JPH05292753A - Ｐｗｍインバータの電流検出方法 - Google Patents

Ｐｗｍインバータの電流検出方法

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JPH05292753A
JPH05292753A JP4090424A JP9042492A JPH05292753A JP H05292753 A JPH05292753 A JP H05292753A JP 4090424 A JP4090424 A JP 4090424A JP 9042492 A JP9042492 A JP 9042492A JP H05292753 A JPH05292753 A JP H05292753A
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康弘 山本
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Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
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Meidensha Corp
Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＰＷＭインバータの電流検出を同期電流サン
プリング方式で行なうにおいて、電圧スイッチングによ
る電流リップルノイズがサンプル値に含まれるのを避け
る。 【構成】 ＰＷＭインバータの出力電圧ベクトルの２つ
の零ベクトルタイミングｔa，ｔbで電流サンプリングを
行い、両サンプル値のうち出力電圧スイッチによるノイ
ズの影響を受けにくい方のサンプル値を電流検出値とし
て選択する。この選択は出力電圧スイッチタイミングと
サンプリングタイミングとの時間差ＴA，ＴBから決定す
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル演算による
電流制御系を持つＰＷＭインバータに係り、特に高キャ
リア周波数ＰＷＭインバータにおける電流検出方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術】可変速駆動装置や無停電電源装置は、波
形改善のためにＰＷＭインバータが多く採用され、また
インバータ主回路にＩＧＢＴやＦＥＴ−ＭＯＳなど高速
スイッチング素子を用いて高キャリア周波数のＰＷＭイ
ンバータとすることで波形改善が一層向上される。
【０００３】一方、ＰＷＭインバータの出力電圧制御に
はベクトル制御によって制御性能を高めるものが普及し
つつある。
【０００４】例えば、図４に示す電流制御系を持つＰＷ
Ｍインバータがある。ベクトル制御部１は、磁束電流指
令ｉ1dとこれに直交するトルク電流指令ｉ1qを求めると
共にすべり周波数ωsを求め、ディジタル演算になる電
流制御部２は両電流指令ｉ1d，ｉ1qと検出電流との偏差
から比例積分演算をし、さらに２相−３相変換した各相
電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖw（又は極座標信号）を求め、Ｐ
ＷＭパターン発生器３は各相電圧指令とキャリア又はそ
のＰＷＭパターンデータから３相のＰＷＭパターンを発
生し、インバータ主回路４はＰＷＭパターンに従った電
圧，位相の出力を誘導電動機５に供給する。
【０００５】速度検出器６はロータ角速度ωrを求め、
加算器７はすべり周波数ωsとロータ角速度ωrの加算に
よって電源角速度ωoを求める。電流検出はホール素子
８等による各相電流検出値をサンプルホールド回路９に
よってサンプリングし、この各相サンプル値を、Ａ／Ｄ
変換器１０によって順次ディジタル値に変換して電流制
御部２のディジタル演算に供する。この電流検出値は電
流制御部２によって３相−２相の座標変換がなされる。
【０００６】ここで、インバータの出力電流にはＰＷＭ
電流のリップル分が含まれるためサンプルホールド回路
９のサンプリングタイミングによっては実電流を正確に
検出することができなくなる。
【０００７】そこで、電流のサンプリングタイミングを
出力ＰＷＭパターンと同期して適当なタイミングに制御
することにより、ＰＷＭ１サイクル期間の平均値と等価
な電流検出値を１回のサンプリングで検出可能とするも
のを本願出願人は既に提案している（例えば、特開平３
−２１５１８２号公報）。
【０００８】この電流検出方式によれば、ＰＷＭリップ
ル電流成分の変動分の影響を無くした正確な電流検出と
共に、ローパスフィルタ等の時間遅れ無くして検出する
ことで電流制御系の高速応答を可能にする。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の電流検出方式に
おいて、インバータ主回路がＩＧＢＴのような高速スイ
ッチ素子で構成されＰＷＭ波形発生のためのキャリアが
高周波になるとき、リップルノイズはＩＧＢＴのような
高速スイッチになるほど大きく（１〜３μ秒幅）なる
し、高キャリア周波数による高頻度のスイッチングにな
るほどサンプリング点に電圧スイッチングによる電流リ
ップルノイズが重畳され易くなる。これを以下に詳細に
説明する。
【００１０】図５は三相のＰＷＭインバータの電圧パタ
ーンとＵ相電流波形を示し、ＰＷＭ周期Ｔc毎に同じ波
形の電圧パターンを繰返す。この１周期Ｔc中の電圧波
形は対称であるため、ＰＷＭ波形の最小単位はキャリア
周期の１／２であると言える。
【００１１】このときの電流波形のうち、Ｕ相電流Ｉu
成分は周期Ｔcに一致するが最小単位の区切り点（⇒印
で示す）では電流リップルΔＩの１／２の点であり、こ
の点でサンプリングすればＴc期間の電流平均値と等価
な値をサンプリングできる。
【００１２】上述の同期電流サンプリングにおいて、電
流波形Ｉu，Ｉv，Ｉwの検出信号には図示では電流Ｉuの
場合を示すように、各相の電圧スイッチングタイミング
で電流リップルノイズが重畳されてしまう。このノイズ
は、図示では電流サンプリング点（⇒印）とは異なるこ
とから低い周期Ｔcでは検出電流には表われないが、高
キャリア周波数になるほどサンプリング点とノイズ発生
点が近づき、ＩＧＢＴのスイッチング遅れ（数μ秒〜数
＋μ秒）等によってノイズの発生点とサンプリング点が
一致してしまう。この傾向はＰＷＭ電圧指令が高くなる
状態、即ち電圧制御率が１に近くなるほど顕著になる。
【００１３】この問題には電流検出にフィルタを設ける
ことが考えられるが、このフィルタによる検出遅れが電
流制御系の応答遅れになってしまう。
【００１４】本発明の目的は、電圧スイッチングによる
電流リップルノイズがサンプル値に含まれるのを避けた
同期電流サンプリングになる電流検出方法を提供するこ
とにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、ＰＷＭインバータの出力電流を同期電流
サンプリング方式によって検出するにおいて、前記ＰＷ
Ｍインバータの出力電圧ベクトルの２つの零ベクトルタ
イミングで電流サンプリングを行い、両サンプル値のう
ちＰＷＭインバータの出力電圧スイッチタイミングと前
記サンプリングタイミングとの時間差から該出力電圧ス
イッチによるノイズの影響を受けない方のサンプル値を
電流検出値として選択することを特徴とする。
【００１６】
【作用】ＰＷＭインバータの出力電圧スイッチタイミン
グで電流リップルノイズが発生するため、該スイッチタ
イミングと同期電流サンプリングのための２つの零ベク
トルでのサンプリングタイミングとの時間差から出力電
圧スイッチによるノイズの影響を受けにくい方のサンプ
ル値を電流検出値とする。
【００１７】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示すブロック図で
ある。同図は、図４におけるベクトル制御部１と電流制
御部２をコンピュータ１１によるディジタル演算によっ
てＰＷＭパターン発生器３にＰＷＭパターンデータを与
える。なお速度制御系は省略して示す。
【００１８】サンプルホールド信号発生回路１２はコン
ピュータ１１からサンプルホールドのタイミングが設定
され、このタイミングとＰＷＭ発生回路３のＰＷＭタイ
ミングとからサンプルホールド回路９へのサンプルホー
ルド信号の発生及びコンピュータ１１への割込信号を発
生する。
【００１９】この信号発生回路１２によるサンプルホー
ルドタイミングは、各相のＰＷＭ電圧パルスの２つの零
ベクトルＶ0，Ｖ7の両方のタイミングがコンピュータ１
１からのタイミング設定として出力される。サンプリン
グが完了すると割込信号タイミングとしてコンピュータ
１１に与えられ、Ａ／Ｄ変換などによりＶ1，Ｖ7の両サ
ンプルデータをその都度コンピュータ１１は入力する。
【００２０】図２は本実施例のサンプルホールドのため
のタイムチャートを示す。Ｕ相の出力電圧と出力電流に
対するコンピュータ１１の演算内容と割込信号タイミン
グを示し、他のＶ相及びＷ相についても同様の手順でサ
ンプリングタイミングが選択されると共に検出電流デー
タに対する処理がなされる。
【００２１】ＰＷＭ波形は半周期を最小単位とし電流制
御演算周期（ＡＣＲ周期）はこのＮ倍の周期（図示では
Ｎ＝４）にされる。電流サンプリングは前述のように２
つの零ベクトル（Ｖ0，Ｖ7）のタイミングでなされる。
【００２２】（１）第１回目の電流サンプリング（ホー
ルド動作）は時刻ｔaでなされてコンピュータ１１への
割込信号を発生する。コンピュータ１１では、このとき
のサンプリング電流を変数名ＩAとしてＡ／Ｄ変換器１
０から読込む。そして、次の割込みタイミングと電流サ
ンプリングタイミングが時刻ｔb（ＰＷＭ周期Ｔcの半
分）になるよう信号発生回路１２へセットする。
【００２３】（２）第１回目のサンプリングで設定され
た時刻ｔbで第２回目の電流サンプリングがなされ、割
込みによって変数名ＩBとしてサンプリング電流を取込
む。
【００２４】（３）第２回目のサンプリング終了後、コ
ンピュータ１１はＰＷＭ発生回路３へ与えるＰＷＭパタ
ーンから電流サンプリング点ｔa，ｔbとスイッチ素子の
スイッチタイミングとの間の時間差（パルス幅）ＴA，
ＴBを求め、この時間ＴA，ＴBから変数名ＩA，ＩBの各
電流サンプル値の何れを採用するかを決定する。
【００２５】この決定は時間ＴBがリップルノイズの干
渉を受けないほど長いときは変数名ＩBの電流サンプル
値を採用し、リップルノイズの干渉を受けるほど短いと
きは変数名ＩAの電流サンプル値を採用するようにし、
基本的には第２回目のサンプル値を優先して採用する。
【００２６】但し、第１回目（ＩA）のサンプル値を採
用する場合には、第２回目（ＩB）のサンプリングタイ
ミングとは時間がＴA＋ＴBだけ早いため、後述のように
該時間だけ補正する時間補間を行なう。この時間補間
は、図３で示すような態様になる。
【００２７】図示のように、（ｎ−１）回目のサンプリ
ングで変数名ＩBの電流サンプル値を採用する場合には
ｎ回目の電流制御の検出値としては検出時刻ｔb′の電
流ＩBをそのままＩnとして採用し、（ｎ−１）回目のサ
ンプリングで変数名ＩAの電流サンプル値を採用する場
合にはｎ回目の電流制御の検出値としては時刻ｔa′の
電流ＩAを前回の検出値Ｉ（ｎ−１）との間で補外修正
してＩnを求める。
【００２８】このため、前回の選択後のデータＩ（ｎ−
１）と今回のデータＩA（時刻ｔa′）から補外修正を下
記式 Ｉn＝（Ｎ／Ｎ−１）×（ＩA−Ｉ（ｎ−１））＋Ｉ（ｎ−１） から行なう。これにより、サンプル値Ｉnは常に時刻ｔb
のタイミングで行なわれた値に近似させることができ
る。
【００２９】（４）図２に戻って、変数名ＩA，ＩBから
選択さらには補間された電流値Ｉnを検出電流値と電流
指令との比較による電流制御（ＡＣＲ）演算をし、ＰＷ
Ｍ電圧指令を求める。
【００３０】（５）ＰＷＭ電圧指令から次回の等価ＰＷ
Ｍパターンを計算し、ＰＷＭ発生回路３のレジスタに該
パターンを書込む。また、次回の電流サンプリング及び
割込時刻を設定する。
【００３１】以上までの（１）〜（５）の処理は電流制
御周期で繰返され、電流サンプリングは零ベクトル
Ｖ0，Ｖ7の２種類の時刻で行っておき、電流リップル誤
差の影響のない方のデータを選択することにより電流検
出信号にリップル成分が含まれる場合にも正確な電流検
出を可能とする。
【００３２】なお、実施例において、ＰＷＭインバータ
の出力電圧が低くて電圧制御率が０に近いときにはスイ
ッチングとサンプル間の時間差は十分大きく、また電流
指令の変化も少ない運転状態では２つの零ベクトル点で
の電流サンプリングデータがほぼ等しいと考えられるこ
と及び両データ共にリップルノイズの影響を受けないこ
とから、両サンプル値を平均して電流検出値とすること
により精度を向上することができる。
【００３３】この場合には回路の外乱ノイズやＡ／Ｄ変
換の誤差及び同期サンプリングのずれ等による不確定ノ
イズに対する検出誤差の発生を抑制できる。
【００３４】
【発明の効果】以上のとおり本発明によれば、ＰＷＭイ
ンバータの同期電流サンプリング方式において、２つの
零ベクトルタイミングでの電流サンプル値のうち、ＰＷ
Ｍインバータの出力電圧スイッチタイミングとサンプリ
ングタイミングとの時間差から出力電圧スイッチによる
ノイズの影響を受けにくい方を選択するようにしたた
め、電流検出にリップルノイズを無くして電流検出精度
を高めることができる。また、電流制御系の時定数を小
さくして高速応答の電流制御を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図。
【図２】実施例のタイムチャート。
【図３】実施例における時間補間の態様図。
【図４】電流制御系付きＰＷＭインバータのブロック
図。
【図５】同期電流サンプリングの電圧パターンと電流波
形図。
【符号の説明】
３…ＰＷＭパターン発生器 ４…インバータ主回路 ９…サンプルホールド回路 １１…コンピュータ

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＰＷＭインバータの出力電流を同期電流
    サンプリング方式によって検出するにおいて、前記ＰＷ
    Ｍインバータの出力電圧ベクトルの２つの零ベクトルタ
    イミングで電流サンプリングを行い、両サンプル値のう
    ちＰＷＭインバータの出力電圧スイッチタイミングと前
    記サンプリングタイミングとの時間差から該出力電圧ス
    イッチによるノイズの影響を受けない方のサンプル値を
    電流検出値として選択することを特徴とするＰＷＭイン
    バータの電流検出方法。
  2. 【請求項２】 前記ＰＷＭインバータの出力電圧スイッ
    チタイミングと前記サンプリングタイミングとの時間差
    が前記両サンプル値共に大きいときに該両サンプル値の
    平均値を電流検出値とすることを特徴とするＰＷＭイン
    バータの電流検出方法。
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