JPH0365058A - パルス幅変調パターンの作成方法 - Google Patents
パルス幅変調パターンの作成方法Info
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- JPH0365058A JPH0365058A JP1198243A JP19824389A JPH0365058A JP H0365058 A JPH0365058 A JP H0365058A JP 1198243 A JP1198243 A JP 1198243A JP 19824389 A JP19824389 A JP 19824389A JP H0365058 A JPH0365058 A JP H0365058A
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 8
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 abstract description 5
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 abstract description 4
- 230000004907 flux Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 10
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- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
A、産業上の利用分野
本発明は、誘導電動機の速度制御等をパルス幅変調で行
う際に、高調波を含む出力電流信号から高調波成分を除
去して電流検出するのに適したパルス幅変調パターンの
作成方法に関スる。
う際に、高調波を含む出力電流信号から高調波成分を除
去して電流検出するのに適したパルス幅変調パターンの
作成方法に関スる。
B1発明の概要
本発明は、誘導電動機の速度制御等に使用するパルス幅
変調パターンの作成方法において、搬送用三角波の周波
数を一定とし、そのプラス側又はマスナス側の頂点に同
期したタイミングでサンプリングさせる変調パターンを
プロセッサのデジタル演算により発生することにより、
高調波成分を除去した電流値を正確に、かつ高速に検出
し、電流制御精度及び応答性を高め、かつ装置がコスト
安になる技術を提供するものである。
変調パターンの作成方法において、搬送用三角波の周波
数を一定とし、そのプラス側又はマスナス側の頂点に同
期したタイミングでサンプリングさせる変調パターンを
プロセッサのデジタル演算により発生することにより、
高調波成分を除去した電流値を正確に、かつ高速に検出
し、電流制御精度及び応答性を高め、かつ装置がコスト
安になる技術を提供するものである。
C1従来の技術
パルス幅変調(Pu1se Width Modula
tion ;以下PWMと略称する)とは、振幅が一定
のパルスの幅を信号波形に対応させて広くしたり狭くし
たり変化させる方式である。
tion ;以下PWMと略称する)とは、振幅が一定
のパルスの幅を信号波形に対応させて広くしたり狭くし
たり変化させる方式である。
このPWMを使用する対象として誘導電動機の速度制御
がある。その1つに、誘導電動機の速度を電圧や電流か
ら検出した値により推定し、その速度制御を行う方式が
あり、センサレスASRと呼ばれている。この方式では
電流値をできるだけ正確に検出する必要がある。
がある。その1つに、誘導電動機の速度を電圧や電流か
ら検出した値により推定し、その速度制御を行う方式が
あり、センサレスASRと呼ばれている。この方式では
電流値をできるだけ正確に検出する必要がある。
第6図は、従来の誘導電動機のインバータ制御の一例を
示す構成図である。同図において、誘導電動機61は、
電源62からの三相交流を整流器63及びインバータ6
4を介してモータ電流1mにより駆動されている。誘導
電動機61の一次側に電圧検出回路65が接続され、ま
たインバータ64にも電流検出器66が接続され、それ
ぞれ制御回路67ヘデータを入力する。制御回路67は
、プロセッサ68の信号指令とそれらのデータに基づき
インバータ64内のスイッチトランジスタTrのオン/
オフを制御する。この制御回路67の制御にPWMが使
用されるものである。
示す構成図である。同図において、誘導電動機61は、
電源62からの三相交流を整流器63及びインバータ6
4を介してモータ電流1mにより駆動されている。誘導
電動機61の一次側に電圧検出回路65が接続され、ま
たインバータ64にも電流検出器66が接続され、それ
ぞれ制御回路67ヘデータを入力する。制御回路67は
、プロセッサ68の信号指令とそれらのデータに基づき
インバータ64内のスイッチトランジスタTrのオン/
オフを制御する。この制御回路67の制御にPWMが使
用されるものである。
D2発明が解決しようとする課題
既に述べた如く、センサレスASRでは電流値をできる
だけ正確に検出すべきで、リップル電流成分を除去した
基本波成分の電流値を検出する必要があるが、誘導電動
機をPWM電圧で駆動する場合、電流波形には多大の高
側波が発生しているため電流検出値にリップル電流によ
る誤差が生じ易い。そこで、リップル電流成分等を除去
するため、PWM波形パターンと電流のサンプリング時
刻とを適切に同期させ、PWMの影響を少なくする必要
がある。
だけ正確に検出すべきで、リップル電流成分を除去した
基本波成分の電流値を検出する必要があるが、誘導電動
機をPWM電圧で駆動する場合、電流波形には多大の高
側波が発生しているため電流検出値にリップル電流によ
る誤差が生じ易い。そこで、リップル電流成分等を除去
するため、PWM波形パターンと電流のサンプリング時
刻とを適切に同期させ、PWMの影響を少なくする必要
がある。
また、速度演算は一定周期で行うのが制御が簡単になる
ため、電流検出のサンプリング周期も負荷やモータ速度
に無関係に一定であることが好ましく、PWMの搬送波
は周波数一定であることが望ましい。
ため、電流検出のサンプリング周期も負荷やモータ速度
に無関係に一定であることが好ましく、PWMの搬送波
は周波数一定であることが望ましい。
本発明は、このような課題に鑑みて創案されたもので、
電流値を正確に検出し、応答性及び処理速度を高めるよ
うなPWMパターンの作成方法を提供することを目的と
している。
電流値を正確に検出し、応答性及び処理速度を高めるよ
うなPWMパターンの作成方法を提供することを目的と
している。
81課題を解決するための手段
本発明における上記課題を解決するための手段は、三角
波正弦波比較方式とほぼ等価なパルス幅変調方式をCP
U等によりデジタル演算することにより電圧形三相イン
バータ等の出力電圧、周波数制御を行う際のパルス幅変
調パターンの作成方法において、三角波正弦波比較方式
のうちの三角波(搬送波)信号のプラス側又はマイナス
側の頂点に相当する時刻でPWMパターンと同期してサ
ンプリングするのに適した変調パターンを発生させるパ
ターン幅変調パターンの作成方法とし、特にパターンを
プロセッサのデジタル演算により発生させることを好適
としたものである。
波正弦波比較方式とほぼ等価なパルス幅変調方式をCP
U等によりデジタル演算することにより電圧形三相イン
バータ等の出力電圧、周波数制御を行う際のパルス幅変
調パターンの作成方法において、三角波正弦波比較方式
のうちの三角波(搬送波)信号のプラス側又はマイナス
側の頂点に相当する時刻でPWMパターンと同期してサ
ンプリングするのに適した変調パターンを発生させるパ
ターン幅変調パターンの作成方法とし、特にパターンを
プロセッサのデジタル演算により発生させることを好適
としたものである。
F1作用
三相インバータには、各相のオン/オフの組合せにより
、8通りの通電モードかあ−る。そのうち6通りはオン
とオフとを組合せた通常のモードであるが、残りの2通
りは三相共にプラス側がオン又はマスナス側がオンの場
合である。この場合、例えば第6図に点線で示した誘導
電動機61の電流は、インバータ64aのトランジスタ
Trと整流器64bのダイオードDiを通って誘導電動
機61に戻る還流ループができる。この期間は0ベクト
ルと呼ばれ、モータ内部の磁束が回転していない状態と
なる。このOベクトルは、三角波のプラス側及びマイナ
ス側の頂点に必ず存在するので、本発明では、第1図に
原理を示すように、0ベクトルの中間時刻に同期した検
出タイミングでサンプリングさせるパターンを発生し、
電流を検出するものとし、またそのパターンをプロセッ
サのデジタル演算で発生することにより回路構成を簡単
にしてコスト安にする。
、8通りの通電モードかあ−る。そのうち6通りはオン
とオフとを組合せた通常のモードであるが、残りの2通
りは三相共にプラス側がオン又はマスナス側がオンの場
合である。この場合、例えば第6図に点線で示した誘導
電動機61の電流は、インバータ64aのトランジスタ
Trと整流器64bのダイオードDiを通って誘導電動
機61に戻る還流ループができる。この期間は0ベクト
ルと呼ばれ、モータ内部の磁束が回転していない状態と
なる。このOベクトルは、三角波のプラス側及びマイナ
ス側の頂点に必ず存在するので、本発明では、第1図に
原理を示すように、0ベクトルの中間時刻に同期した検
出タイミングでサンプリングさせるパターンを発生し、
電流を検出するものとし、またそのパターンをプロセッ
サのデジタル演算で発生することにより回路構成を簡単
にしてコスト安にする。
G、実施例
以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明す
る。
る。
第1図は、本発明の一実施例を兼ねた原理図である。同
図において、3本の曲線は3相それぞれの正弦波を、直
線による折れ線は三角波を示し、下方の3段のパルスは
上段の各正弦波に対応するPWMパターンを示している
。
図において、3本の曲線は3相それぞれの正弦波を、直
線による折れ線は三角波を示し、下方の3段のパルスは
上段の各正弦波に対応するPWMパターンを示している
。
ここで、搬送波の1周期に対応する区間△Tを考えると
、前半の半周期で3相ともオフ、後半の半周期で3相と
もオンしているので、半周期毎に3相がオン/オフする
タイミングを演算して出力すれば、デジタル演算による
制御が可能になる。
、前半の半周期で3相ともオフ、後半の半周期で3相と
もオンしているので、半周期毎に3相がオン/オフする
タイミングを演算して出力すれば、デジタル演算による
制御が可能になる。
三角波と正弦波との交点の時刻を演算で決定することは
、三角関数と直線との交点を求めることであり、非線形
なので計算が難しい。そこで、正弦なるように各相のス
イッチング時間を計算する。
、三角関数と直線との交点を求めることであり、非線形
なので計算が難しい。そこで、正弦なるように各相のス
イッチング時間を計算する。
第2図は本発明の原理を更に詳細に示す説明図で、曲線
で正弦波を示し、直線で三角波を示している。図中、鎖
線で囲まれた部分と斜線部分とは等価面積とする。PW
M三角波の前半をモード■区間とし、後半をモード■区
間として、モードI区間の正弦波に対応する斜線部分の
面積SAを求める式は、出力正弦波電圧指令の波高値を
α、整流回路(第6図の63)の出力直流電圧Vdcと
=α+[cos(ωta) cos (ωta)] ・・・(り であり、鎖線部分の面積SBを求める式は、5B=2ω
・△t−Vdc −2ω・(k−T/2)・vdC・・・(2)である。
で正弦波を示し、直線で三角波を示している。図中、鎖
線で囲まれた部分と斜線部分とは等価面積とする。PW
M三角波の前半をモード■区間とし、後半をモード■区
間として、モードI区間の正弦波に対応する斜線部分の
面積SAを求める式は、出力正弦波電圧指令の波高値を
α、整流回路(第6図の63)の出力直流電圧Vdcと
=α+[cos(ωta) cos (ωta)] ・・・(り であり、鎖線部分の面積SBを求める式は、5B=2ω
・△t−Vdc −2ω・(k−T/2)・vdC・・・(2)である。
従って、5A=SBより△tは、△t = −/(2(
ZJ ) −[C06((IJ ta)−cos(ωt
b)]dc ・・・(3) となり、Tof「時刻は、 Toff= t a + T/2+△t −<
4 )同様に、モード■におけるTonは、tb→t
a間で△tを求め、 △t = a / V dc・2ω[cos(ωtb−
cos(ωtd)]・・・(5) Ton= t b +T/ 2−△t −(6
)となる。
ZJ ) −[C06((IJ ta)−cos(ωt
b)]dc ・・・(3) となり、Tof「時刻は、 Toff= t a + T/2+△t −<
4 )同様に、モード■におけるTonは、tb→t
a間で△tを求め、 △t = a / V dc・2ω[cos(ωtb−
cos(ωtd)]・・・(5) Ton= t b +T/ 2−△t −(6
)となる。
上記演算をソフトウェアで処理するためには、例えば第
5図の一実施例の構成図に示したCPO58内にワーク
エリアを設ける。なお、同図において57はサンプルホ
ールドA/D変換の電流サンプリング回路を示している
。第3図は、そのワークエリアの一例を示す模式図であ
る。同図において、第1段〜第3段にはメインルーチン
よりの設定変数が示され、第4段〜第6段で定数が示さ
れている。第7段は第2図で時刻tに対応する正弦波の
位相角として示されたθの設定で、左方と右方は+ω・
Tにより変換される。下方の2段ずつは、それぞれU相
、V相及びW相の処理のためのワークエリアが割当てら
れている。
5図の一実施例の構成図に示したCPO58内にワーク
エリアを設ける。なお、同図において57はサンプルホ
ールドA/D変換の電流サンプリング回路を示している
。第3図は、そのワークエリアの一例を示す模式図であ
る。同図において、第1段〜第3段にはメインルーチン
よりの設定変数が示され、第4段〜第6段で定数が示さ
れている。第7段は第2図で時刻tに対応する正弦波の
位相角として示されたθの設定で、左方と右方は+ω・
Tにより変換される。下方の2段ずつは、それぞれU相
、V相及びW相の処理のためのワークエリアが割当てら
れている。
第4図は、上記ワークエリアを使用した本発明の処理手
順の一例を示すフローチャートである。
順の一例を示すフローチャートである。
同図はTofrモード中にTonを設定する動作(以下
、Aモードと呼称する)を示し、同様にTono−モー
ド中of’fを設定する動作(以下、Bモードと呼称す
る)に対しても所要のデータを変更するだけのフローが
適用され、AモードとBモードのフローは交互に繰返さ
れるものとする。
、Aモードと呼称する)を示し、同様にTono−モー
ド中of’fを設定する動作(以下、Bモードと呼称す
る)に対しても所要のデータを変更するだけのフローが
適用され、AモードとBモードのフローは交互に繰返さ
れるものとする。
第4図のフローにおいて、PWMがオンになる期間中に
と、TonをTaoよりT時間後に設定しておいて、U
相、V相、W相の順にTonの設定を行う。Tonの設
定は、まず位相角度の計算を行い、新θu−bは旧θu
−a+ω・Tとして、cosθUbを求める。尚、この
過程で使用されるθaは前回値を流用する。三角関数は
、ROM内部にテーブルとして用意しておき、(5)、
(6)式により時刻Tonの演算を行い、更にデータ異
常の判定のためにTon>Torfであるか否かを判断
する。
と、TonをTaoよりT時間後に設定しておいて、U
相、V相、W相の順にTonの設定を行う。Tonの設
定は、まず位相角度の計算を行い、新θu−bは旧θu
−a+ω・Tとして、cosθUbを求める。尚、この
過程で使用されるθaは前回値を流用する。三角関数は
、ROM内部にテーブルとして用意しておき、(5)、
(6)式により時刻Tonの演算を行い、更にデータ異
常の判定のためにTon>Torfであるか否かを判断
する。
Ton>Toffであればそれでよいが、Ton>To
ffの場合ハTofT+ I (CP Uの1力ウント
期間)をTonとして、各相の時刻Tonをタイマにセ
ットずろ。
ffの場合ハTofT+ I (CP Uの1力ウント
期間)をTonとして、各相の時刻Tonをタイマにセ
ットずろ。
以上の動作によりToffモード中にTonを設定する
ことができる。Bモードの場合は、上記説明中のaとす
、on&offを入れ換えることで、Tono−モード
中offを設定することができる。
ことができる。Bモードの場合は、上記説明中のaとす
、on&offを入れ換えることで、Tono−モード
中offを設定することができる。
そして、PWM三角波の周波数をTとし、そのプラス側
又はマイナス側の頂点に同期したタイミングでサンプリ
ングさせる変調パターンを発生することができる。
又はマイナス側の頂点に同期したタイミングでサンプリ
ングさせる変調パターンを発生することができる。
このように、本発明の実施例では、下記の効果が明らか
である。
である。
(1)PWM波形をCPU及びソフトウェアにより発生
しているので、コスト安になる。
しているので、コスト安になる。
(2)普通、デッドタイムによる誤差のため完全に還流
モードが得られるとは限らないが、本発明では、電流検
出のタイミングもソフトウェアで作成していて、PWM
指令信号と同期する。
モードが得られるとは限らないが、本発明では、電流検
出のタイミングもソフトウェアで作成していて、PWM
指令信号と同期する。
(3)センサレスASR制御などでは、電流を三相から
二相に変換するために必要な三角係数の結果をSINデ
ープルにより求めているが、このテーブルをPWM発生
の演算にも流用でき、メモリが少なくてより容易である
。
二相に変換するために必要な三角係数の結果をSINデ
ープルにより求めているが、このテーブルをPWM発生
の演算にも流用でき、メモリが少なくてより容易である
。
(4)PWMパターンを搬送波の半周期ごとに演算して
いるため、電圧指令の変化に対するPWMパターンの応
答が早い。
いるため、電圧指令の変化に対するPWMパターンの応
答が早い。
(5)正転と逆転との切換えは電圧位相θaθbに印加
するω・Tを正又は負に切換えることにより可能で、高
速かつ位相誤差の少ない切換えが実現する。
するω・Tを正又は負に切換えることにより可能で、高
速かつ位相誤差の少ない切換えが実現する。
H9発明の効果
以上、説明したとおり、本発明によれば、電流検出のタ
イミングを還流モードとPWM指令信号に同期させるこ
とにより電流値を正確に検出し、応答性及び処理速度を
高め、かつ装置がコスト安になるPWMパターンの作成
方法を提供することができる。
イミングを還流モードとPWM指令信号に同期させるこ
とにより電流値を正確に検出し、応答性及び処理速度を
高め、かつ装置がコスト安になるPWMパターンの作成
方法を提供することができる。
第1図及び第2図は実施例を兼ねた本発明の詳細な説明
図、第3図はワークエリアの一例の模式図、第牛図は処
理手順の一例のフローチャート、第5図は本発明のイン
バータ制御の一例の構成図、第6図は従来のインバータ
制御の構成図である。 51.61・・・誘導電動機、52.62・・・電源、
53.63・・・整流器、54..64・・・インバー
タ、56.66・・・電流検出器、57・・・電流サン
プリング回路、58・・・CPU0 外2名 第1図 本発明の詳細な説明図 第2図 本発明の詳細な説明図 第3図 本発明のワークエリアの模式図
図、第3図はワークエリアの一例の模式図、第牛図は処
理手順の一例のフローチャート、第5図は本発明のイン
バータ制御の一例の構成図、第6図は従来のインバータ
制御の構成図である。 51.61・・・誘導電動機、52.62・・・電源、
53.63・・・整流器、54..64・・・インバー
タ、56.66・・・電流検出器、57・・・電流サン
プリング回路、58・・・CPU0 外2名 第1図 本発明の詳細な説明図 第2図 本発明の詳細な説明図 第3図 本発明のワークエリアの模式図
Claims (2)
- (1)三角波正弦波比較方式とほぼ等価なパルス幅変調
方式をCPU等によりデジタル演算することにより電圧
形三相インバータ等の出力電圧、周波数制御を行う際の
パルス幅変調パターンの作成方法において、三角波正弦
波比較方式のうちの三角波(搬送波)信号のプラス側又
はマイナス側の頂点に相当する時刻でPWMパターンと
同期してサンプリングするのに適した変調パターンを発
生させることを特徴とするパルス幅変調パターンの作成
方法。 - (2)変調パターンをプロセッサのデジタル演算により
発生させることを特徴とする請求項(1)に記載のパル
ス幅変調パターンの作成方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1198243A JPH0365058A (ja) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | パルス幅変調パターンの作成方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1198243A JPH0365058A (ja) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | パルス幅変調パターンの作成方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0365058A true JPH0365058A (ja) | 1991-03-20 |
Family
ID=16387885
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1198243A Pending JPH0365058A (ja) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | パルス幅変調パターンの作成方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0365058A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0648008A1 (en) * | 1992-04-10 | 1995-04-12 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Pulse width modulation inverter current detection method |
JP2009281538A (ja) * | 2008-05-23 | 2009-12-03 | Mitsubishi Electric Corp | 自動変速機の制御装置 |
-
1989
- 1989-07-31 JP JP1198243A patent/JPH0365058A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0648008A1 (en) * | 1992-04-10 | 1995-04-12 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Pulse width modulation inverter current detection method |
JP2009281538A (ja) * | 2008-05-23 | 2009-12-03 | Mitsubishi Electric Corp | 自動変速機の制御装置 |
JP4536133B2 (ja) * | 2008-05-23 | 2010-09-01 | 三菱電機株式会社 | 自動変速機の制御装置 |
US8058834B2 (en) | 2008-05-23 | 2011-11-15 | Mitsubishi Electric Corporation | Control device for automatic transmission |
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