駆動回路３３ａ１は、微分信号によりセットリセットされるＲＳフリップフロップ回路を内蔵し、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち上がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオン動作させ、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち下がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオフ動作させる。下アームゲート駆動回路３３ａ２にはＲＳフリップフロップ回路は不必要であり、内蔵していない。

ＩＧＢＴのゲート印加電圧は１０〜１５Ｖ必要であり、下アームトランジスタ３１ａ２をオンさせると、１５Ｖの直流電源制御端子ＶＢよりブートストラップ抵抗３４ａ、ブートストラップダイオード３５ａを介してブートストラップコンデンサ３６ａが充電されるので、ブートストラップコンデンサ３６ａの蓄積エネルギーにより上アームトランジスタ３１ａ１をオンオフスイッチングできる。また、下アームの逆並列ダイオード３２ａ２が導通した場合にも同様にブートストラップコンデンサ３６ａが充電される。

インバータ回路３の遮断信号端子Ｏｆに過電流検知信号を加えることによりインバータ回路３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相各下アームトランジスタが瞬時にターンオフする。

Ｖ相アーム３０Ｂ、Ｗ相アーム３０Ｃも同様の接続であり、各アームの下アームトランジスタのエミッタ端子Ｎｖ、Ｎｗは電流検出手段５を構成するＶ相シャント抵抗５０ｂ、Ｗ相シャント抵抗５０ｃに接続し、Ｖ相シャント抵抗５０ｂ、Ｗ相シャント抵抗５０ｃの他方の端子は直流電源負電位端子Ｎに接続している。ＩＧＢＴ、あるいはパワーＭＯＳＦＥＴにより下アームトランジスタを構成すると、ゲート電圧を制御することによりスイッチング制御できるので、ＩＧＢＴの場合はエミッタ端子、パワーＭＯＳＦＥＴの場合にはソース端子に接続するシャント抵抗の電圧が１Ｖ以下となるように抵抗値を選定すればスイッチング動作にはほとんど影響することなく電圧制御によりオンオフスイッチング制御でき、ＵＶＷ各相シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを検出することによりインバータ回路出力電流、すなわちモータ電流を検出できる。

図３は、本発明による電流検出手段５の電流信号増幅手段を単電源増幅回路より構成した詳細回路図であり、ＵＶＷ各相シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃにより検出した交流の電流信号を非反転増幅器により変換増幅し、プロセッサに内蔵するＡ／Ｄ変換器が検出できるＤＣ電圧レベルＶｃｃにレベル変換するものである。

ＵＶＷ各相電流信号増幅手段５１ａ、５１ｂ、５１ｃは同一の回路なので、Ｕ相電流信号増幅手段５１ａについて説明する。Ｕ相シャント抵抗５０ａに発生する電圧ｖｅｕのピーク値はインバータ回路３のＵ相出力電流に対応しており、Ｕ相シャント抵抗電圧ｖｅｕは電流信号増幅手段の接地電位に対して正と負に変化する。マイクロコンピュータ等に内蔵のＡ／Ｄ変換器は所定の直流電圧Ｖｃｃで動作するので、直流電圧Ｖｃｃのセンター値（１／２・Ｖｃｃ）を電流零としセンター値に対して変化するように増幅レベルシフトさせる必要がある。言い換えれば、Ａ／Ｄ変換器の入力ダイナミックレンジ内で、モータ電流信号が変化するように設定する。

Ｕ相シャント抵抗５０ａと並列関係にコンデンサ５００ａを接続し、Ｕ相シャント抵抗５０ａより第１の入力抵抗５０１ａと第２の入力抵抗５０２ａを直列関係に接続し、Ｕ相電流信号増幅手段５１ａの直流電源端子５５に第２の入力抵抗５０２ａをプルアップ接続する。第１の入力抵抗５０１ａ（抵抗値Ｒ２）と第２の入力抵抗５０２ａ（抵抗値Ｒ１）の接続点を演算増幅器５０３ａの非反転入力端子に接続し、演算増幅器５０３ａの出力端子と反転入力端子間に帰還抵抗５０４ａ（抵抗値Ｒ４）を接続し、反転入力端子と接地電位間に抵抗５０５ａ（抵抗値Ｒ３）を接続し非反転増幅器を構成する。Ｕ相シャント抵抗５０ａの抵抗値をＲｏとすると、シャント抵抗５０ａの電圧ｖｅｕは抵抗値Ｒｏと電流Ｉｕの積（ｖｅｕ＝Ｒｏ×Ｉｕ）となり、第１の入力抵抗５０１ａと第２の入力抵抗５０２ａの分圧比ｋをｋ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）、帰還増幅率ＫをＫ＝Ｒ４／Ｒ３とすると、電流信号増幅手段５１ａの出力電圧ｖａｕは式１で表される。

ここで、分圧比ｋと帰還増幅率Ｋの積、すなわち、ｋ×Ｋ＝０．５となるようにすれば、Ａ／Ｄ変換器の直流電源電圧Ｖｃｃの１／２を中心にして電流Ｉｕに対応した電圧信号に変換される。

例えば、分圧比ｋ＝０．１、帰還増幅率Ｋ＝５、シャント抵抗値Ｒｏ＝０．２Ω、直流電源端子に加える電圧Ｖｃｃ＝５Ｖとすると、電流信号増幅手段５１ａの出力電圧はｖａｕ＝０．９×Ｉｕ＋２．５で表される。すなわち、Ａ／Ｄ変換器のＤＣ電圧が５Ｖの場合、センター値２．５Ｖが０Ａに相当し、ダイナミックレンジは±２．５Ｖに対してほぼ±２．５Ａまでの電流を検出することができる。

抵抗５０６ａとダイオード５０７ａ、５０８ａはＡ／Ｄ変換回路の過電圧保護のために接続している。

図３に説明した非反転増幅器を使用した電流信号増幅手段５１ａは、前述したように、プルアップ接続する直流電源電圧とＡ／Ｄ変換器の直流電源電圧（Ｖｃｃ）と等しくし、第１の入力抵抗とプルアップ接続する第２の入力抵抗の分圧比ｋと帰還増幅率Ｋの積（ｋ×Ｋ）をほぼ０．５となるようにすれば、Ａ／Ｄ変換回路の直流電源電圧（Ｖｃｃ）のセンター値にレベル変換できる。

以上述べたように、本発明による電流検出手段は少ない部品点数と単電源の演算増幅器により電流検出が容易、かつ安価に行うことができる。また、演算増幅器によりシャント抵抗の電流信号を増幅するので低抵抗のシャント抵抗でも電流検出可能となり、シャント抵抗の損失を減らすことができ、シャント抵抗を小型化にしてシャント抵抗と電流信号増幅手段を一体化した電流検出モジュールを小型化することができる。また、シャント抵抗と演算増幅器の配線を短くすることができるので、配線による電流検出誤差をほとんど無くすことができる。さらに、電流信号増幅手段がバッファとなって高速スイッチングノイズはＡ／Ｄ変換器に直接入力されないのでＡ／Ｄ変換器が誤動作したりラッチアップする恐れがない。また、図３に示した非反転増幅器によると、単電源で動作するので制御回路直流電源を簡素化することができる。

図４は図１に示したモータ駆動装置の制御手段のキャリヤ信号、ＰＷＭ制御信号と電流検出Ａ／Ｄ変換のタイミングチャートを示す。Ｃａはインバータ回路３Ａのキャリヤ信号、Ｃｂはインバータ回路３Ｂのキャリヤ信号、Ｃｃはインバータ回路３Ｃのキャリヤ信号を示し、キャリヤ信号Ｃｂ、Ｃｃのキャリヤ周波数は全く同じで同期しており、キャリヤ信号Ｃａ、Ｃｂのキャリヤ周波数は１対４の整数比に同期設定している。

Ｇｐａ１、Ｇｎａ１はインバータ回路３ＡのＵ相上アームと下アームのＰＷＭ制御信号で、Ａ／Ｄａは電流検出手段５Ａの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示しており、キャリヤ信号Ｃａのピークとなる時間ｔ３でＡ／Ｄ変換動作する。Ｇｐｂ１、Ｇｎｂ１はインバータ回路３ＢのＵ相上アームと下アームのＰＷＭ制御信号で、Ａ／Ｄｂは電流検出手段５Ｂの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示し、キャリヤ信号Ｃｂのピークとなる時間ｔ１、ｔ３、ｔ５でＡ／Ｄ変換を行う。Ｇｐｃ１、Ｇｎｃ１はインバータ回路３ＣのＵ相上アームと下アームのＰＷＭ制御信号で、Ａ／Ｄｃは電流検出手段１０ｃの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示し、キャリヤ信号Ｃｃのピークとなる時間ｔ２、ｔ４でＡ／Ｄ変換動作する。インバータ回路３Ｂと３Ｃはキャリヤ信号交互にＡ／Ｄ変換され、インバータ回路３ＡのＡ／Ｄ変換タイミングは、インバータ回路３Ｂ、３Ｃのキャリヤ信号のピーク（ｔ３）のタイミングでＡ／Ｄ変換するので、スイッチングノイズによる相互干渉を除くことができる。

図４のタイミングチャートにおいて、インバータ回路３ＣのＡ／Ｄ変換タイミングｔ２、ｔ４とインバータ回路３Ａのスイッチングタイミングが重なる場合があるが、インバータ回路３Ｃのシャント抵抗を大きくすると共通インピーダンスによる電流検出誤差をほとんど除くことができる。言い換えれば、インバータ回路３Ａ、３Ｂに比較してインバータ回路３Ｃの出力電流を小さくし、シャント抵抗を大きくすることによりＡ／Ｄ変換タイミングをずらすことができる。インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃ全ての出力電流が大きい場合には、インバータ回路３Ａ、３ＢのＡ／Ｄ変換タイミングはｔ１、ｔ３、ｔ５のいずれかに設定するとスイッチングノイズ相互干渉による電流検出誤差を完全に除くことができる。

図５は、電流検出手段に過電流検知手段を追加した電流検出モジュールのブロック図を示すもので、図３に示した電流検出手段５に過電流検知手段５６を追加してシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃに流れる電流を検出することにより、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃあるいはモータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃのそれぞれの過電流の検知を行い、過電流検知信号Ｆｏを出力するものである。過電流検知信号Ｆｏはプロセッサ６０ａの外部割り込み入力端子ＩＲＱとインバータ回路の出力禁止端子Ｏｆに与えられインバータ回路出力を瞬時に遮断させる。他の構成は図３と同様であり、詳細な説明は省略する。

電流検出手段５ａは、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃと電流信号増幅手段５１ａ、５１ｂ、５１ｃおよびその他の端子に追加して、過電流検知手段５６と、過電流出力信号端子５７および過電流設定端子５８を設けてモジュールとしたもので、プロセッサ６０ａにより過電流設定値に対応した信号Ｖｒｅｆを過電流設定端子５８に印加し、過電流設定値以上の電流がシャント抵抗に流れると、過電流検知手段５６が過電流を検知して過電流出力信号端子５７より過電流信号Ｆｏが制御手段６０ａの異常信号割り込み端子ＩＲＱに加えられ、制御手段６０ａは異常割り込み信号によりインバータ回路３Ａの制御信号ＧＡ（Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎ）をオフする。

また、過電流信号Ｆｏは、図２で説明したと同様のインバータ回路３Ａの遮断信号端子Ｏｆにも加えられ、瞬時にインバータ回路３Ａの出力を停止させるので、インバータ回路３Ａの遮断機能と制御手段６の異常割り込み信号による遮断機能よりなる２重の保護機能により過電流から保護される。モータ４の過負荷による過電流、あるいは、脱調による過電流に対しては、制御手段６の異常割り込み信号からの遮断応答速度で問題ないが、インバータ回路３Ａの上下アーム短絡の場合には数マイクロ秒以内の遮断応答速度が必要であり、過電流信号Ｆｏにより直接インバータ回路３Ａを遮断させる。

図６は、過電流検知手段５６の詳細な回路図である。過電流検知手段５６は、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃそれぞれの端子電圧を電圧比較器により検出し、３ヶの電圧比較器の出力端子をオア接続し、いずれかの過電流信号が過電流出力信号端子５７に出力される。

Ｕ相シャント抵抗５０ａの電流を検知するＵ相過電流検知手段５６ａは、電圧比較器５６０ａの反転入力端子に、シャント抵抗５０ａに接続された抵抗５６１ａとコンデンサ５６２ａよりなる積分回路を介して電圧信号ｖｅｕを電圧比較器５６０ａの反転入力端子に加え、電圧比較器５６０ａの非反転入力端子に加えられた設定電圧信号Ｖｒｅｆと比較し、電圧信号ｖｅｕが設定電圧信号Ｖｒｅｆよりも高くなると出力端子電圧はＬｏに低下する。電圧比較器５６０ａの反転入力端子と回路電源電圧端子Ｖｃｃに抵抗５６３ａを接続し、正のバイアス電圧を加えることにより、モータに異常電流が流れて電圧比較器５６０ａの反転入力端子に−０．３Ｖ以上の負の異常電圧が印加されないようにしている。

電圧比較器５６０ａの出力段は、通常オープンコレクタトランジスタより構成されており、出力抵抗５６４ａはプルアップ接続されて容易に論理ＯＲ回路を構成できる。Ｖ相過電流検知手段５６ｂ、Ｗ相過電流検知手段５６ｃ（図示せず）も同様の接続であり、出力端子を直接接続してオア回路が構成できる。また、それぞれの非反転入力端子には設定電圧信号Ｖｒｅｆが加えられるので、ＵＶＷ相各シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃのいずれか電圧が設定電圧信号Ｖｒｅｆ以上となると過電流出力信号端子５７にアクティブＬｏの過電流信号Ｆｏが出力される。

以上述べたように、本発明による電流検出手段は、複数のシャント抵抗、複数の電流信号増幅のための演算増幅器、複数の過電流検知のための電圧比較器、および抵抗、コンデンサ等の回路部品を一体化した電流検出モジュールを構成することにより、シャント抵抗と演算増幅器間の配線、および、シャント抵抗と電圧比較器間の配線が短くなりパターン配線インピーダンスを減らすだけではなく、配線パターンに誘起するノイズも減らすことができるので、ノイズによる誤動作を減らし、正確な電流検出、および過電流検知が可能となる。

以上述べたように、本発明は、直流電力を複数のインバータ回路により交流電力に変換して複数のモータを同時に正弦波駆動するもので、直流電源の直流電力を供給する正と負の直流電源母線間に複数のモータを同時にそれぞれ駆動する複数のインバータ回路を並列関係に配置し、複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子側にモータ電流を検出するシャント抵抗を設け、モータ電流を検出して複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段を正と負の直流電源母線の外側に配置し、制御手段と複数のインバータ回路の境界近傍にパターン幅の広い負の直流母線を配置するようにしたものである。これにより、複数のインバータ回路と複数のインバータ回路を同時に駆動するプロセッサ間の配線距離を短くすると同時にグランド電位の共通化と共通インピーダンスの低減、さらに、インバータ回路のスイッチングによる誘導ノイズ（ｄｉ／ｄｔノイズ）の信号線への重畳を低減できるので、過電流検知手段、あるいは、プロセッサに内蔵されたＡ／Ｄ変換手段の誤動作を防ぎ、電流検知信号に重畳されるスイッチングノイズを低減でき、複数のインバータ回路同時駆動時の相互干渉を防ぐことができる。また、プロセッサとインバータ回路間の配線距離を短くできるので、プロセッサからのゲート駆動信号に重畳されるスイッチングノイズを低減できインバータ回路の誤動作、あるいは、ノイズによる破壊を防止できる。

また、モータ過電流、あるいはインバータ回路過電流を検出してインバータ回路を瞬時遮断する過電流検知手段のノイズによる誤動作を減らし、正確な過電流保護動作が可能となる。

（実施の形態２）
図７は、本発明の第２の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のブロック図を示すもので、ヒートポンプ式洗濯乾燥機への実施例を示している。

図７において、交流電源１より全波整流回路２０と電解コンデンサ２１より構成される整流回路に交流電力を加えて直流電力に変換する直流電源２を構成し、直流電源２の正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂより直流電力を供給し、第１のインバータ回路３Ａ、第２のインバータ回路３Ｂ、および第３のインバータ回路３Ｃにより直流電力を３相交流電力に変換して、ヒートポンプ用圧縮機モータ（第１のモータ）４Ａ、回転ドラム駆動モータ（第２のモータ）４Ｂ、および送風ファンモータ（第３のモータ）４Ｃを同時に駆動する。それぞれのインバータ回路の下アームスイッチングトランジスタのエミッタ端子に接続されモータ電流を検出する第１の電流検出手段５Ａ、第２の電流検出手段５Ｂ、および第３の電流検出手段５Ｃと、制御手段６Ａにより、ヒートポンプ用圧縮機モータ（第１のモータ）４Ａ、回転ドラム駆動モータ（第２のモータ）４Ｂ、および送風ファンモータ（第３のモータ）４Ｃのそれぞれのモータ電流を検出してセンサレスベクトル制御、ベクトル制御、あるいはセンサレス正弦波駆動する。

第１のインバータ回路３Ａは圧縮機モータ４Ａを駆動して圧縮機モータ４Ａと一体の冷媒圧縮機（図示せず）より凝縮器７から蒸発器８に冷媒を送り熱交換し、第２のインバータ回路３Ｂは、回転ドラム駆動モータ４Ｂを駆動して回転ドラム９を回転駆動し、第３のインバータ回路３Ｃは送風ファンモータ４Ｃに直結された送風ファン１０を回転駆動し、凝縮器７から回転ドラム９内に温風を送風し回転ドラム９内の衣類を乾燥させる。回転ドラム９からの高温高湿排気空気は蒸発器８により除湿熱交換されて送風ファン１０の吸気側に戻される。

制御手段６Ａは、回転ドラム駆動モータ４Ｂのロータ位置検出手段４０ｂからの位置信号と電流検出手段５Ｂにより検出したモータ電流信号によりインバータ回路３Ｂを駆動して回転ドラム駆動モータ４Ｂをベクトル制御し、ヒートポンプ用圧縮機モータ（第１のモータ）４Ａおよび送風ファンモータ４Ｃのそれぞれのモータ電流を電流検出手段５Ａ、５Ｃにより検出してインバータ回路３Ａ、３Ｃをそれぞれ制御しセンサレス正弦波駆動することにより低騒音、高効率化運転を行う。

制御手段６Ａは、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３ＣをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段（図示せず）および高速Ａ／Ｄ変換手段（図示せず）を複数個内蔵する少なくとも１ヶ、あるいは２ヶの高速プロセッサにより構成され、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃを同時に制御して正弦波駆動するもので、圧縮機モータ４Ａ、回転ドラム駆動モータ４Ｂ、送風ファンモータ４Ｃはそれぞれ異なる回転速度で制御する。

第１のインバータ回路３Ａは、圧縮機モータ４Ａをセンサレスベクトル制御するもので、第１の電流検出手段５Ａにより圧縮機モータ４Ａのモータ電流を検出してセンサレス正弦波駆動し、制御手段６Ａに記憶されるモータパラメータとモータへの印加電圧より演算で求めた電流と、検知電流を比較してロータ位置を推定演算し、制御プログラム内の仮想ｄ−ｑ軸を修正しロータ位相制御する。圧縮機モータ４Ａは圧縮機構の構造的な要因により機械的なロータ位置によりトルクが変動するため、できるだけ正確な位置推定演算が必要であり、特にｑ軸よりも電流位相を進める、いわゆる進角制御（弱め界磁制御）においては位置推定演算の精度が問題となるので電流検出精度の確保とモータパラメータの精度確保、および位置推定アルゴリズムが課題となる。

第２のインバータ回路３Ｂは、回転ドラム駆動モータ４Ｂをベクトル制御するものであり、位置検出手段４０ｂによりロータ永久磁石の位置を検出し、第２の電流検出手段５Ｂにより回転ドラム駆動モータ４Ｂのモータ電流を検出して、ロータ永久磁石のｄ軸方向と直角のｑ軸方向のベクトルに座標変換（ｄ−ｑ変換）して、回転ドラム駆動モータ４Ｂをベクトル制御する。また、回転ドラム駆動モータ４Ｂが表面磁石モータの場合、電流検知しないオープンループベクトル制御により正弦波駆動し、電流値を演算により求めて制御することも可能である。回転ドラム駆動モータ４Ｂをベクトル制御する、あるいは、モータ電流をベクトル演算することによりトルク電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄが瞬時に求まるので、瞬時トルクを検知でき、回転ドラム７の負荷状態、あるいは、アンバランス状態を判定することが可能となる。さらに、高速脱水運転時には電流検出により進角制御の進め角を正確に制御することができる。

第３のインバータ回路３Ｃは、送風ファンモータ４Ｃを無効電流一定制御により位置センサレス正弦波駆動するものであり、送風ファンモータ４Ｃに正弦波電流を流してモータ印加電圧に対する無効電流を積分制御して安定化制御する。永久磁石同期モータの回転速度は駆動周波数ｆを一定にすると、電源電圧変動や負荷変動とは無関係に送風ファンモータ４Ｃの回転速度は一定となるので、無効電流一定制御にすると駆動周波数一定制御が可能となり回転数変動をほとんど零にすることができる。送風ファンモータ４Ｃを無効電流一定制御の如きオープンループ駆動周波数一定制御にした場合、直流電源電圧変動に関わらず送風ファン１０を駆動する送風ファンモータ４Ｃの回転速度を一定とすることができるので、送風ファン１０のファン騒音は変化せず、回転速度変動による耳障りなファン騒音変動を無くすことができる。

電流検出手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃは図１で述べたように３シャント式電流検知方式で、３ヶ又は２ヶのシャント抵抗と電流信号増幅手段より構成し、電流検出手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃの基本構成は全く同じであり、全てのインバータ回路のキャリヤ周波数を整数倍にしてキャリヤ信号の同期をとることにより、電流検出時のスイッチングノイズ相互干渉を防ぐことができる。電流検出タイミングについては既に説明したので省略する。

圧縮機モータ４Ａ出力は６００〜７５０Ｗ、回転数は１０００〜６５００ｒ／ｍ、最大出力電流は３〜５Ａｒｍｓであり、回転ドラム駆動モータ４Ｂ出力は５０〜５００Ｗ、回転数は３０〜１６００ｒ／ｍ、最大出力電流は５〜８Ａｒｍｓであり、送風ファンモータ４Ｃ出力は３０〜１５０Ｗ、回転数は４０００〜６０００ｒ／ｍ、最大出力電流は０．５〜１．５Ａｒｍｓなので、インバータ回路出力は、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃの順となる。回転ドラム駆動モータ４Ｂは、洗浄あるいは乾燥運転の低速回転ではモータ出力は５０Ｗ程度と非常に少なく、脱水高速運転で２５０〜５００Ｗの最大出力となるが、運転時間は他の行程に比べて短い。しかし、ヒートポンプを駆動する圧縮機モータ４Ａの出力は大きく、かつ、運転時間が数時間と非常に長いので温度上昇の問題が発生する。特に、シャント抵抗、配線パターン、パワー半導体の発熱とその放熱が課題となる。さらに、インバータ回路スイッチングノイズが大きいので、放射ノイズを減らすためにはインバータ回路電流が流れるループ面積をできるだけ減らし発生電磁界を減らす必要がある。

図８は、洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御基板上のパワーモジュール、電流検出モジュールおよびプロセッサの実装配置図を示すもので、正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂの配線パターン、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃを構成するパワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃと、それぞれの電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃ、および制御手段６Ａのプロセッサ６０ａ、６０ｂの部品面から見た配置図である。

図の正面左側に直流電源（図示せず）を配置し、正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂ間にインバータ回路出力の大きい順、すなわち、圧縮機モータ４Ａを駆動する第１のインバータ回路３Ａのパワーモジュール３ａ、回転ドラム駆動モータ４Ｂを駆動する第２のインバータ回路３Ｂのパワーモジュール３ｂ、送風ファンモータ４Ｃを駆動する第３のインバータ回路３Ｃのパワーモジュール３ｃの順に配置し、パワーモジュール３ａを駆動して圧縮機モータ４Ａを制御するプロセッサ６０ａと、パワーモジュール３ｂ、３Ｃを駆動して回転ドラム駆動モータ４Ｂと送風ファンモータ４Ｃを制御するプロセッサ６０ｂを、正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂ間の外に配置し、パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃとプロセッサ６０ａ、６０ｂ間に負の直流電源母線２Ｂが配置され、パワーモジュールの制御ＩＣの負電源端子とプロセッサのグランド端子はグランド共通となるように配線される。

パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃはそれぞれ図２に示した部品（コンデンサを除く）から構成され、形状はＤＩＰ（ＤｕａｌＩｎＬｉｎｅ）タイプで、パッケージの両端にそれぞれ端子が配置されている。パッケージ片側に高圧直流電源端子Ｐ、Ｕ相出力端子Ｕ、Ｖ相出力端子Ｖ、Ｗ相出力端子Ｗ、下アームトランジスタエミッタ端子Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗが設けられ、対するパッケージ片側に各ゲート制御端子Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎと遮断信号端子Ｏｆ（図示せず）、及び、制御ＩＣ電源端子ＶＢ（図示せず）が設けられている。パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃに近接してそれぞれの電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃを配置し、パワーモジュール３ａを駆動するプロセッサ６０ａとパワーモジュール３ｂ、３ｃを駆動するプロセッサ６０ｂは、負の直流電源母線２Ｂをはさんでそれぞれが駆動するパワーモジュールに対して配線が最も短くなる位置に配置する。

図８に示すようにパワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃを一直線上に並べて配置することにより冷却用放熱フィンへの取り付けが容易となるので、１つの放熱フィンに複数のパワーモジュールを取り付けて実装することが容易となる。

パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃの端子リードを長くしてパワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃとプリント基板の間、すなわち、パワーモジュールのちょうど真下に電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃを配置してもよい。正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂの配線パターンは、パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃの高圧直流電源端子Ｐおよびエミッタ端子Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗと最も近くなるように配線されるので、電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃは、パワーモジュール下部か、パワーモジュールの側面に配置すると、それぞれの電流検出モジュールとプロセッサ６０ａ、６０ｂ間の配線が最も短くなる。

下アームトランジスタエミッタ端子からシャント抵抗を介して負の直流電源母線２Ｂに配線をする場合、配線が長くなるとインダクタンスが増加し浮遊インダクタンスによるスイッチング時の逆起電力によってＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴがラッチアップし破壊する。また、シャント抵抗と増幅回路の配線が長くなると、スイッチングノイズが信号線に乗りやすくなり、さらに共通インピーダンスによって同時動作するインバータ回路電流により検知精度が低下する。

しかし、正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂの配線パターン間に複数のパワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃを配置することにより、複数のパワーモジュール全て、下アームトランジスタエミッタ端子からシャント抵抗を介して負の直流電源母線２Ｂへの配線が容易となり、複数のパワーモジュールを同時に駆動するプロセッサとの配線距離を最も短くでき、浮遊インダクタンスなどの配線インピーダンスを減らすことができ、共通インピーダンスもほとんどなく、電流検出手段とプロセッサのＡ／Ｄ変換手段への配線も短くなり電流検知精度を高めることができる。

さらに、プロセッサからパワーモジュールへの配線は負の直流電源母線２Ｂを直角に交差するので、負の直流電源母線２Ｂにより発生する高周波電磁界の影響を受けにくいため、パワーモジュールへのゲート信号配線と電流検出手段からの電流信号配線へ重畳する誘導ノイズ（ｄｉ／ｄｔノイズ）がほとんど発生しない特長がある。

図８とは異なり、１つのプロセッサによりヒートポンプの圧縮機モータと送風ファンモータを制御し、他のプロセッサにより回転ドラム駆動モータを制御する場合には、直流電源に最も近接して圧縮機モータ駆動インバータ回路を配置し、送風ファンモータ駆動インバータ回路、回転ドラム駆動インバータ回路の順にしてもよい。空調機の圧縮機モータと送風ファンモータを同時駆動するプロセッサは一般的に使用され価格も安いため、２プロセッサ方式で空調機用プロセッサを流用して価格優先する場合には上述した配置でもよい。

以上述べたように、本発明はヒートポンプ式洗濯乾燥機の正と負の直流電源母線間に、圧縮機モータ駆動インバータ回路と、回転ドラムモータ駆動インバータ回路と、送風ファンモータ駆動インバータ回路、及び、それぞれのインバータ回路に接続した電流検出手段よりなる複数のインバータ回路ブロックを並列関係に配置し、複数のインバータ回路と複数のインバータ回路を同時に駆動するプロセッサの間に負の直流電源母線パターンを配置し、インバータ回路とプロセッサのグランド配線を短くして共通インピーダンスを減らし、インバータ回路とプロセッサ間のゲート信号、及び電流検知信号の配線距離を短くしたものである。そのため、プロセッサへのコモンモードノイズと、インバータ回路とプロセッサ間のノルマルモードノイズを減らすことが可能となり、インバータ回路の誤動作を防ぎ、電流検知信号に重畳するノイズを減らして電流検知精度を高めることができ、１枚の制御基板に複数のインバータ回路を実装でき、安価で高信頼性の制御基板を実現できる。

また、直流電源に近接して圧縮機モータ駆動インバータ回路、回転ドラムモータ駆動インバータ回路、送風ファンモータ駆動インバータ回路の順に配置することにより大電流が流れる直流電源母線の配線距離を短くすることができるので、インバータ回路電流による直流電源母線の配線の電圧電圧降下と配線パターンの発熱を低減でき、さらに、直流電源から距離が離れた送風ファンモータインバータ回路の自由度が大きくなり配線が容易にできるので基板が小型化でき、安価で高信頼性のヒートポンプ式洗濯乾燥機を実現できる。

さらに、パワーモジュールを一直線上に並べることもできるので、冷却用放熱フィンの取り付けが容易となり１つの放熱フィンに複数のパワーモジュールを取り付けることができるため、基板を小型化できる特長がある。

なお、図８にはマイクロコンピュータ等のプロセッサを２ヶ使用した実施例を示したが、１ヶのプロセッサで３インバータ駆動する場合においても、考え方は同じであり、配線が均等に短くなる位置に配置するとよい。また、直流電源から近い順にパワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃと配置したが、パワーモジュール３ａ、３ｂを逆にしても直流電源母線パターンの発熱を除いてほぼ同様の効果が得られることは明瞭である。特に、温風脱水行程の如きヒートポンプの圧縮機モータと回転ドラム駆動モータを同時駆動する高速脱水運転においては回転ドラム駆動モータに大電流が流れるため共通インピーダンスによる電圧降下を減らすことができる。

また、電流検出手段を３シャント方式で構成した実施例を示したが、電流信号に重畳されるスイッチングノイズが許容度以下ならば、１シャント方式においても発明の効果は同じである。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動装置は、複数モータを同時にベクトル制御、あるいはセンサレスベクトル制御する場合に制御基板を小型化、高密度実装でき、安価で信頼性の高い複数モータ同時駆動のモータ駆動装置を実現できるので、ヒートポンプ用圧縮機モータと複数の送風ファンを同時駆動する空調機の制御装置、ヒートポンプ式給湯器の圧縮機と複数の送風ファン駆動装置、自動車のパワーウィンドウ駆動装置、複数の圧縮機モータを同時に駆動する大型冷蔵庫の駆動装置、複数モータを同時駆動するサーボモータやロボットのモータ駆動装置等の用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図同モータ駆動装置のインバータ回路の詳細回路図同モータ駆動装置の電流信号増幅手段の詳細回路図同モータ駆動装置の制御手段のキャリヤ信号、ＰＷＭ制御信号と電流検出Ａ／Ｄ変換のタイミングチャート同モータ駆動装置の電流検出手段に過電流検知手段を追加したブロック図同モータ駆動装置の電流検出手段の過電流検知手段の詳細回路図本発明の実施の形態２における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のブロック図同洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御基板上のパワーモジュール、電流検出モジュールおよびプロセッサの配置図

符号の説明

２直流電源
２Ａ正の直流電源母線
２Ｂ負の直流電源母線
３Ａ第１のインバータ回路
３Ｂ第２のインバータ回路
３Ｃ第３のインバータ回路
４Ａ回転ドラム駆動モータ（第１のモータ）
４Ｂ圧縮機モータ（第２のモータ）
４Ｃ送風ファンモータ（第３のモータ）
５Ａ第１の電流検出手段
５Ｂ第２の電流検出手段
５Ｃ第３の電流検出手段
６制御手段

Claims

直流電源と、前記直流電源の直流電力を供給する正と負の直流電源母線と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路によりそれぞれ駆動される複数のモータと、前記複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子に接続され前記モータ電流を検出する複数の電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記複数のインバータ回路を制御して前記複数のモータを同時に駆動する制御手段とを備え、前記インバータ回路を前記正と負の直流電源母線間に並列関係に配置し、前記制御手段は前記正と負の直流電源母線の外側に配置するようにしたモータ駆動装置。
複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段は少なくとも１ヶあるいは２ヶのプロセッサよりなり、電流検出手段は複数のインバータ回路の下アームエミッタ端子にそれぞれ接続されたシャント抵抗を備え、前記複数のインバータ回路のキャリヤ信号を同期させ、前記複数のインバータ回路のそれぞれのキャリヤ信号に同期して電流検出するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段は少なくとも１ヶあるいは２ヶのプロセッサよりなり、前記複数のインバータ回路と前記プロセッサ間に負の直流電源母線を配置し、前記プロセッサは前記複数のインバータ回路への制御信号配線距離が最も短くなるように配置するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
インバータ回路は、複数のスイッチングトランジスタ、ダイオード、及び制御ＩＣより構成されたパワーモジュールよりなり、前記パワーモジュールと電流検出手段よりなるインバータ回路ブロックを並列関係に配置し、前記複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段を構成するプロセッサと前記複数のインバータ回路間に負の直流電源母線を配置し、前記パワーモジュールを構成する制御ＩＣの負側電源端子と前記制御手段を構成するプロセッサのグランド端子を前記負の直流電源母線に共通接続するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
直流電源と、前記直流電源の直流電力を供給する正と負の直流電源母線と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路により駆動される複数のモータと、前記複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子に接続され前記モータ電流を検出する複数の電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記複数のインバータ回路を制御して前記複数のモータを駆動する制御手段よりなり、第１のインバータ回路はヒートポンプの圧縮機モータを駆動し、第２のインバータ回路は回転ドラム駆動モータを駆動し、第３のインバータ回路は送風ファンモータを駆動し、前記インバータ回路を前記正と負の直流電源母線間に並列関係に配置し、前記制御手段は前記正と負の直流電源母線間の外側に配置するようにした洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
ヒートポンプの圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路と、回転ドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路と、送風ファンモータを駆動する第３のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子に接続されモータ電流を検出する複数の電流検出手段を備え、直流電源に最も近接して圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路を配置するようにした請求項５記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
ヒートポンプの圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路と、回転ドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路と、送風ファンモータを駆動する第３のインバータ回路と、前記複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子に接続されモータ電流を検出する複数の電流検出手段を備え、直流電源に最も近接して、洗濯兼脱水モータを駆動する第２のインバータ回路を配置するようにした請求項５記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。