JP6303819B2 - 電力変換装置及び三相交流電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、直流電力から三相交流電力を生成する三相交流電源装置及び、これに用いる電力変換装置に関する。
直流電源から入力される直流電圧をＤＣ／ＤＣコンバータにより昇圧し、さらに、インバータで交流電圧に変換して出力する電力変換装置は、自立電源やＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply：無停電電源装置）等に多く用いられている。このような電力変換装置内で、ＤＣ／ＤＣコンバータは常にスイッチング動作を行い、また、インバータも常にスイッチング動作を行っている。
一方、三相インバータを用いることにより、直流電源の電圧を三相交流電圧に変換することもできる（例えば、特許文献１（図７）参照。）。
図２５は、直流電源から三相交流負荷に電力供給する場合に用いられる電力変換装置の回路図の一例である。図において、電力変換装置２００は、直流電源２０１から受けた直流電力に基づいて交流電力を生成し、三相交流負荷２２０へ電力を供給する。
電力変換装置２００は、コンデンサ２０２と、例えば３組の昇圧回路２０３と、ＤＣバス２０４の電圧を平滑化する平滑回路２０５と、三相インバータ回路２０７と、３組のＡＣリアクトル２０８〜２１０及びコンデンサ２１１〜２１３とを備えている。平滑回路２０５は、耐電圧性能確保のため２直列、容量確保のため６並列に、コンデンサ２０６を接続して成るものである。この平滑回路全体としての容量は、例えば数ｍＦである。
昇圧回路２０３は、スイッチングにより高周波化した電圧を、絶縁トランス２０３ｔにより昇圧し、その後整流する。また、３組の昇圧回路２０３は、共通のＤＣバス２０４に対して並列に接続されている。３組の昇圧回路２０３の出力は、大容量の平滑回路２０５によって平滑化され、ＤＣバス２０４の電圧となる。この電圧を三相インバータ回路２０７でスイッチングすることにより、高周波成分を含んだ三相交流電圧が生成される。高周波成分はＡＣリアクトル２０８〜２１０及びコンデンサ２１１〜２１３により取り除かれ、三相交流負荷２２０に提供可能な三相交流電圧（電力）が得られる。なお、三相交流負荷２２０の線間電圧は４００Ｖとする。
ここで、ＤＣバス２０４の電圧としては、交流４００Ｖの波高値以上が必要であり、４００×√２で約５６６Ｖであるが、若干の余裕を見て、６００Ｖとする。ＤＣバス２０４の電圧が６００Ｖである場合、三相インバータ回路２０７におけるスイッチング素子のターンオフ時に、浮遊インダクタンスとスイッチング素子の容量とによる共振によって６００Ｖを大きく超える電圧がスイッチング素子に印加される。そのため、スイッチング素子の絶縁破壊を確実に防止するには例えば、ＤＣバスの電圧の２倍の１２００Ｖの耐電圧性能が必要となる。また、平滑回路２０５にも１２００Ｖの耐電圧性能が必要であり、図２５の構成では各コンデンサに６００Ｖの耐電圧性能が必要となる。
特許第５２６００９２号公報
上記のような従来の電力変換装置においては、変換効率のさらなる改善が求められる。変換効率を改善するには、スイッチング損失を低減することが効果的である。一般に、ＤＣバスの電圧が高いほど、スイッチング損失その他が大きくなる。従って、ＤＣバスの電圧をいかにして下げるかが課題となる。また、電圧を下げること以外でもスイッチング損失その他の電力損失を低減したい。
かかる課題に鑑み、本発明は、直流電源から入力される直流電圧を、三相交流電圧に変換する三相交流電源装置及びこれに用いる電力変換装置において、変換に伴う電力損失を低減することを目的とする。
本発明は、直流電源から入力される直流電圧を、三相交流電圧に変換する電力変換装置であって、前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、を備えている。
また、本発明は、三相交流電源装置であって、直流電源と、前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、を備えている。
本発明の電力変換装置及び三相交流電源装置によれば、変換に伴う電力損失を低減することができる。
第１実施形態に係る三相交流電源装置を示す回路図である。 図１における１相分の変換装置の内部回路を、より詳細に示す図である。 フルブリッジ回路に対するゲート駆動パルスを示す図である。 ゲート駆動パルスの作り方の一例を示す図である。 第１変換部における出力波形の指令値の作り方を示すグラフである。 第１変換部の出力波形の指令値（理想値）の４周期分及び、実際に出力される出力波形の４周期分である。 第２変換部のフルブリッジインバータを構成するスイッチング素子のゲート駆動パルスである。 出力される交流電圧ＶＡＣを表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に電圧センサが検知する交流電圧ＶＡＣである。 （ａ）は、電力変換装置から出力されるＵ，Ｖ，Ｗの相電圧を示す波形図であり、また、（ｂ）は、三相交流負荷に印加されるＵ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕの線間電圧を示す波形図である。 フルブリッジ回路に対するゲート駆動パルスを示す図である。 第１変換部における出力波形の指令値の作り方の他の例を示すグラフであり、横軸が時間、縦軸が電圧を表している。 （ａ）は、第１変換部の出力波形の指令値（理想値）の４周期分であり、（ｂ）は、実際に出力される出力波形の４周期分である。 出力される交流電圧ＶＡＣを表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に電圧センサが検知する交流電圧ＶＡＣである。 （ａ）は、電力変換装置から出力されるＵ，Ｖ，Ｗの相電圧を示す波形図であり、また、（ｂ）は、三相交流負荷に印加されるＵ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕの線間電圧を示す波形図である。 第２実施形態に係る三相交流電源装置を示す回路図である。 図１５における１相分の変換装置の内部回路を、より詳細に示す図である。 フルブリッジ回路に対するゲート駆動パルスを示す図である。 （ａ）は、図１７のゲート駆動パルスによって得ようとしている第１変換部の出力波形の指令値（理想値）であり、（ｂ）は、実際にコンデンサの両端に現れる脈流波形の電圧である。 （ａ）は、図１８の（ｂ）と同様の図に、ゼロクロス近傍の目標電圧の波形を点線で書き加えた図である。また、（ｂ）、（ｃ）は、第２変換部のフルブリッジインバータを構成するスイッチング素子のゲート駆動パルスである。 第２変換部から、ＡＣリアクトル及びコンデンサによるフィルタ回路を介して出力される交流電圧ＶＡＣを表すグラフである。 フルブリッジ回路に対するゲート駆動パルスを示す図である。 （ａ）は、図１７のゲート駆動パルスによって得ようとしている第１変換部の出力波形の指令値（理想値）の他の例であり、（ｂ）は、実際にコンデンサの両端に現れる脈流波形の電圧である。 第２変換部から、ＡＣリアクトル及びコンデンサによるフィルタ回路を介して出力される交流電圧ＶＡＣを表すグラフである。 第３実施形態に係る三相交流電源装置及び電力変換装置における、１相分の変換装置の回路図である。 直流電源から三相交流負荷に電力供給する場合に用いられる、従来の電力変換装置の回路図の一例である。
［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
（１）これは、直流電源から入力される直流電圧を、三相交流電圧に変換する電力変換装置であって、前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、を備えている。
上記（１）の電力変換装置では、変換装置（第１相，第２相，第３相）が相ごとに設けられ、相電圧を出力するので、三相交流における線間電圧の（１／√３）が変換装置の出力すべき電圧ＶＡＣ（実効値）となる。ＤＣバスの電圧ＶＢは、電圧ＶＡＣの波高値であれば足り、ＶＢ＝√２・ＶＡＣ、となる。この結果、線間電圧を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスの電圧が低減される。また、３次高調波の重畳による波高値の低減効果により、さらにＤＣバスの電圧が低減される。
ＤＣバスの電圧低減により、スイッチング素子のスイッチング損失が低下する。また、装置内にリアクトルがある場合でも、その鉄損が小さくなる。さらに、ＤＣバスに接続されるスイッチング素子及び平滑用のコンデンサは、耐電圧性能の低いものでも使用できるようになる。スイッチング素子は耐電圧性能が低い方が、オン抵抗が低いため、導通損を低減することができる。
一方、上記のような電力変換装置において、第１変換部のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する。従って、交流波形の基になる波形は第１変換部によって生成される。そして、第２変換部は、脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。この場合の、第２変換部のフルブリッジインバータは、従来のインバータ動作に比べてスイッチング回数が激減し、かつ、スイッチングを行う際の電圧が低い。従って、第２変換部のスイッチング損失が大幅に低減される。また、第２変換部にリアクトルが設けられる場合でも、その鉄損が小さくなる。さらに、第１変換部のコンデンサは、高周波の電圧変動のみ平滑化し、低周波の脈流波形は平滑化しない。従って、低容量のコンデンサを使用することができる。
（２）また、（１）の電力変換装置において、前記第１変換部は、前記直流電圧を、連続した前記脈流波形の電圧に変換するようにしてもよい。
この場合、交流波形の基になる（１／２）周期の波形は全て第１変換部によって生成され、第２変換部は出力する交流波形の周波数の２倍の周波数で極性反転のみを行う。すなわち、第２変換部は、高周波のスイッチングを伴うインバータ動作を行わない。そのため、第２変換部の出力側にＡＣリアクトルは不要となり、ＡＣリアクトルによる損失を排除することができる。
（３）また、（１）の電力変換装置において、前記第１変換部の出力する電圧が、前記脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内にあるとき、前記制御部は、前記フルブリッジインバータを、高周波でインバータ動作させることにより、前記期間内の前記交流波形の電圧を生成するようにしてもよい。
脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内とは、目標電圧のゼロクロス近傍を意味している。すなわちこの場合、目標電圧のゼロクロス近傍では第２変換部が交流波形の生成に寄与し、それ以外は第１変換部が交流波形の生成に寄与する。第１変換部のみによって脈流波形の全域を生成しようとすると、ゼロクロス近傍で波形の歪みが生じる場合があるが、第２変換部のインバータ動作を局部的に活用することにより、このような波形の歪みを防止し、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。第２変換部をインバータ動作させる期間は短いので、従来のインバータ動作に比べて損失が少ない。ＡＣリアクトルによる損失も少なくなる。
（４）また、（３）における所定の割合とは、１８％〜３５％であることが好ましい。
この場合、ゼロクロス近傍での波形の歪みを防止し、かつ、損失低減の効果も十分に確保することができる。例えば、「所定の割合」を１８％未満にすると、ゼロクロス近傍での僅かな歪みが残る可能性がある。３５％より大きくすると、第２変換部２における高周波のインバータ動作期間が長くなるので、その分、損失低減の効果が薄れる。
（５）また、（１）〜（４）のいずれかの電力変換装置において、前記コンデンサは、前記第１変換部におけるスイッチングによる高周波の電圧変動を平滑化するが、前記脈流波形は平滑化しない程度の容量を有することが好ましい。
この場合、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、所望の脈流波形を得ることができる。
（６）一方、三相交流電源装置としては、直流電源と、前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、を備えている。
この場合も、（１）の電力変換装置と同様の作用効果を奏する。
［実施形態の詳細］
以下、発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
《三相交流電源装置／電力変換装置の第１実施形態》
（三相回路図）
図１は、第１実施形態に係る三相交流電源装置５００を示す回路図である。三相交流電源装置５００は、電力変換装置１００Ｐと、例えば蓄電池からなる直流電源５とを備え、三相交流負荷６に接続される。
電力変換装置１００Ｐは、三相交流の各相に対応して設けられた３組の変換装置（第１変換装置、第２変換装置、第３変換装置）１００によって構成されている。変換装置１００は、直流電源５から入力される直流電力を交流電力に変換して、三相交流負荷６に供給する。また、３組の変換装置１００は、それぞれ単独では、三相交流の中性点Ｎに対する相電圧で交流電力を供給し、３組全体では、各相負荷６ｐ（第１相（ｕ）、第２相（ｖ）、第３相（ｗ））に、線間電圧で交流電力を供給する。
三相交流負荷６の線間電圧を４００Ｖとすると、相電圧は約２３１Ｖ（４００Ｖ／√３）である。この相電圧を出力する各変換装置１００には、ＤＣバスＬＢの電圧として、約３２７Ｖ（（４００Ｖ／√３）×√２）が必要となる。これは、三相交流負荷６に対する線間電圧（４００Ｖ）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスＬＢの電圧が低減（５６６Ｖ→３２７Ｖ）されることを意味する。従って、スイッチング素子その他の電子デバイスの耐電圧性能は、１２００Ｖも必要ではなくなり、６００Ｖ程度で足りる。
（単相回路図）
図２は、図１における１相分の変換装置１００の内部回路を、より詳細に示す図である。
この変換装置１００は、入力される直流電圧ＶＤＣを、交流波形の目標電圧である交流電圧ＶＡＣに変換して出力する。なお、変換装置１００は、交流から直流への変換も可能であるが、ここでは、主として直流から交流への変換に着目して説明する（第２実施形態及び第３実施形態においても同様である。）。
図２において、変換装置１００は、第１変換部１と、第２変換部２と、制御部３とを主要な構成要素として、構成されている。第１変換部１には、直流電圧ＶＤＣが、平滑用のコンデンサ４を介して入力される。直流電圧ＶＤＣは、電圧センサ５ｓによって検知され、検知した電圧の情報は、制御部３に送られる。第２変換部２の出力電圧である交流電圧ＶＡＣは、電圧センサ６ｓによって検知され、検知した電圧の情報は、制御部３に送られる。
上記第１変換部１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０及び平滑用のコンデンサ１４を備えている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、入力側から順に、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４によって構成されるフルブリッジ回路１１と、絶縁トランス１２と、４つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８によって構成される整流回路１３とを備え、これらは図示のように接続されている。
第２変換部２は、４つのスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２によって構成されるフルブリッジインバータ２１と、コンデンサ２２とを備えている。第２変換部２の出力は、所望の交流波形の交流電圧ＶＡＣとなる。
上記スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２は、制御部３によって制御される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１２としては、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＦＥＴ（Field Effect Transistor）を用いることができる。
前述のように、三相交流負荷６に対する線間電圧（４００Ｖ）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスＬＢの電圧が低減されるため、変換装置１００内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２のスイッチング損失が低下する。また、絶縁トランス１２の鉄損も低下する。
さらに、ＤＣバスＬＢに接続されるスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２及び平滑用のコンデンサ１４は、耐電圧性能の低いものでも使用できるようになる。スイッチング素子は耐電圧性能が低い方が、オン抵抗が低いため、導通損を低減することができる。
（変換装置の動作）
（波形の第１例）
次に、上記変換装置１００の動作について説明する。まず、制御部３は、第１変換部１のフルブリッジ回路１１（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４）を、ＰＷＭ制御する。
図３は、フルブリッジ回路１１に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧である交流電圧ＶＡＣである。但し、後述するが、この波形は通常の正弦波ではない。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧ＶＡＣの周波数（５０又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高周波（例えば２０ｋＨｚ）であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が０に近づくほど狭くなる。
図４は、ゲート駆動パルスの作り方の一例を示す図である。上段は、高周波の搬送波と、参照波としての交流波形の正弦波の絶対値とを示す図である。なお、横軸の時間は、非常に短い時間を拡大しているため、参照波は直線状に見えているが、例えば０〜π／２に向かって上昇しているところである。搬送波は２組（太めの線と、細めの線）重ねて表示してあり、時間的に互いに半周期ずれた２つの台形状波形からなる。すなわち、斜めに立ち上がってレベル１を少し保ち、その後０に急落するのが１つの台形波形の１サイクルであり、このような波形が連続的に出現し、かつ、２組の波形は半周期ずれている。
上記のような搬送波と参照波とを比較し、正弦波の絶対値の方が大きい区間に対応したパルスを出現させると、下段に示すＰＷＭ制御されたゲート駆動パルスが得られる。なお、ゲート駆動パルスは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンにするパルスと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンにするパルスが交互に出力される。これにより、絶縁トランス１２の１次巻線に正電圧と負電圧とが交互に、かつ、均等に与えられる。なお、参照波（正弦波）のゼロクロス近傍は、パルス幅が出にくいので、図３に示した様に、ゼロクロス近傍はゲート駆動パルスが出力されないに等しい状態となる。
上記のようなゲート駆動パルスで駆動されたフルブリッジ回路１１の出力は絶縁トランス１２によって所定の巻数比で変圧された後、整流回路１３によって整流されるとともに、コンデンサ１４によって平滑化される。平滑は高周波のスイッチングの痕跡を消す程度には作用するが、商用周波数程度の低周波を平滑化することはできない。すなわち、そのような結果となるよう、コンデンサ１４の容量は、適正値に選定されている。容量が適正値より格段に大きいと、商用周波数程度の低周波まで平滑化されて、波形の形状がなまってしまう。適正値を選択することにより、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、所望の脈流波形を得ることができる。
なお、整流回路１３は、制御部３からゲート駆動パルスを与えなくても（スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が全てオフでも）、素子内蔵のダイオードにより整流を行うことができるが、ゲート駆動パルスを与えれば同期整流を行うことができる。すなわち、ダイオード整流をする場合にダイオードに電流が流れるタイミングで、制御部３からスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８にゲート駆動パルスを与える。そうすれば同期整流方式となって、電流は半導体素子の方を流れるため、整流回路１３全体の電力損失を低減することができる。
図５は、第１変換部１における出力波形の指令値の作り方を示すグラフである。横軸が時間、縦軸が電圧を表している。指令値の波形は、（ａ）に示す波高値３２７Ｖで商用周波数（５０Ｈｚ、０．０２秒／１周期）の正弦波を基本波とすると、これに、その３倍の周波数を持つ３次高調波を重畳させて得られる。３次高調波の振幅は、例えば、基本波の振幅の１０％である。２つの波形を重ねると、（ｂ）に示すような３次高調波を含む交流波形が得られる。この交流波形は、その波形のため、ピーク値（波高値）が（ａ）の基本波より下がり、３２７×√３／２＝２８３［Ｖ］となる。そして、（ｂ）の波形の絶対値である（ｃ）の波形が、第１変換部１における出力波形の指令値となる。
図６の（ａ）は、このようにして設定した第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）の４周期分である。横軸が時間、縦軸が電圧を表している。すなわち、これは、交流電圧ＶＡＣの交流波形を全波整流した脈流波形に近似しているが、３次高調波を含んでいるため、波高値は３２７Ｖ→２８３Ｖに低下している。
また、図６の（ｂ）は、実際にコンデンサ１４の両端に現れる脈流波形の電圧である。（ａ）との比較により明らかなように、ほぼ、指令値通りの脈流波形が得られる。
図７は、第２変換部２のフルブリッジインバータを構成するスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２のゲート駆動パルスである。（ａ）は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２に対するゲート駆動パルス、（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１に対するゲート駆動パルスである。図示のように、交互に１／０となることにより、図６の脈流波形は、脈流１周期ごとに極性反転する。
図８は、このようにして出力される交流電圧ＶＡＣの１周期分を表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に電圧センサ６ｓが検知する交流電圧ＶＡＣである。ゼロクロス付近に若干の歪みはあるが、ほぼ目標通りの交流波形が得られている。
（まとめ）
以上のように、上記の変換装置１００によれば、第１変換部１のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、３次高調波を含む交流波形の絶対値に相当する脈流波形に変換する。従って、交流波形の基になる波形は第１変換部１によって生成される。そして、第２変換部２は、脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。
このようにして相電圧を出力すれば、三相交流負荷６に対する線間電圧（４００Ｖ）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスＬＢの電圧が低減され、さらに３次高調波の重畳による波高値の低減効果もあるため、変換装置１００内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２のスイッチング損失が低下する。また、絶縁トランス１２の鉄損も低下する。
また、第２変換部２のフルブリッジインバータは、従来のインバータ動作に比べてスイッチング回数が激減する。すなわち、例えば２０ｋＨｚ程度の高周波から、１００Ｈｚ（例えば５０Ｈｚの交流１周期あたりに２回）に激減（１／２００）する。また、第２変換部２がスイッチングを行うのは、ゼロクロスのタイミングであるため、スイッチングをする際の電圧が極めて低い（理想的には０Ｖ）。従って、第２変換部２のスイッチング損失が大幅に低減される。また、第２変換部２は、高周波のスイッチングを伴うインバータ動作を行わないので、第２変換部２の出力側にＡＣリアクトルは不要となり、ＡＣリアクトルによる電力の損失を排除することができる。
以上のような電力損失の低減により、変換装置１００の変換効率を向上させることができる。
また、第１変換部１のコンデンサ１４は、高周波の電圧変動のみ平滑化すればよく、低周波の脈流波形は平滑化しない。従って、低容量（例えば１０μＦや２２μＦ）のコンデンサを使用することができる。
（三相波形）
図９の（ａ）は、電力変換装置１００Ｐから出力されるＵ，Ｖ，Ｗの相電圧を示す波形図であり、また、（ｂ）は、三相交流負荷に印加されるＵ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕの線間電圧を示す波形図である。
制御部３は、各相の変換装置（第１変換装置，第２変換装置，第３変換装置）１００を、これらが出力する交流波形の位相が相互に（２／３）πずれるように制御する。相電圧に３次高調波が含まれていても、線間電圧では３次高調波が打ち消され、通常の正弦波の相電圧の場合と同様に、位相が相互に（２／３）πずれた波高値５６６Ｖ（＝４００×√２＝２８３×２）の３相の線間電圧が得られる。
これにより、電力変換装置１００Ｐは、三相交流電圧を三相交流負荷６に対して印加し、交流電力を供給することができる。
（波形の第２例）
図１０は、フルブリッジ回路１１に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧である交流電圧ＶＡＣである。但し、この波形は通常の正弦波ではない。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧ＶＡＣの周波数（５０又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高周波（例えば２０ｋＨｚ）であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が０に近づくほど狭くなる。
図１１は、第１変換部１における出力波形の指令値の作り方の他の例を示すグラフである。横軸が時間、縦軸が電圧を表している。指令値の波形は、（ａ）に示す波高値３２７Ｖで商用周波数（５０Ｈｚ、０．０２秒／１周期）の正弦波を基本波とすると、これに、その３倍の周波数を持つ３次高調波を重畳させて得られる。３次高調波の振幅は、例えば、基本波の振幅の２０％である。２つの波形を重ねると、（ｂ）に示すような３次高調波を含む交流波形が得られる。この交流波形は、その波形のため、ピーク値（波高値）が（ａ）の基本波より下がり、３２７×√３／２＝２８３［Ｖ］となる。そして、（ｂ）の波形の絶対値である（ｃ）の波形が、第１変換部１における出力波形の指令値となる。
図１２の（ａ）は、このようにして設定した第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）の４周期分である。横軸が時間、縦軸が電圧を表している。すなわち、これは、交流電圧ＶＡＣの交流波形を全波整流した脈流波形に近似しているが、３次高調波を含んでいるため、波高値は３２７Ｖ→２８３Ｖに低下している。
また、図１２の（ｂ）は、実際にコンデンサ１４の両端に現れる脈流波形の電圧である。（ａ）との比較により明らかなように、ほぼ、指令値通りの脈流波形が得られる。
第２変換部２のフルブリッジインバータ２１を構成するスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２は、第１例と同様に、図７に示したようなゲート駆動パルスにより駆動される。その結果、図１２の脈流波形は、脈流１周期ごとに極性反転する。
図１３は、このようにして出力される交流電圧ＶＡＣの１周期分を表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に電圧センサ６ｓが検知する交流電圧ＶＡＣである。ゼロクロス付近に若干の歪みはあるが、ほぼ目標通りの交流波形が得られている。
（まとめ）
以上のように、上記の変換装置１００によれば、第１変換部１のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、３次高調波を含む交流波形の絶対値に相当する脈流波形に変換する。従って、交流波形の基になる波形は第１変換部１によって生成される。そして、第２変換部２は、脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。
このようにして相電圧を出力すれば、三相交流負荷６に対する線間電圧（４００Ｖ）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスＬＢの電圧が低減され、さらに３次高調波の重畳による波高値の低減効果もあるため、変換装置１００内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２のスイッチング損失が低下する。また、絶縁トランス１２の鉄損も低下する。
また、第２変換部２のフルブリッジインバータは、従来のインバータ動作に比べてスイッチング回数が激減する。すなわち、例えば２０ｋＨｚ程度の高周波から、１００Ｈｚ（例えば５０Ｈｚの交流１周期あたりに２回）に激減（１／２００）する。また、第２変換部２がスイッチングを行うのは、ゼロクロスのタイミングであるため、スイッチングをする際の電圧が極めて低い（理想的には０Ｖ）。従って、第２変換部２のスイッチング損失が大幅に低減される。また、第２変換部２は、高周波のスイッチングを伴うインバータ動作を行わないので、第２変換部２の出力側にＡＣリアクトルは不要となり、ＡＣリアクトルによる電力の損失を排除することができる。
以上のような電力損失の低減により、変換装置１００の変換効率を向上させることができる。
また、第１変換部１のコンデンサ１４は、高周波の電圧変動のみ平滑化すればよく、低周波の脈流波形は平滑化しない。従って、低容量（例えば１０μＦや２２μＦ）のコンデンサを使用することができる。
（三相波形）
図１４の（ａ）は、電力変換装置１００Ｐから出力されるＵ，Ｖ，Ｗの相電圧を示す波形図であり、また、（ｂ）は、三相交流負荷に印加されるＵ−Ｖ，Ｖ−Ｗ，Ｗ−Ｕの線間電圧を示す波形図である。
制御部３は、各相の変換装置（第１変換装置，第２変換装置，第３変換装置）１００を、これらが出力する交流波形の位相が相互に（２／３）πずれるように制御する。相電圧に３次高調波が含まれていても、線間電圧では３次高調波が打ち消され、通常の正弦波の相電圧の場合と同様に、位相が相互に（２／３）πずれた波高値５６６Ｖ（＝４００×√２＝２８３×２）の３相の線間電圧が得られる。
これにより、電力変換装置１００Ｐは、三相交流電圧を三相交流負荷６に対して印加し、交流電力を供給することができる。
（補足）
なお、前述のように、変換装置１００は、交流から直流への変換にも使用可能である。但し、この場合は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の相互接続点からコンデンサ２２までの電路にＡＣリアクトル（後述する第２実施形態におけるＡＣリアクトル２３（図１６）と同じ。）を挿入することが好ましい。
この場合、ＡＣリアクトルはコンデンサ２２と共に、フィルタ回路（ローパスフィルタ）を構成する。図２において、交流側から給電する場合には、第２変換部２は「整流回路」となり、第１変換部１の整流回路１３が「インバータ」となる。この「インバータ」が発生する高周波成分は、上記のフィルタ回路の存在により交流側には漏出しない。
また、この場合のフルブリッジ回路１１は、「整流回路」となる。制御部３は、絶縁トランス１２が磁気飽和しない程度の適切なスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ５及びＱ８と、スイッチング素子Ｑ６及びＱ７を、交互にオンさせることで絶縁トランス１２に電力を送り込む。絶縁トランス１２の出力は「整流回路」としてのフルブリッジ回路１１により整流され、直流電圧となる。
《三相交流電源装置／電力変換装置の第２実施形態》
（三相回路図）
図１５は、第２実施形態に係る三相交流電源装置５００を示す回路図である。三相交流電源装置５００は、電力変換装置１００Ｐと、例えば蓄電池からなる直流電源５とを備え、三相交流負荷６に接続される。
また、図１６は、図１５における１相分の変換装置１００の内部回路を、より詳細に示す図である。
（単相回路図）
図１６が、図２と異なるのは、図１６において、第２変換部２におけるフルブリッジインバータ２１の出力側に、ＡＣリアクトル２３を設けた点、及び、第１変換部１の出力電圧を検知する電圧センサ９を設けた点であり、その他のハードウェア構成は同じである。ＡＣリアクトル２３及びコンデンサ２２は、第２変換部２の出力に含まれる高周波成分を取り除くフィルタ回路（ローパスフィルタ）を構成する。電圧センサ９が検知した電圧の情報は、制御部３に送られる。
（変換装置の動作）
（波形の第１例）
図１７は、フルブリッジ回路１１に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧の交流電圧ＶＡＣである。但し、この波形は通常の正弦波ではない。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧ＶＡＣの周波数（５０又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高周波（例えば２０ｋＨｚ）であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が０に近づくほど狭くなる。図３との違いは、交流波形のゼロクロス近傍において図３よりも広い範囲で、ゲート駆動パルスが出力されない点である。
図１８の（ａ）は、図１７のゲート駆動パルスによって得ようとしている第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）４周期分である。なお、横軸が時間、縦軸が電圧を表している。すなわち、これは、交流電圧ＶＡＣの交流波形を全波整流したような脈流波形（但し、下限をカットしたような形）に、前述のように、振幅比１０％の３次高調波を重畳したものとなっている。この場合、目標電圧である交流電圧ＶＡＣの周波数は、例えば５０Ｈｚである。従って、脈流波形の１周期は、（１／５０）秒＝０．０２秒のさらに１／２であり、０．０１秒である。また、この例では、波高値が２８３Ｖ（２００×√２）である。
また、図１８の（ｂ）は、実際にコンデンサ１４の両端に現れる脈流波形の電圧である。（ａ）との比較により明らかなように、ほぼ、指令値通りの脈流波形が得られるが、目標電圧の波高値に対して所定の割合以下、例えば１００Ｖ以下の電圧となる期間内で、波形が少し歪んでいる。
図１９の（ａ）は、図１８の（ｂ）と同様の図に、ゼロクロス近傍の目標電圧の波形を点線で書き加えた図である。また、図１９の（ｂ）、（ｃ）は、第２変換部２のフルブリッジインバータを構成するスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２のゲート駆動パルスである。（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２に対するゲート駆動パルス、（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１に対するゲート駆動パルスである。図中の縦方向の細かい線が入っている領域は、高周波のスイッチングによりＰＷＭ制御が行われる。
図示のように、（ｂ）、（ｃ）のゲート駆動パルスは交互に１／０となる。これにより、（ａ）の脈流波形は、脈流１周期ごとに反転する。また、制御部３は、（ｂ）すなわちスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２の制御に関して、（ａ）に示す、第１変換部１が出力する電圧が例えば１００Ｖ以下である場合には、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２を高周波でスイッチングさせ、インバータ動作を行わせる。これにより、ゼロクロス近傍での目標電圧に近づくように第２変換部２から電圧が出力される。また、制御部３は、（ｃ）においても同様に、例えば１００Ｖ以下の電圧である場合には、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１を高周波でスイッチングさせ、インバータ動作を行わせる。これにより、ゼロクロス近傍での目標電圧に近づくように、第２変換部２から電圧が出力される。
図２０は、第２変換部２から、ＡＣリアクトル２３及びコンデンサ２２によるフィルタ回路を介して出力される交流電圧ＶＡＣを表すグラフである。図示のように、ゼロクロス付近の歪みも無く、ほぼ理想的な目標電圧通りの交流波形が得られている。
なお、第２変換部２をインバータ動作させる上記の所定の割合とは、１８％〜３５％であることが好ましい。
この場合、ゼロクロス近傍での波形の歪みを防止し、かつ、損失低減の効果も十分に確保することができる。例えば、「所定の割合」を１８％未満にすると、ゼロクロス近傍での僅かな歪みが残る可能性がある。３５％より大きくすると、第２変換部２における高周波のインバータ動作期間が長くなるので、その分、損失低減の効果が薄れる。
（三相波形）
三相波形の生成については図９と同様であるので、ここでは説明を省略する。
（波形の第２例）
図２１は、フルブリッジ回路１１に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧の交流電圧ＶＡＣである。但し、この波形は通常の正弦波ではない。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧ＶＡＣの周波数（５０又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高周波（例えば２０ｋＨｚ）であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が０に近づくほど狭くなる。図１０との違いは、交流波形のゼロクロス近傍において図１０よりも広い範囲で、ゲート駆動パルスが出力されない点である。
図２２の（ａ）は、図２１のゲート駆動パルスによって得ようとしている第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）の他の例である。なお、横軸が時間、縦軸が電圧を表している。すなわち、これは、交流電圧ＶＡＣの交流波形を全波整流したような脈流波形（但し、下限をカットしたような形）に、前述のように、振幅比２０％の３次高調波を重畳したものとなっている。この場合、目標電圧である交流電圧ＶＡＣの周波数は、例えば５０Ｈｚである。従って、脈流波形の１周期は、（１／５０）秒＝０．０２秒のさらに１／２であり、０．０１秒である。また、この例では、波高値が２８３Ｖ（２００×√２）である。
また、図２２の（ｂ）は、実際にコンデンサ１４の両端に現れる脈流波形の電圧である。（ａ）との比較により明らかなように、ほぼ、指令値通りの脈流波形が得られるが、目標電圧の波高値に対して所定の割合以下、例えば１００Ｖ以下の電圧となる期間内で、波形が少し歪んでいる。
そこで、図１９と同様の処理を行い、例えば１００Ｖ以下の電圧である場合には、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２及びＱ１０，Ｑ１１を高周波でスイッチングさせ、インバータ動作を行わせる。これにより、ゼロクロス近傍での目標電圧に近づくように、第２変換部２から電圧が出力される。
図２３は、第２変換部２から、ＡＣリアクトル２３及びコンデンサ２２によるフィルタ回路を介して出力される交流電圧ＶＡＣを表すグラフである。図示のように、ゼロクロス付近の歪みも無く、ほぼ理想的な目標電圧通りの交流波形が得られている。
（三相波形）
三相波形の生成については図１４と同様であるので、ここでは説明を省略する。
（まとめ）
以上のように、第２実施形態の変換装置１００によれば、第１変換部１のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、３次高調波を含む交流波形の絶対値に相当する脈流波形（但し、ゼロクロス近傍を除く。）に変換する。従って、交流波形の基になる波形は主として第１変換部１によって生成される。また、第２変換部２は、第１変換部１が出力した脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。さらに、第２変換部２は、ゼロクロス近傍についてのみ、インバータ動作を行って第１変換部１が生成しなかったゼロクロス近傍の交流波形を生成し、出力する。
このようにして相電圧を出力すれば、三相交流負荷６に対する線間電圧（４００Ｖ）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスＬＢの電圧が低減され、さらに３次高調波の重畳による波高値の低減効果もあるため、変換装置１００内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１２のスイッチング損失が低下する。また、絶縁トランス１２の鉄損も低下する。
また、目標電圧のゼロクロス近傍では第２変換部２が交流波形の生成に寄与し、それ以外は第１変換部１が交流波形の生成に寄与する。第１変換部１のみによって脈流波形の全域を生成しようとすると、ゼロクロス近傍で波形の歪みが生じる場合があるが、第２変換部２のインバータ動作を局部的に活用することにより、このような波形の歪みを防止し、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。
なお、第２変換部２をインバータ動作させる期間は短いので、従来のインバータ動作に比べれば損失が極めて少ない。また、ＡＣリアクトル２３による損失も、従来のインバータ動作に比べれば損失が少ない。さらに、インバータ動作するゼロクロス近傍の期間は比較的電圧が低いことも、スイッチングによる損失及びＡＣリアクトルによる損失を低減させることに寄与する。
以上のような損失の低減により、変換装置１００の変換効率を向上させることができ、しかも、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。
なお、第２変換部２を高周波でインバータ動作させる期間を決める基準は、第１例と同様である。
《三相交流電源装置／電力変換装置の第３実施形態》
図２４は、第３実施形態に係る三相交流電源装置及び電力変換装置における、１相分の変換装置１００の回路図である。ここでは、図１５に対応する図は省略する。すなわち、図１５における変換装置１００を、図２４の変換装置１００に入れ替えたものが、第３実施形態に係る三相交流電源装置及び電力変換装置である。
図２４において、図１６（第２実施形態）との違いは、絶縁トランス１２の１次側（図の左側）巻線１２ｐがセンタータップ付きである点、及び、図１６ではフルブリッジ回路１１である部分が、センタータップを利用したプッシュプル回路１１Ａである点である。プッシュプル回路１１Ａは、ＤＣリアクトル１５及びスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを備え、図示のように接続されている。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂは、制御部３によりＰＷＭ制御され、プッシュプル回路１１Ａの動作時には、一方がオンのとき他方はオフである。
図２４において、直流電圧ＶＤＣによる電流は、ＤＣリアクトル１５からスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのうちオンになっている方を通って絶縁トランス１２に入り、センタータップから出る。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの交互のオン・オフが繰り返されることにより、絶縁トランス１２による変圧を行うことができる。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのゲート駆動パルスをＰＷＭ制御することにより、第２実施形態における第１変換部１と同様の機能を実現することができる。
すなわち、第３実施形態における第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）は、第２実施形態と同様に、図１８の（ａ）に示されるものである。
また、第２変換部２のフルブリッジインバータ２１を構成するスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２に対するゲート駆動パルス、及び、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１に対するゲート駆動パルスは、それぞれ、第２実施形態と同様に、図１９の（ｂ）、（ｃ）に示すものとなる。
こうして、第２実施形態と同様に、図２０に示すような、ほぼ目標電圧通りの交流波形が得られる。
以上のように、第３実施形態の変換装置１００によれば、第２実施形態と同様の機能を実現し、滑らかな交流波形の出力を得ることができる。また、プッシュプル回路１１Ａは、スイッチング素子の数が第２実施形態のフルブリッジ回路１１（図１６）より少ないため、その分、スイッチング損失が少ない。
《その他》
なお、上記各実施形態では、電力変換装置１００Ｐを三相交流負荷６に接続する場合について説明したが、かかる電力変換装置１００Ｐを、単相負荷や電力系統に接続することも可能である。
また、第１〜第３実施形態の変換装置１００は、蓄電池等の直流電源から交流電力を供給する電源システム（主として事業用）、自立電源、ＵＰＳ等に広く用いることができる。
また、図１又は図１５では、３組の変換装置１００に対して共通の直流電源５から直流電圧を入力する構成とした。このように共通の直流電源を使用することができるのは、絶縁トランス１２を用いる変換装置１００の利点でもある。しかしながら、共通の直流電源を使用することに限定される訳ではなく、複数の変換装置に対して個別に直流電源を設けてもよい。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
１ 第１変換部
２ 第２変換部
３ 制御部
４ コンデンサ
５ 直流電源
５ｓ 電圧センサ
６ 三相交流負荷
６ｐ 相負荷
６ｓ 電圧センサ
９ 電圧センサ
１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１ フルブリッジ回路
１１Ａ プッシュプル回路
１２ 絶縁トランス
１２ｐ １次側巻線
１３ 整流回路
１４ コンデンサ
１５ ＤＣリアクトル
２１ フルブリッジインバータ
２２ コンデンサ
２３ ＡＣリアクトル
１００ 変換装置
１００Ｐ 電力変換装置
２００ 電力変換装置
２０１ 直流電源
２０２ コンデンサ
２０３ 昇圧回路
２０３ｔ 絶縁トランス
２０４ ＤＣバス
２０５ 平滑回路
２０６ コンデンサ
２０７ 三相インバータ回路
２０８〜２１０ ＡＣリアクトル
２１１〜２１３ コンデンサ
２２０ 三相交流負荷
５００ 三相交流電源装置
ＬＢ ＤＣバス
Ｎ 中性点
Ｑ１〜Ｑ１２，Ｑａ，Ｑｂ スイッチング素子

Claims (6)

  1. 直流電源から入力される直流電圧を、三相交流電圧に変換する電力変換装置であって、
    前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、
    前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、
    前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、
    前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
    前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、
    絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、
    前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、
    を備えている電力変換装置。
  2. 前記第１変換部は、前記直流電圧を、連続した前記脈流波形の電圧に変換する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記第１変換部の出力する電圧が、前記脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内にあるとき、前記制御部は、前記フルブリッジインバータを、高周波でインバータ動作させることにより、前記期間内の前記交流波形の電圧を生成する請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記所定の割合とは、１８％〜３５％である請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記コンデンサは、前記第１変換部におけるスイッチングによる高周波の電圧変動を平滑化するが、前記脈流波形は平滑化しない程度の容量を有する請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 直流電源と、
    前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、
    前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、
    前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、
    前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
    前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、
    絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形として基本波に３次高調波を重畳した電圧の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、
    前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、
    を備えている三相交流電源装置。
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