JP3666432B2 - 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多相負荷をインバータ主回路によって駆動する電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１３は、例えば電気自動車の走行に使用される多相交流モータを駆動するインバータ装置の電気的構成を示すものである。この図１３において、６つのＩＧＢＴ１〜６が三相ブリッジ接続されてインバータ主回路７が構成され、そのインバータ主回路７の直流母線７ａ，７ｂは、駆動用バッテリ８の正極端子，負極端子に夫々接続されている。その、インバータ主回路７の出力端子７ｕ，７ｖ，７ｗは三相の多相交流モータ（例えば、同期モータやインダクションモータ，ブラシレスモータなど）９の各相巻線（図示せず）に夫々接続されている。また、各ＩＧＢＴ１〜６のコレクタエミッタ間には、フリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。
【０００３】
指令値発生器１０は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊のデータが記憶されているＲＯＭを中心として構成されており、例えば、インバータ主回路７の出力端子７ｕ〜７ｗと多相交流モータ（以下、単にモータと称す）９の各相巻線との間に配置される電流センサ（図示せず）の出力信号におけるゼロクロス点や、ロータリエンコーダ或いはレゾルバなどの出力信号に基づいて交流モータ９を構成するロータの位相θを検出し、その位相に基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相についての電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を読み出し、ＰＷＭ波形発生器１１に出力するようになっている。尚、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、例えば正弦波の振幅に基づく指令値である。
【０００４】
図１４は、ＰＷＭ波形発生器１１の詳細な電気的構成を示す機能ブロック図である。指令値発生器１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅの非反転入力端子並びにコンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆの反転入力端子に与えられており、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅの反転入力端子並びにコンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆの非反転入力端子には、搬送波発生器１３より出力されるＰＷＭ変調の搬送波（三角波）が与えられている。
【０００５】
尚、コンパレータ１２ａ〜１２ｆは、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊及び搬送波が何れもデジタルデータとして出力される場合はマグニチュードコンパレータであり、両者が何れもアナログデータとして出力される場合はアナログコンパレータである。
【０００６】
そして、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅからは、搬送波のレベルよりも電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊のレベルが高い場合にハイレベルとなる信号Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５が出力され、コンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆからは、信号Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５の反転信号Ｃ２，Ｃ４，Ｃ６が出力されてデッドタイム発生器１４に与えられる。デッドタイム発生器１４は、例えば、１つのアームについて正側，負側のＩＧＢＴが同時にオン状態となることを防止するために、両者何れもがオフ状態となるデッドタイムを設けるため、信号Ｃ１／Ｃ３／Ｃ５，Ｃ２／Ｃ４／Ｃ６間のオンオフタイミングを修正するものである。
【０００７】
デッドタイム発生器１４からは、ゲート信号Ｇ１′〜Ｇ６′が出力され、それらのゲート信号Ｇ１′〜Ｇ６′は、フォトカプラなどからなるドライバ１５を介して各ＩＧＢＴ１〜６のゲートにゲート信号Ｇ１〜Ｇ６として与えられるようになっている。
【０００８】
この制御方式では、例えばＵ相について考えると、指令値Ｕ＊が搬送波である三角波より大きい場合はＩＧＢＴ１がオン，ＩＧＢＴ２がオフとなり、ＤＣ電源の正側の電位が出力される。逆にＵ＊が三角波より小さい場合はＩＧＢＴ１がオフ、ＩＧＢＴ２がオンとなり、ＤＣ電源の負側の電位が出力される。この動作により各搬送波の周期で指令値に比例した時間の間、ＤＣ電源であるバッテリ８の正側の電圧が出力される。
【０００９】
そして、図１５に示すように、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊が正弦波ならばパルス幅が正弦波にＰＷＭ変調された電圧が出力され出力電流を略正弦波にすることができる。また、搬送波の周波数が高いほどより理想的な正弦波の波形に近い電流を出力でき、当該周波数を１５ｋＨｚ以上にすれば、モータ９の磁気的騒音を大幅に低減することができる。そのため、インバータ主回路７には、このような高速スイッチングが可能であるＩＧＢＴ１〜６が使用されている。
【００１０】
しかしながら、インバータ主回路７が大電力で駆動される場合には電力変換損失による発熱が大きいため、水冷などによる冷却が必要であり、システムの小型化、低コスト化の障害となっている。また、電力変換損失には、ＩＧＢＴ１〜６におけるスイッチング損失が大きな割合を占めている。スイッチング損失は、スイッチング周波数が高くなるほど増加するので、十分高い周波数で使用することができないという問題がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
斯様な問題を解決するため、特願平１１−３６９６６２号において、出力電流波形の歪みを極力抑制するようにバランスを取りながらインバータ主回路におけるスイッチングを部分的な期間に停止させることで、スイッチング損失の低減を図るようにした技術が提案されている。
【００１２】
具体的には、図１６及び図１７に示すように、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内何れか二相の指令値がほぼ等しい期間において、それら二相の指令値を最大または最小に固定することによってスイッチングを停止させるようにしている。また、同期間において、二相の指令値を最大または最小に固定する期間と三相の電圧指令値の内何れか一相のみが最大または最小に固定する期間とを交互に行うことで、スイッチング損失の低減を図ると共に出力電流波形の歪みをより低減するようにしている。
【００１３】
ところが、この先行技術では、スイッチングを停止させる期間を出力電流のレベルとは無関係に設定しているため、図１８に示すように、負荷に流れる電流量が比較的大きい期間にスイッチングを行っている場合があり、スイッチング損失の低減効果を十分に得ることができなかった。
【００１４】
そこで、本発明の発明者は、特願２００１−１０１５９において、出力電流レベルが高くなる期間に、対応する相のスイッチングを停止させる期間が極力一致するように変換期間の設定位相をα度だけシフトさせる技術を提案した（図１９参照）。しかし、この技術においても、以下のような課題が存在している。
【００１５】
図１９（ｂ）は、（ａ）に示す電圧指令に基づいて二相変調，一相変調を交互に行うように変換した後、その変換した指令値の変換期間の設定位相を−６０度シフトさせた波形（Ｕ相）を示すものである。上述したように、出力電流レベルが高くなる期間においてスイッチングを停止させればスイッチング損失は低減されるが、その期間に停止させた分のスイッチングを、極力出力電流レベルが低くなる期間に行うようにすれば、スイッチング損失を更に低減させることができる。しかしながら、特願２００１−１０１５９では、その点までは考慮していなかった。
【００１６】
また、図２０は、変換後の電圧指令値（ｂ）についてα＝−３０°とした場合（ｃ）、α＝−６０°とした場合（ｄ）の波形を夫々示す。この時、元の電圧指令値（ａ）の振幅レベルが大きくなる程、αを付与した変換後の指令値の振幅が設定範囲を超えて所謂過変調状態になり易くなる（図２０（ｄ）参照）。過変調が発生すると、電流波形の歪みが大きくなってしまう。このような過変調状態の発生を回避するため、特願２００１−１０１５９では位相のシフト量に制限を加えている。従って、スイッチング損失を低減するために最適な位相シフト量を設定できない場合があった。
【００１７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、インバータ主回路を構成するスイッチング素子について、スイッチング損失の発生をより効果的に抑制することができる電力変換装置、及び多相負荷の駆動制御方法を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、指令値出力手段によって出力される電圧指令値の内、何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、何れか一相の電圧指令値のみが最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力する。そして、第１及び第２変換期間を通じて変換対象となるＡ相を、変換前の電圧指令値が最大または最小となる二相の内、前記多相負荷に対する出力電流の絶対値が大となる相に設定すると共に、前記第１変換期間では変換対象となるが第２変換期間では変換対象外となるＢ相を、前記出力電流の絶対値がＡ相の次に大となる相に設定する。
【００１９】
即ち、Ａ相は第１及び第２変換期間を通じて変換対象となる相であるから、当該期間ではインバータ主回路を構成するスイッチング素子によってスイッチングは全く行われない。そして、Ｂ相は第１変換期間のみで変換対象となる相であるから、前記期間でスイッチングが行われる回数がＡ相の次に少ない。従って、出力電流の絶対値が最大となる相をＡ相に設定し、前記絶対値がその次に大となる相をＢ相に設定すれば、両期間を通じてスイッチングされ続ける残りの相をＣ相（１つ以上の相）とすると、Ｃ相は、出力電流の絶対値が相対的により小さい期間に設定されることになる。結果として、全体的に出力電流レベルが高い期間でのスイッチングは抑制されると共に、出力電流レベルが低い期間でのスイッチングはより多く行われるようになるので、スイッチング損失を更に低減させることができる。
【００２０】
請求項２記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、位相差検出手段によって検出した電圧指令値と出力電流との位相差に応じてＡ相及びＢ相を設定する。即ち、出力電流レベルは電圧指令値レベルに応じて変化し、また、電圧指令値に対する出力電流の位相は、負荷に応じて変化する。従って、指令値出力手段によって出力される電圧指令値のレベルを参照すると共に、前記位相差を考慮すれば、Ａ相及びＢ相を設定すべき最適なタイミングを容易に判定することができる。
【００２１】
請求項３記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、第１変換期間では変換対象となり第２変換期間では変換対象外となる相の第２変換期間における変換後の電圧指令値が最大を超える場合または最小を下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値の変換極性を反転させると共に、第２変換期間における電圧指令値を、最大を超えた分または最小を下回った分だけとするように変換する。
【００２２】
即ち、変換前の電圧指令値のレベルによっては、変換後の電圧指令値が当該指令値の出力限界として設定されている最大を超えたりまたは最小を下回ったりする過変調状態となってしまう場合がある。過変調状態になると変換された指令値のレベルは飽和して、最大，最小の範囲外となった指令値分は無視されるので、出力電流波形が歪んでしまう。従来技術では、過変調状態の発生を回避するため電圧指令値の変換に制限を加えており、スイッチング損失を低減するために最適な変換ができない場合があった。
【００２３】
これに対して、請求項３によれば、指令値変換手段が上述のように変換指令値を変更することで、本来最大，最小の範囲を超える指令値分をその範囲内において反映させることが可能となり、出力電流波形の歪みを防止しながらスイッチング損失の低減を効率的に図ることができる。
【００２４】
請求項４記載の電力変換装置によれば、位相変化手段は、指令値変換手段によって第１変換期間と第２変換期間とを交互に繰り返す変換期間が設定された位相を変化させる。即ち、特願２００１−１０１５９で提案した技術のように変換期間の設定位相を変化させると過変調状態がより発生し易くなる。従って、本発明を適用することで、変換期間の設定位相を変化させる技術を採用した場合でも、過変調状態の発生を防止することができる。
【００２５】
請求項５記載の電力変換装置によれば、請求項１または２の発明に対して、請求項３と同様の作用効果を付加することが可能となる。
請求項６記載の電力変換装置によれば、多相負荷の相数を三とするので、一般に広く使用される三相の負荷について、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【００２６】
請求項７記載の電力変換装置によれば、多相負荷を多相交流モータとするので、インバータ主回路によって多相交流モータを駆動する場合に生じるスイッチング損失を低減することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図８を参照して説明する。尚、図１３及び図１４と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。
【００２８】
電気的構成の機能ブロックを示す図１において、指令値発生器１０とＰＷＭ波形発生器（制御信号出力手段）１１との間には、指令値変換器（指令値変換手段，位相差検出手段）２１が介挿されている。指令値変換器２１は、指令値発生器２１及びＰＷＭ波形発生器２１と共に例えばＤＳＰ(Digital Signal Processor)などで構成されており、図３乃至図６に示すフローチャートの演算プログラムに従って、指令値発生器１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊より新たな電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を変換生成し、ＰＷＭ波形発生器２１に出力するように構成されている。また、ＰＷＭ波形発生器２１は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２を指令値変換器２１に出力するようになっている。
【００２９】
ここで、図２を参照して、クロック信号ｃｋ１は、周期がＰＷＭ信号の搬送波周期の２倍であって、前記搬送波のレベルが“−１”の時点に同期して立ち上がるクロック信号である。また、クロック信号ｃｋ２は、そのクロック信号ｃｋ１に対して位相が９０°遅れとなるクロック信号である。そして、指令値変換器２１は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２のレベルをも参照して電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の変換処理を行うようになっている。即ち、クロック信号ｃｋ１は、三相電圧指令値の内、正弦派振幅が最大となるものが正側に位置する場合にクロック信号レベル“１，０”によって第１，第２変換期間を判定するのに用いられる。また、クロック信号ｃｋ２は、三相電圧指令値の内、正弦派振幅が最大となるものが負側に位置する場合に、同様の判定に用いられる。
【００３０】
また、指令値変換器２１には、指令値発生器１０と共に位相指令値θ＊が与えられている。ここで、位相指令値θ＊は、交流モータ９のロータの位相θに基づいて図示しない位相指令値発生器において生成されるものであり、交流モータ９の駆動状態に応じて位相θに進み成分や遅れ成分が付加されている。尚、位相指令値θ＊に代えて位相θをそのまま用いても良い。
【００３１】
そして、インバータ主回路７のＵ相出力端子７ｕとモータ９との間には、例えば変流器などからなる電流検出器２２が介挿されており、その電流検出器２２が検出したＵ相電流の検出信号Ｉｕは、指令値変換器２１に出力されている。その他の構成は、図１３及び図１４に示すものと同様である。
【００３２】
次に、本実施例の作用について図３乃至図８をも参照して説明する。図３乃至図６は、指令値変換器２１が実行する制御内容のフローチャートを示す。図３において、指令値変換器２１は、先ず、指令値発生器１０が出力する電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊と、指令値Ｕ＊の位相θ＊を読み込む（ステップＤ１）。続くステップＤ２〜Ｄ１３では、１周期の位相０から２πをπ／６毎に区切った１２区間に分けて、夫々の位相区間について変化位相量αを与えて条件判定を行い、分岐処理するようにしている。
【００３３】
ここで、変化位相量αは、電圧指令値と出力電流との間に位相差がある場合にその位相差をキャンセルするように与えるものである（力率＝１の場合であれば、α＝０で良い）。電圧−電流位相差θVIは、例えば、電流検出器２３による検出信号Ｉｕのレベルから電流位相θI を求め、電流位相θI と位相θ＊との差を演算すれば得られる。
【００３４】
ステップＤ２は、位相θ＊が０〜π／６の区間に属するか否かを判定する。位相θ＊が当該区間に属する場合は（ステップＤ２，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ１６に移行する。ステップＤ１６では、クロック信号ｃｋ２の“１，０”によって第１，第２変換期間を判断し、第１変換期間であれば（「ＹＥＳ」）ステップＤ１７において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（１）
Ｖ**＝−１ …（２）
Ｗ**＝−１ …（３）
また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ１８において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（４）
Ｖ**＝−１ …（５）
Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（６）
【００３５】
ここで、Ｖ相は第１，第２変換期間に渡って最小値“−１”に変換されておりＡ相に相当し、Ｗ相は第１変換期間では最小値に変換されるが第２変換期間では変換対象とならず、Ｂ相に相当する。そして、Ｕ相は第１，第２変換期間に渡って常にスイッチングが行われる（Ｃ相と称する）。以上のように変換指令値を設定すると、ステップＤ１５に移行する。
【００３６】
次のステップＤ３は、位相π／６〜π／３の区間である。位相θ＊が当該区間に属する場合は（ステップＤ３，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ１９に移行する。ステップＤ１９では、ステップＤ１６と同様に第１変換期間であれば（ 「ＹＥＳ」）ステップＤ２０において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝−１ …（７）
Ｖ**＝−１ …（８）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（９）
また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ２１において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｖ＊）−１ …（１０）
Ｖ**＝−１ …（１１）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（１２）
【００３７】
ここで、Ｖ相はやはりＡ相に相当し、Ｕ相はＢ相に，Ｗ相はＣ相に相当する。そして、ステップＤ２０，Ｄ２１では、ステップＤ１７，Ｄ１８に対してＢ相，Ｃ相が入れ替わっている。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００３８】
次のステップＤ４は、位相π／３〜π／２の区間である。位相θ＊が当該区間に属する場合は（ステップＤ４，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ２２に移行する。ステップＤ２２では、クロック信号ｃｋ１の“１，０”によって第１，第２変換期間を判断し、第１変換期間であれば（「ＹＥＳ」）ステップＤ２３において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝１ …（１３）
Ｖ**＝１ …（１４）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊＋１ …（１５）
また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ２４において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝１ …（１６）
Ｖ**＝２（Ｖ＊−Ｕ＊）＋１ …（１７）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊＋１ …（１８）
ここで、Ｕ相はＡ相に相当し、Ｖ相はＢ相に，Ｗ相はＣ相に相当する。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００３９】
次のステップＤ５は、位相π／２〜２π／３の区間である。位相θ＊が当該区間に属する場合は（ステップＤ５，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ２５に移行する。ステップＤ２５では、ステップＤ２２と同様に第１変換期間であれば（「ＹＥＳ」）ステップＤ２６において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝１ …（１９）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊＋１ …（２０）
Ｗ**＝１ …（２１）
また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ２７において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝１ …（２２）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊＋１ …（２３）
Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｕ＊）＋１ …（２４）
【００４０】
ここで、Ｕ相はＡ相に相当し、Ｖ相はＣ相に，Ｗ相はＢ相に相当する。そして、ステップＤ２６，Ｄ２７では、ステップＤ２３，Ｄ２４に対してＢ相，Ｃ相が入れ替わっている。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００４１】
以下、図５に示すステップＤ２８〜Ｄ３９は、位相θ＊が位相２π／３〜５π／６，６π／５〜π，π〜７π／６，７π／６〜４π／３の区間に属する場合に分岐して実施されるものであり、図６に示すステップＤ４０〜Ｄ５１は、位相θ＊が位相，４π／３〜３π／２，３π／２〜５π／３，５π／３〜１１π／６，１１π／６〜２πの区間に属する場合に分岐して実施されるものである。
【００４２】
そして、全体を概観すると、Ａ，Ｂ，Ｃ相をＵ，Ｖ，Ｗ相に対して循環的に割り当てるパターンは２区間毎に変化しており（ステップＤ２，Ｄ４，Ｄ６，…）、前記パターンが変化した次の区間（ステップＤ３，Ｄ５，Ｄ７，…）では、Ａ相は固定され、Ｂ，Ｃ相の設定が入れ替えられる様に変化している。
【００４３】
本実施例によって変換された電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**は、図７に示すようになる。また、図８には、変換電圧指令値Ｕ**とＵ相の出力電流波形を示す。尚、力率は“１”であるものとする。例えば、Ｕ相電流の半周期分の位相区間を電流振幅レベルの範囲に応じて、
に分類すると、変換電圧指令値Ｕ**は、“小”区間でＣ相，“中”区間でＢ相，“大”区間でＡ相となるように設定されている。即ち、電流波形のゼロクロス点を含む“小”区間では常にスイッチングが行われ、電流波形の最大，最小振幅点を含む“大”区間では、スイッチングは完全に停止されている。そして、振幅レベルが両者の中間に位置する“中”区間では、スイッチング回数も両区間の中間となっている。
【００４４】
ここで、図１９に示す特願２００１−１０１５９における変換電圧指令値波形と比較すると、従来はＣ相であった“中”区間（π／６〜π／３）が本実施例ではＢ相に代わり、また、従来はＢ相であった“小”区間（π／６〜π／３）が本実施例ではＣ相に代わっている。即ち、前者では、出力電流レベルがより高い区間におけるスイッチング回数を低減させており、その分を後者において、出力電流レベルがより低い区間でスイッチング回数を増加させていることになる。
【００４５】
以上のように本実施例によれば、指令値変換器２１は、指令値出力器１０によって出力される電圧指令値に基づいて、第１及び第２変換期間を通じて変換対象となるＡ相を、変換前の電圧指令値が最大または最小となる二相の内、出力電流の絶対値が大となる相に設定すると共に、第１変換期間では変換対象となるが前記第２変換期間では変換対象外となるＢ相を、出力電流の絶対値がＡ相の次に大となる相に設定するようにした。従って、全体的に出力電流レベルが高い期間でのスイッチングを抑制し、出力電流レベルが低い期間でのスイッチングをより多く行うようにして、インバータ主回路７を構成するＩＧＢＴ（スイッチング素子）１〜６において発生するスイッチング損失を一層低減させることができる。
【００４６】
また、指令値変換器２１は、電圧−電流位相差θVIに応じてＡ相及びＢ相を設定するので、指令値出力器１０によって出力される電圧指令値のレベルを参照すれば、位相差θIVによりＡ相及びＢ相を設定する最適なタイミングを容易に判定することができる。
【００４７】
（第２実施例）
図９乃至図１２は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例の構成は基本的に第１実施例と同様であり、指令値変換器２１におけるソフトウエアによる処理内容が異なっている。
【００４８】
図９は、図４に示すステップＤ１６〜Ｄ１８に置き換わるものである。第２実施例では、指令値変換器２１がステップＤ２において「ＹＥＳ」と判断すると、ステップＤ１７において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に設定すると共に、ステップＤ１８において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に設定する（ステップＥ１）。そして、次のステップＥ２では、変換指令値Ｗ２が“１”を超えたか否かを判断し、“１”以下であれば（「ＮＯ」）、第１実施例におけるステップＤ１６〜Ｄ１８と同様の処理内容となる（ステップＥ３〜Ｅ５）。
【００４９】
即ち、変換指令値Ｗ２は、スイッチングを停止させた分を補うため、元の電圧指令値におけるＷ相とＶ相との線間電圧の２倍の電圧を出力するようにレベルシフトされており、過変調状態となるおそれがあるからである。
【００５０】
一方、ステップＥ２において、変換指令値Ｗ２が“１”を超えた場合は（「ＹＥＳ」）、過変調状態が発生した場合である。この時はステップＥ６に移行して変換指令値Ｗ１，Ｗ２を次式で設定する。尚、Ｕ，Ｖ相に関しては、Ｅ１と同様に設定される。
Ｗ１＝２（Ｗ＊−Ｖ＊）−３ …（２５）
Ｗ２＝１ …（２６）
そして、次のステップＥ７においてはクロック信号ｃｋ１を参照し、ｃｋ１＝１であれば（「ＹＥＳ」）ステップＥ６において変換した指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定し（ステップＥ８）、ｃｋ１＝０であれば（「ＮＯ」）ステップＥ６において変換した指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定する（ステップＥ８）。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００５１】
即ち、ステップＥ６においてＷ１を（２５）式のように設定するのは、ステップＥ１におけるＷ２は既に“１”が減じられているが、その結果として正方向に過変調が生じている。従って、元の電圧指令値Ｗ＊の振幅範囲“２（±１）”を超過した分を更に減じることで、変換指令値Ｗ２の振幅の超過分に応じた値に指令値Ｗ１設定するためである。そして、ステップＥ１における指令値Ｗ２の振幅超過分を指令値Ｗ１に置き換えると共に、ステップＥ１では最小“−１”に設定された指令値Ｗ１に代わって、（２６）式における指令値Ｗ２では極性を反転させて最大“１”に設定しているため、ステップＥ７においてはクロック信号ｃｋ１を参照している。
【００５２】
図１０は、Ｖ相の変換指令値が過変調となる場合に対応する処理であり、
図４に示すステップＤ２２〜Ｄ２４に置き換わるものである。この場合、指令値変換器２１がステップＤ５において「ＹＥＳ」と判断すると、ステップＤ２１において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に設定すると共に、ステップＤ２４において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に設定する（ステップＥ１０）。そして、次のステップＥ１１では、変換指令値Ｖ２が“−１”を下回ったか否かを判断し、“−１”以上であれば（「ＮＯ」）、第１実施例におけるステップＤ２１〜Ｄ２４と同様の処理内容となる（ステップＥ１２〜Ｅ１４）。
【００５３】
一方、ステップＥ１１において、変換指令値Ｖ２が“−１”を下回った場合は（「ＹＥＳ」）過変調状態となるため、ステップＥ１５に移行して変換指令値Ｖ１，Ｖ２を次式で設定する。尚、Ｕ，Ｗ相に関しては、Ｅ１０と同様に設定される。
Ｖ１＝２（Ｖ＊−Ｕ＊）＋３ …（２７）
Ｖ２＝−１ …（２８）
そして、次のステップＥ１６においてはクロック信号ｃｋ２を参照し、ｃｋ２＝１であれば（「ＹＥＳ」）ステップＥ１５において変換した指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定し（ステップＥ１７）、ｃｋ２＝０であれば（「ＮＯ」）ステップＥ１５において変換した指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定する（ステップＥ１８）。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００５４】
ステップＥ１５においてＶ１を（２７）式のように設定するのは、ステップＥ１０におけるＶ２は既に“１”が加えられているが、その結果として負方向に過変調が生じている。従って、元の電圧指令値Ｖ＊の振幅範囲“２（±１）”分を更に加えることで、変換指令値Ｖ２振幅の超過分に応じた値に指令値Ｖ１設定するためである。そして、ステップＥ１０における指令値Ｖ２の振幅超過分を指令値Ｖ１に置き換えると共に、ステップＥ１０では最大“１”に設定された指令値Ｖ１に代わって、（２８）式における指令値Ｖ２では極性を反転させて最小“−１”に設定しているため、ステップＥ１６においてはクロック信号ｃｋ２を参照している。
【００５５】
次に、Ｕ相が過変調状態となる場合に対応する処理について図１１及び図１２を参照して述べる。図１１は、図４に示すステップＤ２８〜Ｄ３０に置き換わるものである。この場合、指令値変換器２１がステップＤ７において「ＹＥＳ」と判断すると、ステップＤ２９において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に設定すると共に、ステップＤ３０において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に設定する（ステップＥ１８）。そして、次のステップＥ１９では、変換指令値Ｕ２が“１”を超えたか否かを判断し、“１”以下であれば（「ＮＯ」）、第１実施例におけるステップＤ２８〜Ｄ３０と同様の処理内容となる（ステップＥ２０〜Ｅ２１）。
【００５６】
一方、ステップＥ１９において、変換指令値Ｕ２が“１”を超えた場合は（ 「ＹＥＳ」）、ステップＥ２３に移行して変換指令値Ｕ１，Ｕ２を次式で設定する。尚、Ｖ，Ｗ相に関しては、Ｅ１８と同様に設定される。
Ｕ１＝２（Ｕ＊−Ｗ＊）−３ …（２９）
Ｕ２＝１ …（３０）
そして、次のステップＥ２４においてはクロック信号ｃｋ１を参照し、ｃｋ１＝１であれば（「ＹＥＳ」）ステップＥ２３において変換した指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定し（ステップＥ２５）、ｃｋ１＝０であれば（「ＮＯ」）ステップＥ２３において変換した指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定する（ステップＥ２６）。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００５７】
即ち、図１２（ｂ）に示すように、ステップＥ１８の指令値Ｕ２が“１”を超えて指令値変換器２１がステップＥ１９で「ＹＥＳ」と判断した場合は、図１２（ｃ）に示すように、その振幅成分がステップＥ２５における指令値Ｕ１とステップＥ２６における指令値Ｕ２に振り分けられている。そして、この場合、指令値Ｕ１は第２変換期間に対応する出力であり、指令値Ｕ２は第１変換期間に対応する出力となっている。結果として、過変調となったステップＥ１８の指令値Ｕ２は、出力レベルの飽和によって無視されることが回避され、実際に出力される変換指令値Ｕ**に正確に反映されることになる。
尚、その他のケースについては図示を省略するが、以上に示したパターンについて各ケースで対応する相を入れ替えて処理を行うことになる。
【００５８】
以上のように第２実施例によれば、指令値変換器２１は、Ｂ相の第２変換期間における変換後の電圧指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２が最大を超える場合または最小を下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２の変換極性を反転させると共に、第２変換期間における電圧指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を、最大を超えた分または最小を下回った分だけとするように変換するようにした。従って、本来最大，最小の範囲を超える指令値分をその範囲内において反映させることが可能となるので、出力電流波形の歪みを防止しながらスイッチング損失の低減を効率的に図ることができる。
【００５９】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
第２実施例は、特願平１１−３６９６６２号において提案されている技術や、特願２００１−１０１５９において提案されている技術に適用しても良い。
変換期間の設定は、位相指令値θ＊若しくは位相量θに基づくものに限らず、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の値を比較することで行っても良い。
位相差検出手段に代えて、出力電流のレベルを直接参照することで変換期間を設定しても良い。
指令値出力手段と指令値変換手段とを一体に構成しても良い。
また、以上の各実施例では、三角波比較ＰＷＭで説明したが、変調方式はこのような搬送波をベースにしたものに限ることはなく、スイッチングによってパルス幅を変えることで電力を変換するものであれば他の変調方式でも良い。
【００６０】
スイッチング素子はＩＧＢＴに限ることなく、例えばパワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴなどでも良い。
電流センサやホールＩＣ，ロータリエンコーダやレゾルバなどを用いてモータ９のロータの位置情報を得るものに限らず、例えばモータ９の誘起電圧を分圧抵抗やコンパレータなどにより検出してロータの位置情報を得る、所謂センサレス駆動方式を採用しても良い。
【００６１】
指令値変換手段を中心とする構成は、ＤＳＰを用いるものに限らず、ＣＰＵを用いて構成するものでも良い。
四相以上の多相交流モータに適用しても良い。
電気自動車やハイブリッド電気自動車などに使用される多相交流モータに限ること無く、ＵＰＳ(Uninterruptible Power Supply ：無停電電源) など多相の線間電圧を出力するものであれば適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例であり、電力変換装置の電気的構成を示す機能ブロック図
【図２】（ａ）はＰＷＭ変調の搬送波、（ｂ）は搬送波に同期したクロック信号ｃｋ１、（ｃ）はクロック信号ｃｋ１に対して９０°遅れ位相のクロック信号ｃｋ２を示す図
【図３】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート（その１）
【図４】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート（その２）
【図５】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート（その３）
【図６】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート（その４）
【図７】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）〜（ｄ）は変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**の波形を示す図
【図８】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）は変換電圧指令値Ｕ**，（ｃ）はＵ相出力電流Ｉｕの波形を示す図
【図９】本発明の第２実施例であり、図４に示すステップＤ１６〜Ｄ１８に置き換わる処理内容を示すフローチャート
【図１０】図４に示すステップＤ２２〜Ｄ２４に置き換わる処理内容を示すフローチャート
【図１１】図４に示すステップＤ２８〜Ｄ３０に置き換わる処理内容を示すフローチャート
【図１２】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）は変換電圧指令値Ｕ**が過変調状態となった場合，（ｃ）は第２実施例により過変調の発生を抑制した変換電圧指令値Ｕ**の波形を示す図
【図１３】従来技術を示す図１相当図
【図１４】ＰＷＭ波形発生器の詳細な構成を示す図
【図１５】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の波形を示す図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図
【図１６】特願平１１−３６９６６２号において提案された技術を説明するものであり、（ａ）は図１５相当図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図、（ｃ）は（ｂ）に対応する変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示す図
【図１７】（ａ）〜（ｃ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を示し、（ｄ）〜（ｆ）は変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示す図
【図１８】特願２００１−１０１５９において提案した技術を説明するもので、（ａ）は変換電圧指令値Ｕ**、（ｂ）はＵ相出力電流Ｉｕの波形を示す図
【図１９】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）はα＝−６０°を与えた変換電圧指令値Ｕ**、（ｃ）はＵ相出力電流Ｉｕの波形を示す図
【図２０】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）はα＝０，（ｃ）はα＝−３０°，（ｄ）はα＝−６０°を与えた変換電圧指令値Ｕ**の波形を示す図
【符号の説明】
１〜６はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、７はインバータ主回路、９は多相交流モータ（多相負荷）、１０は指令値発生器（指令値出力手段）、１１はＰＷＭ波形発生器（制御信号出力手段）、２１は指令値変換器（指令値変換手段，位相差検出手段）を示す。
【発明の属する技術分野】
本発明は、多相負荷をインバータ主回路によって駆動する電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１３は、例えば電気自動車の走行に使用される多相交流モータを駆動するインバータ装置の電気的構成を示すものである。この図１３において、６つのＩＧＢＴ１〜６が三相ブリッジ接続されてインバータ主回路７が構成され、そのインバータ主回路７の直流母線７ａ，７ｂは、駆動用バッテリ８の正極端子，負極端子に夫々接続されている。その、インバータ主回路７の出力端子７ｕ，７ｖ，７ｗは三相の多相交流モータ（例えば、同期モータやインダクションモータ，ブラシレスモータなど）９の各相巻線（図示せず）に夫々接続されている。また、各ＩＧＢＴ１〜６のコレクタエミッタ間には、フリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。
【０００３】
指令値発生器１０は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊のデータが記憶されているＲＯＭを中心として構成されており、例えば、インバータ主回路７の出力端子７ｕ〜７ｗと多相交流モータ（以下、単にモータと称す）９の各相巻線との間に配置される電流センサ（図示せず）の出力信号におけるゼロクロス点や、ロータリエンコーダ或いはレゾルバなどの出力信号に基づいて交流モータ９を構成するロータの位相θを検出し、その位相に基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相についての電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を読み出し、ＰＷＭ波形発生器１１に出力するようになっている。尚、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、例えば正弦波の振幅に基づく指令値である。
【０００４】
図１４は、ＰＷＭ波形発生器１１の詳細な電気的構成を示す機能ブロック図である。指令値発生器１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅの非反転入力端子並びにコンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆの反転入力端子に与えられており、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅの反転入力端子並びにコンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆの非反転入力端子には、搬送波発生器１３より出力されるＰＷＭ変調の搬送波（三角波）が与えられている。
【０００５】
尚、コンパレータ１２ａ〜１２ｆは、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊及び搬送波が何れもデジタルデータとして出力される場合はマグニチュードコンパレータであり、両者が何れもアナログデータとして出力される場合はアナログコンパレータである。
【０００６】
そして、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅからは、搬送波のレベルよりも電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊のレベルが高い場合にハイレベルとなる信号Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５が出力され、コンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆからは、信号Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５の反転信号Ｃ２，Ｃ４，Ｃ６が出力されてデッドタイム発生器１４に与えられる。デッドタイム発生器１４は、例えば、１つのアームについて正側，負側のＩＧＢＴが同時にオン状態となることを防止するために、両者何れもがオフ状態となるデッドタイムを設けるため、信号Ｃ１／Ｃ３／Ｃ５，Ｃ２／Ｃ４／Ｃ６間のオンオフタイミングを修正するものである。
【０００７】
デッドタイム発生器１４からは、ゲート信号Ｇ１′〜Ｇ６′が出力され、それらのゲート信号Ｇ１′〜Ｇ６′は、フォトカプラなどからなるドライバ１５を介して各ＩＧＢＴ１〜６のゲートにゲート信号Ｇ１〜Ｇ６として与えられるようになっている。
【０００８】
この制御方式では、例えばＵ相について考えると、指令値Ｕ＊が搬送波である三角波より大きい場合はＩＧＢＴ１がオン，ＩＧＢＴ２がオフとなり、ＤＣ電源の正側の電位が出力される。逆にＵ＊が三角波より小さい場合はＩＧＢＴ１がオフ、ＩＧＢＴ２がオンとなり、ＤＣ電源の負側の電位が出力される。この動作により各搬送波の周期で指令値に比例した時間の間、ＤＣ電源であるバッテリ８の正側の電圧が出力される。
【０００９】
そして、図１５に示すように、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊が正弦波ならばパルス幅が正弦波にＰＷＭ変調された電圧が出力され出力電流を略正弦波にすることができる。また、搬送波の周波数が高いほどより理想的な正弦波の波形に近い電流を出力でき、当該周波数を１５ｋＨｚ以上にすれば、モータ９の磁気的騒音を大幅に低減することができる。そのため、インバータ主回路７には、このような高速スイッチングが可能であるＩＧＢＴ１〜６が使用されている。
【００１０】
しかしながら、インバータ主回路７が大電力で駆動される場合には電力変換損失による発熱が大きいため、水冷などによる冷却が必要であり、システムの小型化、低コスト化の障害となっている。また、電力変換損失には、ＩＧＢＴ１〜６におけるスイッチング損失が大きな割合を占めている。スイッチング損失は、スイッチング周波数が高くなるほど増加するので、十分高い周波数で使用することができないという問題がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
斯様な問題を解決するため、特願平１１−３６９６６２号において、出力電流波形の歪みを極力抑制するようにバランスを取りながらインバータ主回路におけるスイッチングを部分的な期間に停止させることで、スイッチング損失の低減を図るようにした技術が提案されている。
【００１２】
具体的には、図１６及び図１７に示すように、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内何れか二相の指令値がほぼ等しい期間において、それら二相の指令値を最大または最小に固定することによってスイッチングを停止させるようにしている。また、同期間において、二相の指令値を最大または最小に固定する期間と三相の電圧指令値の内何れか一相のみが最大または最小に固定する期間とを交互に行うことで、スイッチング損失の低減を図ると共に出力電流波形の歪みをより低減するようにしている。
【００１３】
ところが、この先行技術では、スイッチングを停止させる期間を出力電流のレベルとは無関係に設定しているため、図１８に示すように、負荷に流れる電流量が比較的大きい期間にスイッチングを行っている場合があり、スイッチング損失の低減効果を十分に得ることができなかった。
【００１４】
そこで、本発明の発明者は、特願２００１−１０１５９において、出力電流レベルが高くなる期間に、対応する相のスイッチングを停止させる期間が極力一致するように変換期間の設定位相をα度だけシフトさせる技術を提案した（図１９参照）。しかし、この技術においても、以下のような課題が存在している。
【００１５】
図１９（ｂ）は、（ａ）に示す電圧指令に基づいて二相変調，一相変調を交互に行うように変換した後、その変換した指令値の変換期間の設定位相を−６０度シフトさせた波形（Ｕ相）を示すものである。上述したように、出力電流レベルが高くなる期間においてスイッチングを停止させればスイッチング損失は低減されるが、その期間に停止させた分のスイッチングを、極力出力電流レベルが低くなる期間に行うようにすれば、スイッチング損失を更に低減させることができる。しかしながら、特願２００１−１０１５９では、その点までは考慮していなかった。
【００１６】
また、図２０は、変換後の電圧指令値（ｂ）についてα＝−３０°とした場合（ｃ）、α＝−６０°とした場合（ｄ）の波形を夫々示す。この時、元の電圧指令値（ａ）の振幅レベルが大きくなる程、αを付与した変換後の指令値の振幅が設定範囲を超えて所謂過変調状態になり易くなる（図２０（ｄ）参照）。過変調が発生すると、電流波形の歪みが大きくなってしまう。このような過変調状態の発生を回避するため、特願２００１−１０１５９では位相のシフト量に制限を加えている。従って、スイッチング損失を低減するために最適な位相シフト量を設定できない場合があった。
【００１７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、インバータ主回路を構成するスイッチング素子について、スイッチング損失の発生をより効果的に抑制することができる電力変換装置、及び多相負荷の駆動制御方法を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、指令値出力手段によって出力される電圧指令値の内、何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、何れか一相の電圧指令値のみが最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力する。そして、第１及び第２変換期間を通じて変換対象となるＡ相を、変換前の電圧指令値が最大または最小となる二相の内、前記多相負荷に対する出力電流の絶対値が大となる相に設定すると共に、前記第１変換期間では変換対象となるが第２変換期間では変換対象外となるＢ相を、前記出力電流の絶対値がＡ相の次に大となる相に設定する。
【００１９】
即ち、Ａ相は第１及び第２変換期間を通じて変換対象となる相であるから、当該期間ではインバータ主回路を構成するスイッチング素子によってスイッチングは全く行われない。そして、Ｂ相は第１変換期間のみで変換対象となる相であるから、前記期間でスイッチングが行われる回数がＡ相の次に少ない。従って、出力電流の絶対値が最大となる相をＡ相に設定し、前記絶対値がその次に大となる相をＢ相に設定すれば、両期間を通じてスイッチングされ続ける残りの相をＣ相（１つ以上の相）とすると、Ｃ相は、出力電流の絶対値が相対的により小さい期間に設定されることになる。結果として、全体的に出力電流レベルが高い期間でのスイッチングは抑制されると共に、出力電流レベルが低い期間でのスイッチングはより多く行われるようになるので、スイッチング損失を更に低減させることができる。
【００２０】
請求項２記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、位相差検出手段によって検出した電圧指令値と出力電流との位相差に応じてＡ相及びＢ相を設定する。即ち、出力電流レベルは電圧指令値レベルに応じて変化し、また、電圧指令値に対する出力電流の位相は、負荷に応じて変化する。従って、指令値出力手段によって出力される電圧指令値のレベルを参照すると共に、前記位相差を考慮すれば、Ａ相及びＢ相を設定すべき最適なタイミングを容易に判定することができる。
【００２１】
請求項３記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、第１変換期間では変換対象となり第２変換期間では変換対象外となる相の第２変換期間における変換後の電圧指令値が最大を超える場合または最小を下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値の変換極性を反転させると共に、第２変換期間における電圧指令値を、最大を超えた分または最小を下回った分だけとするように変換する。
【００２２】
即ち、変換前の電圧指令値のレベルによっては、変換後の電圧指令値が当該指令値の出力限界として設定されている最大を超えたりまたは最小を下回ったりする過変調状態となってしまう場合がある。過変調状態になると変換された指令値のレベルは飽和して、最大，最小の範囲外となった指令値分は無視されるので、出力電流波形が歪んでしまう。従来技術では、過変調状態の発生を回避するため電圧指令値の変換に制限を加えており、スイッチング損失を低減するために最適な変換ができない場合があった。
【００２３】
これに対して、請求項３によれば、指令値変換手段が上述のように変換指令値を変更することで、本来最大，最小の範囲を超える指令値分をその範囲内において反映させることが可能となり、出力電流波形の歪みを防止しながらスイッチング損失の低減を効率的に図ることができる。
【００２４】
請求項４記載の電力変換装置によれば、位相変化手段は、指令値変換手段によって第１変換期間と第２変換期間とを交互に繰り返す変換期間が設定された位相を変化させる。即ち、特願２００１−１０１５９で提案した技術のように変換期間の設定位相を変化させると過変調状態がより発生し易くなる。従って、本発明を適用することで、変換期間の設定位相を変化させる技術を採用した場合でも、過変調状態の発生を防止することができる。
【００２５】
請求項５記載の電力変換装置によれば、請求項１または２の発明に対して、請求項３と同様の作用効果を付加することが可能となる。
請求項６記載の電力変換装置によれば、多相負荷の相数を三とするので、一般に広く使用される三相の負荷について、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【００２６】
請求項７記載の電力変換装置によれば、多相負荷を多相交流モータとするので、インバータ主回路によって多相交流モータを駆動する場合に生じるスイッチング損失を低減することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図８を参照して説明する。尚、図１３及び図１４と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。
【００２８】
電気的構成の機能ブロックを示す図１において、指令値発生器１０とＰＷＭ波形発生器（制御信号出力手段）１１との間には、指令値変換器（指令値変換手段，位相差検出手段）２１が介挿されている。指令値変換器２１は、指令値発生器２１及びＰＷＭ波形発生器２１と共に例えばＤＳＰ(Digital Signal Processor)などで構成されており、図３乃至図６に示すフローチャートの演算プログラムに従って、指令値発生器１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊より新たな電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を変換生成し、ＰＷＭ波形発生器２１に出力するように構成されている。また、ＰＷＭ波形発生器２１は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２を指令値変換器２１に出力するようになっている。
【００２９】
ここで、図２を参照して、クロック信号ｃｋ１は、周期がＰＷＭ信号の搬送波周期の２倍であって、前記搬送波のレベルが“−１”の時点に同期して立ち上がるクロック信号である。また、クロック信号ｃｋ２は、そのクロック信号ｃｋ１に対して位相が９０°遅れとなるクロック信号である。そして、指令値変換器２１は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２のレベルをも参照して電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の変換処理を行うようになっている。即ち、クロック信号ｃｋ１は、三相電圧指令値の内、正弦派振幅が最大となるものが正側に位置する場合にクロック信号レベル“１，０”によって第１，第２変換期間を判定するのに用いられる。また、クロック信号ｃｋ２は、三相電圧指令値の内、正弦派振幅が最大となるものが負側に位置する場合に、同様の判定に用いられる。
【００３０】
また、指令値変換器２１には、指令値発生器１０と共に位相指令値θ＊が与えられている。ここで、位相指令値θ＊は、交流モータ９のロータの位相θに基づいて図示しない位相指令値発生器において生成されるものであり、交流モータ９の駆動状態に応じて位相θに進み成分や遅れ成分が付加されている。尚、位相指令値θ＊に代えて位相θをそのまま用いても良い。
【００３１】
そして、インバータ主回路７のＵ相出力端子７ｕとモータ９との間には、例えば変流器などからなる電流検出器２２が介挿されており、その電流検出器２２が検出したＵ相電流の検出信号Ｉｕは、指令値変換器２１に出力されている。その他の構成は、図１３及び図１４に示すものと同様である。
【００３２】
次に、本実施例の作用について図３乃至図８をも参照して説明する。図３乃至図６は、指令値変換器２１が実行する制御内容のフローチャートを示す。図３において、指令値変換器２１は、先ず、指令値発生器１０が出力する電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊と、指令値Ｕ＊の位相θ＊を読み込む（ステップＤ１）。続くステップＤ２〜Ｄ１３では、１周期の位相０から２πをπ／６毎に区切った１２区間に分けて、夫々の位相区間について変化位相量αを与えて条件判定を行い、分岐処理するようにしている。
【００３３】
ここで、変化位相量αは、電圧指令値と出力電流との間に位相差がある場合にその位相差をキャンセルするように与えるものである（力率＝１の場合であれば、α＝０で良い）。電圧−電流位相差θVIは、例えば、電流検出器２３による検出信号Ｉｕのレベルから電流位相θI を求め、電流位相θI と位相θ＊との差を演算すれば得られる。
【００３４】
ステップＤ２は、位相θ＊が０〜π／６の区間に属するか否かを判定する。位相θ＊が当該区間に属する場合は（ステップＤ２，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ１６に移行する。ステップＤ１６では、クロック信号ｃｋ２の“１，０”によって第１，第２変換期間を判断し、第１変換期間であれば（「ＹＥＳ」）ステップＤ１７において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（１）
Ｖ**＝−１ …（２）
Ｗ**＝−１ …（３）
また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ１８において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（４）
Ｖ**＝−１ …（５）
Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（６）
【００３５】
ここで、Ｖ相は第１，第２変換期間に渡って最小値“−１”に変換されておりＡ相に相当し、Ｗ相は第１変換期間では最小値に変換されるが第２変換期間では変換対象とならず、Ｂ相に相当する。そして、Ｕ相は第１，第２変換期間に渡って常にスイッチングが行われる（Ｃ相と称する）。以上のように変換指令値を設定すると、ステップＤ１５に移行する。
【００３６】
次のステップＤ３は、位相π／６〜π／３の区間である。位相θ＊が当該区間に属する場合は（ステップＤ３，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ１９に移行する。ステップＤ１９では、ステップＤ１６と同様に第１変換期間であれば（ 「ＹＥＳ」）ステップＤ２０において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝−１ …（７）
Ｖ**＝−１ …（８）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（９）
また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ２１において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｖ＊）−１ …（１０）
Ｖ**＝−１ …（１１）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（１２）
【００３７】
ここで、Ｖ相はやはりＡ相に相当し、Ｕ相はＢ相に，Ｗ相はＣ相に相当する。そして、ステップＤ２０，Ｄ２１では、ステップＤ１７，Ｄ１８に対してＢ相，Ｃ相が入れ替わっている。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００３８】
次のステップＤ４は、位相π／３〜π／２の区間である。位相θ＊が当該区間に属する場合は（ステップＤ４，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ２２に移行する。ステップＤ２２では、クロック信号ｃｋ１の“１，０”によって第１，第２変換期間を判断し、第１変換期間であれば（「ＹＥＳ」）ステップＤ２３において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝１ …（１３）
Ｖ**＝１ …（１４）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊＋１ …（１５）
また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ２４において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝１ …（１６）
Ｖ**＝２（Ｖ＊−Ｕ＊）＋１ …（１７）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊＋１ …（１８）
ここで、Ｕ相はＡ相に相当し、Ｖ相はＢ相に，Ｗ相はＣ相に相当する。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００３９】
次のステップＤ５は、位相π／２〜２π／３の区間である。位相θ＊が当該区間に属する場合は（ステップＤ５，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ２５に移行する。ステップＤ２５では、ステップＤ２２と同様に第１変換期間であれば（「ＹＥＳ」）ステップＤ２６において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝１ …（１９）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊＋１ …（２０）
Ｗ**＝１ …（２１）
また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ２７において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定する。
Ｕ**＝１ …（２２）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊＋１ …（２３）
Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｕ＊）＋１ …（２４）
【００４０】
ここで、Ｕ相はＡ相に相当し、Ｖ相はＣ相に，Ｗ相はＢ相に相当する。そして、ステップＤ２６，Ｄ２７では、ステップＤ２３，Ｄ２４に対してＢ相，Ｃ相が入れ替わっている。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００４１】
以下、図５に示すステップＤ２８〜Ｄ３９は、位相θ＊が位相２π／３〜５π／６，６π／５〜π，π〜７π／６，７π／６〜４π／３の区間に属する場合に分岐して実施されるものであり、図６に示すステップＤ４０〜Ｄ５１は、位相θ＊が位相，４π／３〜３π／２，３π／２〜５π／３，５π／３〜１１π／６，１１π／６〜２πの区間に属する場合に分岐して実施されるものである。
【００４２】
そして、全体を概観すると、Ａ，Ｂ，Ｃ相をＵ，Ｖ，Ｗ相に対して循環的に割り当てるパターンは２区間毎に変化しており（ステップＤ２，Ｄ４，Ｄ６，…）、前記パターンが変化した次の区間（ステップＤ３，Ｄ５，Ｄ７，…）では、Ａ相は固定され、Ｂ，Ｃ相の設定が入れ替えられる様に変化している。
【００４３】
本実施例によって変換された電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**は、図７に示すようになる。また、図８には、変換電圧指令値Ｕ**とＵ相の出力電流波形を示す。尚、力率は“１”であるものとする。例えば、Ｕ相電流の半周期分の位相区間を電流振幅レベルの範囲に応じて、
【００４４】
ここで、図１９に示す特願２００１−１０１５９における変換電圧指令値波形と比較すると、従来はＣ相であった“中”区間（π／６〜π／３）が本実施例ではＢ相に代わり、また、従来はＢ相であった“小”区間（π／６〜π／３）が本実施例ではＣ相に代わっている。即ち、前者では、出力電流レベルがより高い区間におけるスイッチング回数を低減させており、その分を後者において、出力電流レベルがより低い区間でスイッチング回数を増加させていることになる。
【００４５】
以上のように本実施例によれば、指令値変換器２１は、指令値出力器１０によって出力される電圧指令値に基づいて、第１及び第２変換期間を通じて変換対象となるＡ相を、変換前の電圧指令値が最大または最小となる二相の内、出力電流の絶対値が大となる相に設定すると共に、第１変換期間では変換対象となるが前記第２変換期間では変換対象外となるＢ相を、出力電流の絶対値がＡ相の次に大となる相に設定するようにした。従って、全体的に出力電流レベルが高い期間でのスイッチングを抑制し、出力電流レベルが低い期間でのスイッチングをより多く行うようにして、インバータ主回路７を構成するＩＧＢＴ（スイッチング素子）１〜６において発生するスイッチング損失を一層低減させることができる。
【００４６】
また、指令値変換器２１は、電圧−電流位相差θVIに応じてＡ相及びＢ相を設定するので、指令値出力器１０によって出力される電圧指令値のレベルを参照すれば、位相差θIVによりＡ相及びＢ相を設定する最適なタイミングを容易に判定することができる。
【００４７】
（第２実施例）
図９乃至図１２は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例の構成は基本的に第１実施例と同様であり、指令値変換器２１におけるソフトウエアによる処理内容が異なっている。
【００４８】
図９は、図４に示すステップＤ１６〜Ｄ１８に置き換わるものである。第２実施例では、指令値変換器２１がステップＤ２において「ＹＥＳ」と判断すると、ステップＤ１７において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に設定すると共に、ステップＤ１８において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に設定する（ステップＥ１）。そして、次のステップＥ２では、変換指令値Ｗ２が“１”を超えたか否かを判断し、“１”以下であれば（「ＮＯ」）、第１実施例におけるステップＤ１６〜Ｄ１８と同様の処理内容となる（ステップＥ３〜Ｅ５）。
【００４９】
即ち、変換指令値Ｗ２は、スイッチングを停止させた分を補うため、元の電圧指令値におけるＷ相とＶ相との線間電圧の２倍の電圧を出力するようにレベルシフトされており、過変調状態となるおそれがあるからである。
【００５０】
一方、ステップＥ２において、変換指令値Ｗ２が“１”を超えた場合は（「ＹＥＳ」）、過変調状態が発生した場合である。この時はステップＥ６に移行して変換指令値Ｗ１，Ｗ２を次式で設定する。尚、Ｕ，Ｖ相に関しては、Ｅ１と同様に設定される。
Ｗ１＝２（Ｗ＊−Ｖ＊）−３ …（２５）
Ｗ２＝１ …（２６）
そして、次のステップＥ７においてはクロック信号ｃｋ１を参照し、ｃｋ１＝１であれば（「ＹＥＳ」）ステップＥ６において変換した指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定し（ステップＥ８）、ｃｋ１＝０であれば（「ＮＯ」）ステップＥ６において変換した指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定する（ステップＥ８）。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００５１】
即ち、ステップＥ６においてＷ１を（２５）式のように設定するのは、ステップＥ１におけるＷ２は既に“１”が減じられているが、その結果として正方向に過変調が生じている。従って、元の電圧指令値Ｗ＊の振幅範囲“２（±１）”を超過した分を更に減じることで、変換指令値Ｗ２の振幅の超過分に応じた値に指令値Ｗ１設定するためである。そして、ステップＥ１における指令値Ｗ２の振幅超過分を指令値Ｗ１に置き換えると共に、ステップＥ１では最小“−１”に設定された指令値Ｗ１に代わって、（２６）式における指令値Ｗ２では極性を反転させて最大“１”に設定しているため、ステップＥ７においてはクロック信号ｃｋ１を参照している。
【００５２】
図１０は、Ｖ相の変換指令値が過変調となる場合に対応する処理であり、
図４に示すステップＤ２２〜Ｄ２４に置き換わるものである。この場合、指令値変換器２１がステップＤ５において「ＹＥＳ」と判断すると、ステップＤ２１において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に設定すると共に、ステップＤ２４において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に設定する（ステップＥ１０）。そして、次のステップＥ１１では、変換指令値Ｖ２が“−１”を下回ったか否かを判断し、“−１”以上であれば（「ＮＯ」）、第１実施例におけるステップＤ２１〜Ｄ２４と同様の処理内容となる（ステップＥ１２〜Ｅ１４）。
【００５３】
一方、ステップＥ１１において、変換指令値Ｖ２が“−１”を下回った場合は（「ＹＥＳ」）過変調状態となるため、ステップＥ１５に移行して変換指令値Ｖ１，Ｖ２を次式で設定する。尚、Ｕ，Ｗ相に関しては、Ｅ１０と同様に設定される。
Ｖ１＝２（Ｖ＊−Ｕ＊）＋３ …（２７）
Ｖ２＝−１ …（２８）
そして、次のステップＥ１６においてはクロック信号ｃｋ２を参照し、ｃｋ２＝１であれば（「ＹＥＳ」）ステップＥ１５において変換した指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定し（ステップＥ１７）、ｃｋ２＝０であれば（「ＮＯ」）ステップＥ１５において変換した指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定する（ステップＥ１８）。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００５４】
ステップＥ１５においてＶ１を（２７）式のように設定するのは、ステップＥ１０におけるＶ２は既に“１”が加えられているが、その結果として負方向に過変調が生じている。従って、元の電圧指令値Ｖ＊の振幅範囲“２（±１）”分を更に加えることで、変換指令値Ｖ２振幅の超過分に応じた値に指令値Ｖ１設定するためである。そして、ステップＥ１０における指令値Ｖ２の振幅超過分を指令値Ｖ１に置き換えると共に、ステップＥ１０では最大“１”に設定された指令値Ｖ１に代わって、（２８）式における指令値Ｖ２では極性を反転させて最小“−１”に設定しているため、ステップＥ１６においてはクロック信号ｃｋ２を参照している。
【００５５】
次に、Ｕ相が過変調状態となる場合に対応する処理について図１１及び図１２を参照して述べる。図１１は、図４に示すステップＤ２８〜Ｄ３０に置き換わるものである。この場合、指令値変換器２１がステップＤ７において「ＹＥＳ」と判断すると、ステップＤ２９において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に設定すると共に、ステップＤ３０において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に設定する（ステップＥ１８）。そして、次のステップＥ１９では、変換指令値Ｕ２が“１”を超えたか否かを判断し、“１”以下であれば（「ＮＯ」）、第１実施例におけるステップＤ２８〜Ｄ３０と同様の処理内容となる（ステップＥ２０〜Ｅ２１）。
【００５６】
一方、ステップＥ１９において、変換指令値Ｕ２が“１”を超えた場合は（ 「ＹＥＳ」）、ステップＥ２３に移行して変換指令値Ｕ１，Ｕ２を次式で設定する。尚、Ｖ，Ｗ相に関しては、Ｅ１８と同様に設定される。
Ｕ１＝２（Ｕ＊−Ｗ＊）−３ …（２９）
Ｕ２＝１ …（３０）
そして、次のステップＥ２４においてはクロック信号ｃｋ１を参照し、ｃｋ１＝１であれば（「ＹＥＳ」）ステップＥ２３において変換した指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定し（ステップＥ２５）、ｃｋ１＝０であれば（「ＮＯ」）ステップＥ２３において変換した指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定する（ステップＥ２６）。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００５７】
即ち、図１２（ｂ）に示すように、ステップＥ１８の指令値Ｕ２が“１”を超えて指令値変換器２１がステップＥ１９で「ＹＥＳ」と判断した場合は、図１２（ｃ）に示すように、その振幅成分がステップＥ２５における指令値Ｕ１とステップＥ２６における指令値Ｕ２に振り分けられている。そして、この場合、指令値Ｕ１は第２変換期間に対応する出力であり、指令値Ｕ２は第１変換期間に対応する出力となっている。結果として、過変調となったステップＥ１８の指令値Ｕ２は、出力レベルの飽和によって無視されることが回避され、実際に出力される変換指令値Ｕ**に正確に反映されることになる。
尚、その他のケースについては図示を省略するが、以上に示したパターンについて各ケースで対応する相を入れ替えて処理を行うことになる。
【００５８】
以上のように第２実施例によれば、指令値変換器２１は、Ｂ相の第２変換期間における変換後の電圧指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２が最大を超える場合または最小を下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２の変換極性を反転させると共に、第２変換期間における電圧指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を、最大を超えた分または最小を下回った分だけとするように変換するようにした。従って、本来最大，最小の範囲を超える指令値分をその範囲内において反映させることが可能となるので、出力電流波形の歪みを防止しながらスイッチング損失の低減を効率的に図ることができる。
【００５９】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
第２実施例は、特願平１１−３６９６６２号において提案されている技術や、特願２００１−１０１５９において提案されている技術に適用しても良い。
変換期間の設定は、位相指令値θ＊若しくは位相量θに基づくものに限らず、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の値を比較することで行っても良い。
位相差検出手段に代えて、出力電流のレベルを直接参照することで変換期間を設定しても良い。
指令値出力手段と指令値変換手段とを一体に構成しても良い。
また、以上の各実施例では、三角波比較ＰＷＭで説明したが、変調方式はこのような搬送波をベースにしたものに限ることはなく、スイッチングによってパルス幅を変えることで電力を変換するものであれば他の変調方式でも良い。
【００６０】
スイッチング素子はＩＧＢＴに限ることなく、例えばパワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴなどでも良い。
電流センサやホールＩＣ，ロータリエンコーダやレゾルバなどを用いてモータ９のロータの位置情報を得るものに限らず、例えばモータ９の誘起電圧を分圧抵抗やコンパレータなどにより検出してロータの位置情報を得る、所謂センサレス駆動方式を採用しても良い。
【００６１】
指令値変換手段を中心とする構成は、ＤＳＰを用いるものに限らず、ＣＰＵを用いて構成するものでも良い。
四相以上の多相交流モータに適用しても良い。
電気自動車やハイブリッド電気自動車などに使用される多相交流モータに限ること無く、ＵＰＳ(Uninterruptible Power Supply ：無停電電源) など多相の線間電圧を出力するものであれば適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例であり、電力変換装置の電気的構成を示す機能ブロック図
【図２】（ａ）はＰＷＭ変調の搬送波、（ｂ）は搬送波に同期したクロック信号ｃｋ１、（ｃ）はクロック信号ｃｋ１に対して９０°遅れ位相のクロック信号ｃｋ２を示す図
【図３】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート（その１）
【図４】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート（その２）
【図５】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート（その３）
【図６】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート（その４）
【図７】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）〜（ｄ）は変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**の波形を示す図
【図８】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）は変換電圧指令値Ｕ**，（ｃ）はＵ相出力電流Ｉｕの波形を示す図
【図９】本発明の第２実施例であり、図４に示すステップＤ１６〜Ｄ１８に置き換わる処理内容を示すフローチャート
【図１０】図４に示すステップＤ２２〜Ｄ２４に置き換わる処理内容を示すフローチャート
【図１１】図４に示すステップＤ２８〜Ｄ３０に置き換わる処理内容を示すフローチャート
【図１２】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）は変換電圧指令値Ｕ**が過変調状態となった場合，（ｃ）は第２実施例により過変調の発生を抑制した変換電圧指令値Ｕ**の波形を示す図
【図１３】従来技術を示す図１相当図
【図１４】ＰＷＭ波形発生器の詳細な構成を示す図
【図１５】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の波形を示す図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図
【図１６】特願平１１−３６９６６２号において提案された技術を説明するものであり、（ａ）は図１５相当図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図、（ｃ）は（ｂ）に対応する変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示す図
【図１７】（ａ）〜（ｃ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を示し、（ｄ）〜（ｆ）は変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示す図
【図１８】特願２００１−１０１５９において提案した技術を説明するもので、（ａ）は変換電圧指令値Ｕ**、（ｂ）はＵ相出力電流Ｉｕの波形を示す図
【図１９】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）はα＝−６０°を与えた変換電圧指令値Ｕ**、（ｃ）はＵ相出力電流Ｉｕの波形を示す図
【図２０】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）はα＝０，（ｃ）はα＝−３０°，（ｄ）はα＝−６０°を与えた変換電圧指令値Ｕ**の波形を示す図
【符号の説明】
１〜６はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、７はインバータ主回路、９は多相交流モータ（多相負荷）、１０は指令値発生器（指令値出力手段）、１１はＰＷＭ波形発生器（制御信号出力手段）、２１は指令値変換器（指令値変換手段，位相差検出手段）を示す。
Claims (14)
- 多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路と、
各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、
この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の内、何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、何れか一相の電圧指令値のみが最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力すると共に、前記第１及び第２変換期間を通じて変換対象となるＡ相を、変換前の電圧指令値が最大または最小となる二相の内、前記多相負荷に対する出力電流の絶対値が大となる相に設定すると共に、前記第１変換期間では変換対象となるが前記第２変換期間では変換対象外となるＢ相を、前記出力電流の絶対値が前記Ａ相の次に大となる相に設定する指令値変換手段と、
この指令値変換手段により変換された電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ主回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力手段とを備えていることを特徴とする電力変換装置。 - 前記指令値変換手段は、前記電圧指令値と前記出力電流との位相差を検出する位相差検出手段を備え、前記位相差に応じて前記Ａ相及びＢ相を設定することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
- 多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路と、
各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、
この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間において、何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、何れか一相の電圧指令値のみが最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力すると共に、前記第１変換期間では変換対象となり前記第２変換期間では変換対象外となる相の第２変換期間における変換後の電圧指令値が前記最大を超える場合または最小を下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値の変換極性を反転させると共に、第２変換期間における電圧指令値を、前記最大を超えた分または前記最小を下回った分だけとするように変換する指令値変換手段と、
この指令値変換手段によって変換された電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ主回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力手段とを備えていることを特徴とする電力変換装置。 - 前記指令値変換手段によって前記第１変換期間と前記第２変換期間とを交互に繰り返す変換期間が設定された位相を変化させる位相変化手段を備えたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
- 前記指令値変換手段は、前記Ｂ相の第２変換期間における変換後の電圧指令値が前記最大を超える場合または最小を下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値の変換極性を反転させると共に、第２変換期間における電圧指令値を、前記最大を超えた分または前記最小を下回った分だけとするように変換することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
- 前記多相負荷の相数は、三であることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の電力変換装置。
- 前記多相負荷は多相交流モータであることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の電力変換装置。
- 多相負荷に対して各相毎に電圧指令値を出力し、
これらの電圧指令値の内、何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、何れか一相の電圧指令値のみが最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力し、
前記第１及び第２変換期間を通じて変換対象となるＡ相を、変換前の電圧指令値が最大または最小となる二相の内、前記多相負荷に対する出力電流の絶対値が大となる相に設定すると共に、前記第１変換期間では変換対象となるが前記第２変換期間では変換対象外となるＢ相を、前記出力電流の絶対値が前記Ａ相の次に大となる相に設定し、
変換された電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、インバータ主回路にスイッチング制御信号を出力して前記多相負荷を駆動制御することを特徴とする多相負荷の駆動制御方法。 - 前記Ａ相及びＢ相を、前記電圧指令値と前記出力電流との位相差に応じて設定することを特徴とする請求項８記載の多相負荷の駆動制御方法。
- 多相負荷に対して各相毎に電圧指令値を出力し、
これらの電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間において、何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、何れか一相の電圧指令値のみが最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力し、
前記第１変換期間では変換対象となり前記第２変換期間では変換対象外となる相の第２変換期間における変換後の電圧指令値が前記最大を超える場合または最小を下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値の変換極性を反転させると共に、第２変換期間における電圧指令値を、前記最大を超えた分または前記最小を下回った分だけとするように変換し、
変更された電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、インバータ主回路にスイッチング制御信号を出力して前記多相負荷を駆動制御することを特徴とする多相負荷の駆動制御方法。 - 前記第１変換期間と前記第２変換期間とを交互に繰り返す変換期間が設定された位相を変化させることを特徴とする請求項１０記載の多相負荷の駆動制御方法。
- 前記Ｂ相の第２変換期間における変換後の電圧指令値が前記最大を超える場合または最小を下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値の変換極性を反転させると共に、第２変換期間における電圧指令値を、前記最大を超えた分または前記最小を下回った分だけとするように変更することを特徴とする請求項８または９記載の多相負荷の駆動制御方法。
- 前記多相負荷の相数は、三であることを特徴とする請求項８乃至１２の何れかに記載の多相負荷の駆動制御方法。
- 前記多相負荷は多相交流モータであることを特徴とする請求項８乃至１３の何れかに記載の多相負荷の駆動制御方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001287029A JP3666432B2 (ja) | 2001-09-20 | 2001-09-20 | 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法 |
| US10/245,575 US6690593B2 (en) | 2001-09-20 | 2002-09-18 | Power inverter designed to minimize switching loss |
| DE10243602A DE10243602B4 (de) | 2001-09-20 | 2002-09-19 | Leistungsumrichter, der zum Minimieren von Schaltungsverlusten entworfen ist |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001287029A JP3666432B2 (ja) | 2001-09-20 | 2001-09-20 | 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003092888A JP2003092888A (ja) | 2003-03-28 |
| JP3666432B2 true JP3666432B2 (ja) | 2005-06-29 |
Family
ID=19109904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001287029A Expired - Fee Related JP3666432B2 (ja) | 2001-09-20 | 2001-09-20 | 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6690593B2 (ja) |
| JP (1) | JP3666432B2 (ja) |
| DE (1) | DE10243602B4 (ja) |
Families Citing this family (41)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6111329A (en) * | 1999-03-29 | 2000-08-29 | Graham; Gregory S. | Armature for an electromotive device |
| US6873085B2 (en) * | 2001-05-16 | 2005-03-29 | G & G Technology, Inc. | Brushless motor |
| US6801005B2 (en) * | 2001-10-26 | 2004-10-05 | Load Logic, Inc. | Method and apparatus for controlling three-phase power |
| ATE505845T1 (de) * | 2001-12-26 | 2011-04-15 | Toyota Motor Co Ltd | Elektrische lastvorrichtung, steuerverfahren für eine elektrische last und computerlesbares aufzeichnungsmedium mit einem aufgezeichneten programm, durch das ein computer eine elektrische last steuern kann |
| JP3841282B2 (ja) * | 2002-03-20 | 2006-11-01 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍインバータ装置 |
| US20040071003A1 (en) * | 2002-09-04 | 2004-04-15 | G & G Technology, Inc. | Split phase polyphase inverter |
| TW591873B (en) * | 2003-02-25 | 2004-06-11 | Datech Technology Co Ltd | Fan driving circuit using a PWM input signal |
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| US7088601B2 (en) * | 2004-01-23 | 2006-08-08 | Eaton Power Quality Corporation | Power conversion apparatus and methods using DC bus shifting |
| CN100573400C (zh) * | 2004-07-20 | 2009-12-23 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 3-相太阳能变换器电路和方法 |
| US7539029B2 (en) * | 2004-07-20 | 2009-05-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | 3-phase solar converter circuit and method |
| JP4581574B2 (ja) * | 2004-09-08 | 2010-11-17 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 |
| KR100662434B1 (ko) * | 2005-11-17 | 2007-01-02 | 엘지전자 주식회사 | 세탁기의 구동 장치 및 이를 구비한 세탁기 |
| JP4760465B2 (ja) * | 2006-03-17 | 2011-08-31 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP4586034B2 (ja) * | 2007-03-16 | 2010-11-24 | 株式会社日立製作所 | モータ駆動用半導体装置とそれを有する３相モータ及びモータ駆動装置並びにファンモータ |
| DE102008028809B3 (de) | 2008-06-19 | 2010-04-01 | Repower Systems Ag | Ansteuerschaltung und -verfahren für Wechselrichter von Windenergieanlagen |
| JP4654423B2 (ja) * | 2008-07-22 | 2011-03-23 | 独立行政法人産業技術総合研究所 | 電力変換装置 |
| JP4748245B2 (ja) * | 2009-04-10 | 2011-08-17 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| AU2010288068B2 (en) * | 2009-08-26 | 2014-10-02 | Daikin Industries,Ltd. | Power Converter and Method for Controlling same |
| GB201006387D0 (en) | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Control of a brushless motor |
| GB201006391D0 (en) | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Control of a brushless permanent-magnet motor |
| GB201006397D0 (en) | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Control of a brushless motor |
| GB201006398D0 (en) | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Control of a brushless motor |
| GB201006388D0 (en) | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Control of brushless motor |
| GB201006392D0 (en) | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Controller for a brushless motor |
| GB201006384D0 (en) * | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Control of a brushless motor |
| GB201006390D0 (en) | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Control of a brushless motor |
| GB201006386D0 (en) | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Control of a brushless motor |
| GB201006395D0 (en) | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Control of a brushless motor |
| GB201006396D0 (en) | 2010-04-16 | 2010-06-02 | Dyson Technology Ltd | Control of a brushless motor |
| GB2484289B (en) | 2010-10-04 | 2013-11-20 | Dyson Technology Ltd | Control of an electrical machine |
| US9294009B2 (en) | 2011-03-24 | 2016-03-22 | Daihen Corporation | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus |
| KR20190060966A (ko) | 2011-03-24 | 2019-06-04 | 가부시키가이샤 다이헨 | 전력변환회로를 제어하는 제어회로, 이 제어회로를 구비한 인버터 장치 및 이 인버터 장치를 구비한 계통연계 인버터 시스템 |
| JP5718474B2 (ja) * | 2011-09-21 | 2015-05-13 | 日立アプライアンス株式会社 | 電力変換装置、電動機駆動装置および空調機 |
| US9112430B2 (en) * | 2011-11-03 | 2015-08-18 | Firelake Acquisition Corp. | Direct current to alternating current conversion utilizing intermediate phase modulation |
| US10038384B2 (en) | 2012-04-20 | 2018-07-31 | Semiconductor Components Industries, Llc | Control circuit for an inverter with small input capacitor |
| RU2615492C1 (ru) | 2014-01-09 | 2017-04-05 | Мицубиси Электрик Корпорейшн | Устройство преобразования мощности |
| JP6303819B2 (ja) * | 2014-05-29 | 2018-04-04 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置及び三相交流電源装置 |
| JP6390489B2 (ja) * | 2015-03-30 | 2018-09-19 | 株式会社デンソー | インバータの制御装置 |
| TWI628897B (zh) * | 2016-06-23 | 2018-07-01 | 台達電子工業股份有限公司 | 不斷電系統、不斷電系統控制單元及不斷電系統控制方法 |
| JP7390881B2 (ja) * | 2019-12-11 | 2023-12-04 | 富士フイルムヘルスケア株式会社 | 電力変換装置及びｘ線画像撮影装置、モータードライブ装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5650708A (en) | 1992-12-08 | 1997-07-22 | Nippondenso Co., Ltd. | Inverter control apparatus using a two-phase modulation method |
| US5757636A (en) * | 1994-12-08 | 1998-05-26 | Pwm Drives Limited | Multi-phase inverters utilizing discontinuous PWM with dead bands |
| JP3236983B2 (ja) * | 1995-04-17 | 2001-12-10 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| US6121736A (en) * | 1998-07-10 | 2000-09-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Control apparatus for motor, and motor unit having the control apparatus |
| US6324085B2 (en) | 1999-12-27 | 2001-11-27 | Denso Corporation | Power converter apparatus and related method |
| US6362593B1 (en) * | 2001-01-05 | 2002-03-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for compensating dead time of motor |
-
2001
- 2001-09-20 JP JP2001287029A patent/JP3666432B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-09-18 US US10/245,575 patent/US6690593B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-09-19 DE DE10243602A patent/DE10243602B4/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20030053323A1 (en) | 2003-03-20 |
| DE10243602A1 (de) | 2003-04-30 |
| DE10243602B4 (de) | 2013-04-04 |
| JP2003092888A (ja) | 2003-03-28 |
| US6690593B2 (en) | 2004-02-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050107 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050118 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050315 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050328 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080415 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110415 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120415 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120415 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130415 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130415 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140415 Year of fee payment: 9 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |