JP5163536B2 - 誘起電圧検出回路とそれを有するモータ駆動用半導体装置及びモータ並びに空調機 - Google Patents

Description

本発明は、モータに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出回路とそれを有するモータ駆動用半導体装置及びモータ並びに空調機に関する。

近年、家庭用電気機器や産業用のモータには、インバータ制御された３相の永久磁石モータが広く採用されている。これらのモータは、低コスト化が望まれ、この低コスト化の１つの方法として、位置センサーを用いないセンサレス方式を採用しているものがある。モータはインバータを起動していないときにも、慣性や風等の外力の影響などによりフリーラン状態となることがある。センサレス方式において、このフリーラン状態からモータを起動させるには、フリーラン状態でのローターの磁極位置，回転方向，回転速度等の情報を得る必要がある。これらの情報を得るための１つの方法として、モータのコイルに発生する誘起電圧を検出する方法が用いられている。

図１７を用いて、従来技術の誘起電圧検出回路の例を説明する。

該図において、直流電源電圧ＶＤＣがモータ駆動用インバータ１０に入力されており、モータ駆動用インバータ１０の３個の出力端子は、３相モータのコイル８に接続されている。誘起電圧検出回路９Ｄは、抵抗６個とコンパレータ２個により構成されている。抵抗により３相モータのコイル８の各相の電圧を分圧する。コンパレータは、２相分の分圧された電圧を入力し、線間（２相間）の誘起電圧の正負をＨまたはＬの信号で出力する。コンパレータの出力信号は、制御用半導体装置７に入力される。この技術は、特開２００５−１３７１０６号公報に記載されている。

特開２００５−１３７１０６号公報

上述した従来技術では、インバータの出力端子とＧＮＤとの間に直列接続された抵抗が接続されているため、抵抗に電流が流れ、電力が消費されるという問題点がある。また、コンパレータを用いているため、回路規模が大きく、コストが高いという問題がある。

また、図１７に記載の従来技術とは別の方法として、コンパレータを用いないで、各相のインバータの出力端子電圧を抵抗で分圧し、それら各々を制御用半導体装置のＡ／Ｄポートに入力するという方法もある。この場合、コンパレータは不要となるが、制御用半導体装置の複数のＡ／Ｄポートを使用する必要がある。そのため、Ａ／Ｄポートを多く持った高価な制御用半導体装置が必要となり、コストが高くなるという問題がある。

本発明は上述の点に鑑みなされたもので、その目的とするところは、誘起電圧検出回路に発生する消費電力を低減し低コストを図ると共に、制御用半導体装置のＡ／Ｄポートを使用する必要がないことは勿論、低い回転速度まで誘起電圧が検出可能で、且つ、ノイズに強い誘起電圧検出回路とそれを有するモータ駆動用半導体装置及びモータ並びに空調機を提供することにある。

本発明の誘起電圧検出回路は、上記目的を達成するために、入力電圧をＨ／Ｌの信号に変換して出力することを特徴とする。

また、本発明のモータ駆動用半導体装置は、上記の誘起電圧検出回路と、モータをインバータ駆動するためのスイッチング素子と前記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを備えている。

また、本発明のモータは、インバータ駆動され、上記の誘起電圧検出回路を備えている。

更に、本発明の空調機は、上記の誘起電圧検出回路と、冷媒を圧縮する圧縮機と、冷媒の熱交換を行う室外熱交換器と、冷媒の熱交換を行う室内熱交換器とを備えている。

本発明によれば、誘起電圧検出回路に発生する消費電力を低減でき低コストにでき、また、制御用半導体装置のＡ／Ｄポートを使用する必要がない。更に、低い回転速度まで誘起電圧が検出可能で且つ、ノイズに強い回路構成とすることも可能となる。

本発明の実施例１を説明するための回路構成図である。 モータの中性点の電圧を基準としたときのインバータの出力端子電圧（誘起電圧）の波形を示す図である。 インバータの出力端子電圧と誘起電圧検出回路の出力信号の波形を示す図である。 実施例１の誘起電圧検出回路の内部構成図である。 誘起電圧検出回路の第１の動作例を示す特性図である。 誘起電圧検出回路の第２の動作例を示す特性図である。 誘起電圧検出回路の第３の動作例を示す特性図である。 誘起電圧検出回路の第４の動作例を示す特性図である。 誘起電圧検出回路の第５の動作例を示す特性図である。 実施例１の誘起電圧検出回路の具体的な回路構成を示す図である。 本発明の実施例２の誘起電圧検出回路の具体的な回路構成図である。 本発明の実施例３を説明するための回路構成図である。 本発明の実施例４を説明するための回路構成図である。 本発明の実施例５を説明するためのモータの第１の構造例を示す分解斜視図である。 本発明の実施例５を説明するためのモータの第２の構造例を示す分解斜視図である。 本発明の実施例５を説明するためのモータの第３の構造例を示す分解斜視図である。 従来技術の説明するための回路構成図である。

以下本発明の詳細を、図面を用いながら説明する。

図１は、本発明の実施例１を説明するための回路構成図である。

該図に示す如く、直流電源電圧ＶＤＣがモータ駆動用インバータ１０に入力されている。直流電源電圧ＶＤＣは、例えば１４０Ｖ〜６００Ｖ程度の電圧である。モータ駆動用インバータ１０は、３相モータをインバータ駆動するための６個のスイッチング素子と、各々のスイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードとを備えている。モータ駆動用インバータ１０の３個の出力端子は、３相モータのコイル８に接続されている。Ｕ相誘起電圧検出回路９Ｕは、Ｕ相のインバータの出力端子に接続されており、インバータのＵ相出力端子電圧Ｖｕが、Ｕ相誘起電圧検出回路９Ｕの入力電圧となる。Ｖ相誘起電圧検出回路９Ｖは、Ｖ相のインバータの出力端子に接続されており、インバータのＶ相出力端子電圧Ｖｖが、Ｖ相誘起電圧検出回路９Ｖの入力電圧となる。Ｕ相誘起電圧検出回路の出力信号ＶuoutとＶ相誘起電圧検出回路の出力信号Ｖvoutは、制御用半導体装置７へ入力される。制御用半導体装置７はモータ駆動用インバータ１０の中にある６個のスイッチング素子のオン／オフを制御するための６個の制御信号を出力する。

図１では、モータ駆動用インバータ１０の出力端子とコイル８が直接接続されており、更に誘起電圧検出回路がそれらの接続端子に直接接続されているように記載している。しかし、これらは、必ずしも直接接続される必要はなく、間に素子等があってもよく、誘起電圧検出回路に誘起電圧値の情報が入力されるように構成されていれば良い。

次に、図２を用いて誘起電圧の波形について説明する。図２に示す各波形は、モータの中性点の電圧Ｖｘを基準としたときのＵ相，Ｖ相，Ｗ相のインバータの出力端子電圧である。各相のコイルに図２の波形の誘起電圧が発生した場合、ＧＮＤを基準とした各相のインバータの出力端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は図３のようになる。これは、図２の波形において、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相の中で電圧が最低値となった相では、下アームの還流ダイオードにより、電圧がＧＮＤレベルにクランプされるためである。クランプされたときの電圧値は正確には−ＶＦ（ＶＦ：還流ダイオードの順電圧降下）であるが、ＶＦは数Ｖ以下の小さな値であるため図３では０Ｖとして記載している。

誘起電圧検出回路は、当該相のインバータの出力端子電圧波形がある基準レベルＶtha以上の場合はＨを出力し、基準レベルＶthaより小さい場合はＬを出力する。

図１の制御用半導体装置７は、この誘起電圧検出回路の出力波形を基に、ローターの磁極位置，回転方向，回転速度等の情報を得る。図１では、誘起電圧検出回路を２つ使用しているが、例えば回転方向の検出が不要な場合などでは、１つでもよい。

図２では、モータの中性点の電圧Ｖｘを基準としたときのＵ相，Ｖ相，Ｗ相のインバータの出力端子電圧の波形は、理想的な正弦波として記載している。実際のモータでは、正弦波状ではあるが歪を持っている場合や、台形波状である場合などがある。このような場合も、ＧＮＤを基準とした各相のインバータの出力端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は、図３に記載の波形と類似した波形となるため、理想的な正弦波の場合と同様に、出力端子の波形をＨ／Ｌの信号に変換した誘起電圧検出回路の出力信号を基に、モータのフリーラン状態での磁極位置，回転方向，回転速度等の情報を得ることは可能である。

次に、図４を用いて、誘起電圧検出回路の内部構成について説明する。図４はＵ相（１相分）の誘起電圧検出回路を示している。誘起電圧検出回路は、レベルシフト回路９ＬＥと閾値電圧を持った回路９ＳＫにより構成されている。レベルシフト回路９ＬＥは、Ｕ相のインバータの出力端子電圧Ｖｕを入力し、これをレベルシフトし出力する。閾値電圧を持った回路９ＳＫは、レベルシフト回路９ＬＥの出力信号ＶLoutを入力し、ある閾値レベルと比較し、閾値レベルより大きいか小さいかにより、ＨまたはＬの信号Ｖuoutとして出力する。

図５は、誘起電圧検出回路の動作例を示した特性図である。図中のＶＴＨは、閾値電圧を持った回路９ＳＫの閾値電圧を示している。レベルシフト回路９ＬＥは、入力した出力端子電圧ＶｕをＶｕよりレベルシフトして出力している。閾値電圧を持った回路９ＳＫはこのレベルシフトされた信号Ｖuoutを入力して、閾値電圧ＶＴＨと比較し、Ｈ／Ｌの信号Ｖuoutとして出力する。

誘起電圧が十分に大きい電圧である場合は、問題なく誘起電圧を検出できる。しかし、フリーラン状態でのモータの回転速度が小さいなどの理由により、誘起電圧が小さく、例えば、図３の誘起電圧波形のピーク値をレベルシフトした後の電圧がＶＴＨより低い場合は、誘起電圧を検出できなくなり、誘起電圧検出回路の信号ＶuoutはＬ固定となる。

これの対策方法の１例を示したものが、図６である。この例では、レベルシフト回路９ＬＥの出力電圧ＶLoutの電圧を高くすることにより、誘起電圧が小さい場合も、誘起電圧を検出できるようにしている。但し、この場合、フリーラン状態で発生する誘起電圧が大きいときや、直流電源電圧ＶＤＣが高い状態でインバータ駆動したときに、閾値電圧を持った回路９ＳＫに高電圧が印加される。よって、閾値電圧を持った回路９ＳＫは、この高電圧で破壊しないような高耐圧が必要となる。

対策方法の他の例を示したものが、図７である。この例では、閾値電圧ＶＴＨを低くすることにより、誘起電圧が小さい場合においても、誘起電圧を検出できるようにしている。但し、例えばＶLoutが０Ｖのときにノイズが印加されＶLoutがノイズで持ち上がった場合などにおいては、閾値電圧を持った回路９ＳＫが誤動作しやすくなる。

図６と図７のそれぞれに対策したものが、図８である。この例では、レベルシフト回路の出力電圧ＶLoutは、Ｖｕがある電圧値以下の範囲ではＶｕに依存し、Ｖｕがある電圧値より大きい範囲ではほぼ一定である。これにより、閾値電圧を持った回路９ＳＫは高耐圧が必要とはならず、また、閾値電圧ＶＴＨを下げる必要もないため、ノイズにより誤動作しやすくなるということもなくなる。つまり、閾値電圧を持った回路９ＳＫを高耐圧しなくとも、フリーラン状態でモータの回転速度が低い場合など誘起電圧が小さい場合において、安定して誘起電圧を検出することが可能となる。

図９は、図８を更に発展させたものである。この例では、閾値電圧を持った回路９ＳＫがヒステリシスを持っており、Ｖｕ低下時には、低いほうの閾値電圧ＶＴＨ１にて、信号ＶuoutのＨ／Ｌが切替り、Ｖｕ上昇時には、高いほうの閾値電圧ＶＴＨ２にて、信号ＶuoutのＨ／Ｌが切替る。これにより、ＶLoutが閾値電圧付近のときもチャタリングを起すことなく、安定した信号Ｖuoutが得られる。

図１０は、誘起電圧検出回路の具体的な回路構成例を示したものである。レベルシフト回路９ＬＥ１は、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、ツェナーダイオードＺＤ１とにより構成されている。ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧は、閾値電圧ＶＴＨより高く設定されている。レベルシフト回路９ＬＥ１にツェナーダイオードを用いることにより、レベルシフト回路の出力電圧ＶLoutは、図８や図９のように、Ｖｕがある電圧値以下の範囲ではＶｕに依存し、Ｖｕがある電圧値より大きい範囲ではほぼ一定となる。図１０では、閾値電圧を持った回路９ＳＫ１はＮＯＴ回路で構成している。図９のように閾値電圧を持った回路９ＳＫ１にヒステリシスをもたせる場合は、閾値電圧を持った回路９ＳＫ１にシュミット回路を用いればよい。

本実施例では、誘起電圧検出回路に図１１の回路構成を用いている。レベルシフト回路９ＬＥ２は、ＮＭＯＳ ＮＭ１と抵抗Ｒ３により構成されている。誘起電圧を検出するときは、このＮＭＯＳ ＮＭ１はオンしている。レベルシフト回路にＮＭＯＳを用いると、ＭＯＳの飽和電流特性により、レベルシフト回路の出力電圧ＶLoutは、図８や図９のように、Ｖｕがある電圧値以下の範囲ではＶｕに依存し、Ｖｕがある電圧値より大きい範囲ではほぼ一定となる。更に、誘起電圧を検出しないときに、ＮＭＯＳをオフさせることにより、レベルシフト回路に発生する消費電力をなくすことができる。図１１では、閾値電圧を持った回路９ＳＫ２はＮＯＴ回路で構成されている。図９のように閾値電圧を持った回路にヒステリシスをもたせる場合は、閾値電圧を持った回路にシュミット回路を用いればよい。

図１１では、ＮＭＯＳを用いてレベルシフト回路の出力電圧ＶLoutを、図８や図９のようにＶｕがある電圧値以下の範囲ではＶｕに依存しＶｕがある電圧値より大きい範囲ではほぼ一定となるようにしている。しかし、ＮＭＯＳでなくとも、定電流（飽和電流）特性を持つ素子や定電流回路を用いれば、レベルシフト回路の出力電圧ＶLoutを、図８や図９のようにＶｕがある電圧値以下の範囲ではＶｕに依存しＶｕがある電圧値より大きい範囲ではほぼ一定とすることができる。

誘起電圧検出回路は、インバータ停止時においてモータがフリーラン状態となったときの誘起電圧の検出に使用される。そのため、インバータ動作時には本回路で誘起電圧を検出する必要がないため、ＮＭＯＳをオフさせ、レベルシフト回路の消費電力をなくすことは有効である。

もし、インバータ動作中にＮＭＯＳをオフさせないと、インバータの上アームのスイッチング素子がオンした場合に、レベルシフト回路に消費電力が発生し、下アームのスイッチング素子がオンした場合は、消費電力は発生しない。そのため、消費電力をなくす方法としては、インバータ動作時にＮＭＯＳをオフする方法以外にも、インバータ動作中で且つ上アームがオンのときにだけＮＭＯＳをオフする方法も有効である。

本実施例は、モータ駆動用半導体装置が誘起電圧検出回路を備えている。

図１２を用いて本実施例を説明する。図１２で、Ｔ１〜Ｔ６は３相モータを駆動するための６個のスイッチング素子であり、本実施例では電力半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴを使用しているが、パワーＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタでもよい。図１２でＤ１〜Ｄ６はそれぞれのＩＧＢＴに逆並列に接続された還流ダイオードである。

図１２のＰ９はＵ相の出力端子、Ｐ１０はＶ相の出力端子、Ｐ１１はＷ相の出力端子である。これらの出力端子は、モータのコイル８に接続されている。

図１２でＶＵＴはＵ相上アーム制御信号であり、Ｕ相上アーム制御信号入力端子Ｐ１から入力され、論理回路ＬＧＡ→上アーム駆動回路ＫＴ→Ｕ相上アームＩＧＢＴ Ｔ１へと伝達される。図１２でＶＶＴはＶ相上アーム制御信号であり、Ｖ相上アーム制御信号入力端子Ｐ２から入力され、論理回路ＬＧＡ→上アーム駆動回路ＫＴ→Ｖ相上アームＩＧＢＴ Ｔ２と伝達される。図１２でＶＷＴはＷ相上アーム制御信号であり、Ｗ相上アーム制御信号入力端子Ｐ３から入力され、論理回路ＬＧＡ→上アーム駆動回路ＫＴ→Ｗ相上アームＩＧＢＴ Ｔ３と伝達される。図１２でＶＵＢはＵ相下アーム制御信号であり、Ｕ相下アーム制御信号入力端子Ｐ４から入力され、論理回路ＬＧＡ→下アーム駆動回路ＫＢ→Ｕ相下アームＩＧＢＴ Ｔ４と伝達される。図１２でＶＶＢはＶ相下アーム制御信号であり、Ｖ相下アーム制御信号入力端子Ｐ５から入力され、論理回路ＬＧＡ→下アーム駆動回路ＫＢ→Ｖ相下アームＩＧＢＴ Ｔ５と伝達される。図１２でＶＷＢはＷ相下アーム制御信号であり、Ｗ相下アーム制御信号入力端子Ｐ６から入力され、論理回路ＬＧＡ→下アーム駆動回路ＫＢ→Ｗ相下アームＩＧＢＴ Ｔ６と伝達される。

図１２でチャージポンプ回路ＣＨは上アームＩＧＢＴ駆動用電源電圧ＶＣＰを生成する回路である。チャージポンプ回路用ダイオードＤ７，Ｄ８及びコンデンサＣ３，Ｃ４はチャージポンプ回路用の外付け部品である。チャージポンプ回路用ダイオードＤ７，Ｄ８は、モータ駆動用半導体装置１０Ａに内蔵してもよい。チャージポンプ回路ＣＨを動作させるためのクロック信号ＶＣＬは、クロック信号入力端子Ｐ１２よりチャージポンプ回路ＣＨへ入力される。

内部電源回路１１は駆動回路用電源電圧Ｖccを基に内部電源電圧ＶＢを生成する。Ｖcc不足電圧検出回路１４Ａは、駆動回路用電源電圧Ｖccをモニタし、駆動回路用電源電圧Ｖccがある閾値電圧以下となると、Fault回路１４ＣへＶcc低電圧検知信号を出す。過電流検出回路１４Ｂは、シャント抵抗Ｒｓの電圧があるレベル以上となるとFault回路１４Ｃへ過電流検知信号を出す。Fault回路１４Ｃは、Ｖcc不足電圧検出回路１４ＡからのＶcc低電圧検知信号もしくは過電流検出回路１４Ｂからの過電流検知信号を受け取ると、論理回路ＬＧＡへオフ信号を出力するとともに、Fault信号出力端子Ｐ８からFault信号Ｖｆを出力する。論理回路ＬＧＡは、Fault回路１４Ｃよりオフ指令信号が入力されると、各アーム制御信号ＶＵＴ，ＶＶＴ，ＶＷＴ，ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢのＨ／Ｌに関わらず全てのＩＧＢＴをオフする信号を出力する。

図１２のＣ１，Ｃ２，Ｃ５は、電源安定化用コンデンサである。

図１２のＵ相誘起電圧検出回路９Ｕは、Ｕ相の出力端子Ｐ９に接続されている。また、論理回路ＬＧＡより、インバータ動作時に誘起電圧検出回路内のレベルシフト回路内の素子をオフする信号を入力する。Ｕ相誘起電圧検出回路９Ｕの出力信号Ｖuoutは、Ｕ相誘起電圧信号出力端子Ｐ２０より出力される。

図１２のＶ相誘起電圧検出回路９Ｖは、Ｖ相の出力端子Ｐ１０に接続されている。また、論理回路ＬＧＡより、インバータ動作時に誘起電圧検出回路内のレベルシフト回路内の素子をオフする信号を入力する。Ｖ相誘起電圧検出回路９Ｖの出力信号Ｖvoutは、Ｖ相誘起電圧信号出力端子Ｐ２１より出力される。

モータ駆動用半導体装置１０Ａ内が１つの半導体チップにて構成されている場合、その１つの半導体チップ内に高耐圧素子と低圧素子が混在する。この半導体チップ内の各素子の分離手段としては、ＤＩやＳＯＩやＰＮ接合などが用いられる。

本実施例は、モータ駆動用半導体装置が誘起電圧検出回路を備えた他の例であり、図１３を用いて説明する。

図１３でモータ駆動用半導体装置１０Ｂに備えられたＵ相誘起電圧検出回路９Ｕは、Ｕ相の出力端子Ｐ９に接続されている。また、論理回路ＬＧＢより、Ｕ相上アーム制御信号を入力し、Ｕ相上アームオン時に誘起電圧検出回路内のレベルシフト回路内の素子をオフする。Ｕ相誘起電圧検出回路９Ｕの出力信号Ｖuoutは、Ｕ相誘起電圧信号出力端子Ｐ２０より出力される。

図１３でモータ駆動用半導体装置１０Ｂに備えられたＶ相誘起電圧検出回路９Ｖは、Ｖ相の出力端子Ｐ１０に接続されている。また、論理回路ＬＧＢより、Ｖ相上アーム制御信号を入力し、Ｖ相上アームオン時に誘起電圧検出回路内のレベルシフト回路内の素子をオフする。Ｖ相誘起電圧検出回路９Ｖの出力信号Ｖvoutは、Ｖ相誘起電圧信号出力端子Ｐ２１より出力される。

本実施例の他の部分は、実施例３と同じため、説明を省略する。

実施例３，実施例４ともに、モータ駆動用半導体装置は６個の制御信号入力端子を備えている。特開２００８−２２８５４７号公報には、３個の制御信号入力端子を備えたモータ駆動用半導体装置について記載されている。この３個の制御信号入力端子を備えたモータ駆動用半導体装置の中に、誘起電圧検出回路を入れてもよい。

図１４に、本実施例のモータの構造の例を示す。図１４に示すモータは３相モータであって、実施例１の図１に記載の制御用半導体装置７とＵ相誘起電圧検出回路９ＵとＶ相誘起電圧検出回路９Ｖとモータ駆動用インバータ１０とを、モータ内蔵基板６上に配置している。本実施例のモータでは、モータの筐体下部５Ｂにコイル８をはめ込む。永久磁石回転子２２を、コイル８に触れないよう適切なギャップを設けて、コイル内部に設置する。永久磁石回転子２２の上部に、モータ内蔵基板６を設置する。モータ内蔵基板６には、コイル接続端子２１を配置し、半田付けによりコイル８を接続する。モータ内蔵基板６に引き出し配線２０を半田付けにより接続する。モータの筐体上部５Ａは、蓋のようにモータ内蔵基板６の上部に設置される。そのため、モータを組み立てた状態では、モータ内蔵基板６は、モータの筐体上部５Ａとモータの筐体下部５Ｂからなるモータ筐体の内部に配置される。

モータは、モータの筐体下部５Ｂを用いず、替わりにコイル８をモールドした構造でもよい。このときの図を図１５に示す。図１５の８Ｂが、モールドされたコイルである。他は図１４と同様である。

モータは、モータの筐体上部５Ａとモータの筐体下部５Ｂを用いずに、替わりにコイル８とモータ内蔵基板６をモールドした構造でもよい。このときの図を図１６に示す。図１６は、図１４や図１５とは異なり、モータの完成状態を図にしたものである。モールド部５Ｄには、コイル８とモータ内蔵基板６がモールドされており、モータ内蔵基板６には、図１４と同様に、制御用半導体装置７とＵ相誘起電圧検出回路９ＵとＶ相誘起電圧検出回路９Ｖとモータ駆動用インバータ１０が配置されている。

図１４〜図１６は、いずれも誘起電圧検出回路は、モータ内蔵基板上に配置されているが、モータ駆動用インバータ１０の中に内蔵してもよい。

本実施例は、誘起電圧検出回路を空調機に適用した。本実施例の空調機は、冷媒を圧縮する圧縮機と室外熱交換器と、圧縮機を駆動する圧縮機駆動モータと、室外熱交換器に送風する室外機ファンモータとを室外機に備え、室内熱交換器と室内熱交換器に送風する室内機ファンモータとを室内機に備え、冷媒の流れる方向をバルブで切替えて冷房あるいは暖房を行う。

空調機の室外機ファンは、風による外力の影響で、順方向や逆方向にフリーランする場合がある。そのためフリーラン状態からモータを起動するためには、フリーラン状態での回転方向を検出する必要がある。よって、誘起電圧検出回路を室外機ファンモータの誘起電圧検出に用いる場合は、誘起電圧検出回路を２相分用いることが最適である。

空調機の室内機ファンの場合は、通常、風による外力の影響を受けることはないため、フリーラン状態での回転方向は、順方向のみとなる。そのためフリーラン状態からモータを起動するためには、フリーラン状態での回転方向を検出する必要がない。よって、誘起電圧検出回路を室内機ファンモータの誘起電圧検出に用いる場合は、誘起電圧検出回路を１相分用いることが最適である。

今までは、インバータ停止時のフリーラン状態で、誘起電圧を検出することについて説明したが、インバータ動作時においても、誘起電圧を検出する当該相の上下アームのスイッチング素子がともにオフで且つ、当該相のコイルの電流が０の場合においては、本発明の誘起電圧検出回路で誘起電圧を検出することが可能である。

５Ａ モータの筐体上部
５Ｂ モータの筐体下部
５Ｄ モールド部
６ モータ内蔵基板
７ 制御用半導体装置
８ コイル
８Ｂ モールドされたコイル
９Ｄ 誘起電圧検出回路
９Ｕ Ｕ相誘起電圧検出回路
９Ｖ Ｖ相誘起電圧検出回路
９ＬＥ，９ＬＥ１，９ＬＥ２ レベルシフト回路
９ＳＫ，９ＳＫ１，９ＳＫ２ 閾値電圧を持った回路
１０ モータ駆動用インバータ
１０Ａ，１０Ｂ モータ駆動用半導体装置
１１ 内部電源回路
１４Ａ Ｖcc不足電圧検出回路
１４Ｂ 過電流検出回路
１４Ｃ Fault回路
２０ 引き出し配線
２１ コイル接続端子
２２ 永久磁石回転子
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５ 電源安定化用コンデンサ
Ｃ３，Ｃ４ チャージポンプ回路用コンデンサ
ＣＨ チャージポンプ回路
Ｄ１ Ｕ相上アーム還流ダイオード
Ｄ２ Ｖ相上アーム還流ダイオード
Ｄ３ Ｗ相上アーム還流ダイオード
Ｄ４ Ｕ相下アーム還流ダイオード
Ｄ５ Ｖ相下アーム還流ダイオード
Ｄ６ Ｗ相下アーム還流ダイオード
Ｄ７，Ｄ８ チャージポンプ回路用ダイオード
ＫＴ 上アーム駆動回路
ＫＢ 下アーム駆動回路
ＬＧＡ，ＬＧＢ 論理回路
ＮＭ１ ＮＭＯＳ
Ｐ１ Ｕ相上アーム制御信号入力端子
Ｐ２ Ｖ相上アーム制御信号入力端子
Ｐ３ Ｗ相上アーム制御信号入力端子
Ｐ４ Ｕ相下アーム制御信号入力端子
Ｐ５ Ｖ相下アーム制御信号入力端子
Ｐ６ Ｗ相下アーム制御信号入力端子
Ｐ８ Fault信号出力端子
Ｐ９ Ｕ相出力端子
Ｐ１０ Ｖ相出力端子
Ｐ１１ Ｗ相出力端子
Ｐ１２ クロック信号入力端子
Ｐ２０ Ｕ相誘起電圧信号出力端子
Ｐ２１ Ｖ相誘起電圧信号出力端子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ 抵抗
Ｒｓ シャント抵抗
Ｔ１ Ｕ相上アームＩＧＢＴ
Ｔ２ Ｖ相上アームＩＧＢＴ
Ｔ３ Ｗ相上アームＩＧＢＴ
Ｔ４ Ｕ相下アームＩＧＢＴ
Ｔ５ Ｖ相下アームＩＧＢＴ
Ｔ６ Ｗ相下アームＩＧＢＴ
ＶＤＣ 直流電源電圧
Ｖcc 駆動回路用電源電圧
ＶＢ 内部電源電圧
Ｖｕ Ｕ相出力端子電圧
Ｖｖ Ｖ相出力端子電圧
Ｖｗ Ｗ相出力端子電圧
Ｖｘ モータの中性点の電圧
ＶLout レベルシフト回路の出力信号
Ｖuout Ｕ相誘起電圧検出回路の信号
Ｖvout Ｖ相誘起電圧検出回路の信号
ＶＵＴ Ｕ相上アーム制御信号
ＶＶＴ Ｖ相上アーム制御信号
ＶＷＴ Ｗ相上アーム制御信号
ＶＵＢ Ｕ相下アーム制御信号
ＶＶＢ Ｖ相下アーム制御信号
ＶＷＢ Ｗ相下アーム制御信号
Ｖｆ フォルト信号
ＶＣＬ クロック信号
ＶＣＰ 上アームＩＧＢＴ駆動用電源電圧
ＶＴＨ，ＶＴＨ１，ＶＴＨ２ 閾値電圧
Ｖtha 基準レベル
ＺＤ１ ツェナーダイオード

Claims (5)

1. インバータによって駆動されるモータのコイルに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出回路において、
   前記誘起電圧検出回路が、入力電圧をＨ／Ｌの信号に変換して出力し、
   前記誘起電圧検出回路が、レベルシフト回路と、閾値電圧を持った回路とにより構成され、
   前記レベルシフト回路は、基準電位に対する前記インバータの出力端子電圧を前記入力電圧とし、該入力電圧の大きさをレベルシフトして出力信号とし、
   前記閾値電圧をもった回路は、前記出力信号を入力し、前記出力信号が前記閾値電圧よりも大きいか小さいかにより前記Ｈまたは前記Ｌの信号として出力し、
   前記レベルシフト回路においては、定電流特性を持つ素子が使用され、前記定電流特性により、前記レベルシフト回路の出力信号の電圧値が、前記入力電圧が或る電圧値以下の範囲では、前記入力電圧に依存し、前記入力電圧が前記或る電圧値より大きい範囲では、前記入力電圧に依存せずに概ね一定値であり、前記一定値は前記閾値電圧の値より大きくなり、前記レベルシフト回路の前記素子は、誘起電圧を検出するときはオンし、前記インバータの動作中、誘起電圧を検出する当該相の上アームオン時にオフしていることを特徴とする誘起電圧検出回路。
2. 請求項１記載の誘起電圧検出回路において、
   前記レベルシフト回路の前記素子にＮＭＯＳが使用されていることを特徴とする誘起電圧検出回路。
3. モータをインバータ駆動するためのスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動する駆動回路とを備えたモータ駆動用半導体装置において、
   前記モータ駆動用半導体装置が、請求項１または請求項２に記載の誘起電圧検出回路を備えていることを特徴とするモータ駆動用半導体装置。
4. インバータ駆動されるモータにおいて、
   前記モータが、請求項１または請求項２に記載の誘起電圧検出回路を備えていることを特徴とするモータ。
5. 冷媒を圧縮する圧縮機と、冷媒の熱交換を行う室外熱交換器と、冷媒の熱交換を行う室内熱交換器とを備えた空調機において、
   前記空調機が、請求項１または請求項２に記載の誘起電圧検出回路を備えていることを特徴とする空調機。

Images