TW201603471A - 電力轉換裝置及三相交流電源裝置 - Google Patents

電力轉換裝置及三相交流電源裝置 Download PDF

Info

Publication number
TW201603471A
TW201603471A TW104111264A TW104111264A TW201603471A TW 201603471 A TW201603471 A TW 201603471A TW 104111264 A TW104111264 A TW 104111264A TW 104111264 A TW104111264 A TW 104111264A TW 201603471 A TW201603471 A TW 201603471A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
voltage
phase
waveform
conversion device
converter
Prior art date
Application number
TW104111264A
Other languages
English (en)
Other versions
TWI667874B (zh
Inventor
Toshiaki Okumura
Naoki Ayai
Original Assignee
Sumitomo Electric Industries
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sumitomo Electric Industries filed Critical Sumitomo Electric Industries
Publication of TW201603471A publication Critical patent/TW201603471A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI667874B publication Critical patent/TWI667874B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4807—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having a high frequency intermediate AC stage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

電力轉換裝置，係具備：各相之轉換裝置，分別轉換為應輸出至相對於三相交流之中性點的各相之交流波形之電壓；及控制部，對彼等進行控制；各轉換裝置具備：第1轉換部，具有包含絕緣變壓器的DC/DC轉換器及電容器，藉由控制部對DC/DC轉換器進行控制，而將輸入的直流電壓轉換為包含脈流波形的電壓並作為應輸出的交流波形，該脈流波形係和在基本波重疊有3次高諧波的電壓之絕對值相當者；及第2轉換部，設於較第1轉換部更後段，具有全橋式逆變器，藉由控制部對全橋式逆變器進行控制，使包含脈流波形的電壓依每一週期進行極性反轉而轉換為交流波形之電壓。

Description

電力轉換裝置及三相交流電源裝置
本發明關於由直流電力產生三相交流電力的三相交流電源裝置及使用其之電力轉換裝置。
藉由DC/DC轉換器昇壓直流電源輸入的直流電壓，進一步以逆變器轉換為交流電壓並輸出的電力轉換裝置，大多使用於獨立電源或UPS(Uninterruptible Power Supply：無停電電源裝置)等。於此種電力轉換裝置內，DC/DC轉換器持續進行開關動作，又，逆變器亦持續進行開關動作。
另一方面，可以藉由使用三相逆變器將直流電源之電壓轉換為三相交流電壓(例如參照專利文獻1(圖7))。
圖25係由直流電源對三相交流負載進行電力供給時使用的電力轉換裝置的電路圖之一例。圖中，電力轉換裝置200依據由直流電源201接受的直流電力來產生交流電力，對三相交流負載220供給電力。
電力轉換裝置200具備電容器202，例如3組昇壓電 路203，對直流匯流排204之電壓實施平滑化的平滑電路205，三相逆變器電路207，及3組AC電抗器208~210及電容器211~213與。平滑電路205，耐電壓性能確保時係以2串聯方式，容量確保時係以6並聯方式連接電容器206而成。該平滑電路全體容量例如數mF。
昇壓電路203藉由絕緣變壓器203t對經由開關被高頻化之電壓昇壓，之後整流。又，3組昇壓電路203被並聯連接於共通之直流匯流排204。3組昇壓電路203之輸出，經由大容量之平滑電路205平滑化，而成為直流匯流排204之電壓。藉由三相逆變器電路207實施該電壓之開關來產生包含高頻成分的三相交流電壓。高頻成分經由AC電抗器208~210及電容器211~213被除去，而獲得可以提供給三相交流負載220之三相交流電壓(電力)。又，三相交流負載220之線間電壓設為400V。
直流匯流排204之電壓需要交流400V之峰值以上，400×(21/2)約為566V，預估稍許之餘裕度而設為600V。直流匯流排204之電壓為600V時，三相逆變器電路207中開關元件之關閉(turn-off)時，基於浮遊電感與開關元件之容量產生之共振而使大幅超過600V之電壓被施加於開關元件。因此，欲確實防止開關元件之絕緣破壊時例如需要直流匯流排之電壓之2倍之1200V之耐電壓性能。又，平滑電路205亦需要1200V之耐電壓性能，圖25之構成中各電容器需要600V之耐電壓性能。
〔先行技術文獻〕 〔專利文獻〕
[專利文獻1]專利第5260092號公報
上述習知電力轉換裝置要求轉換効率之更進一步改善。欲改善轉換効率時，減輕開關損失乃有效者。通常，直流匯流排之電壓越高，開關損失等其他損失越大。因此，如何降低直流匯流排之電壓成為課題。又，除降低電壓以外欲要減輕開關損失等其他電力損失。
有鑑於該課題，本發明目的在於，在將直流電源輸入的直流電壓轉換為三相交流電壓的三相交流電源裝置及其使用的電力轉換裝置中，減輕轉換伴隨產生的電力損失。
本發明之電力轉換裝置，係將直流電源輸入的直流電壓轉換為三相交流電壓者，具備：第1相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於三相交流之中性點的第1相之交流波形之電壓；第2相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第2相之交流波形；第3相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為 應輸出至相對於上述中性點的第3相之交流波形之電壓；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置，及上述第3相轉換裝置進行控制；上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置，係分別具備：第1轉換部，具有包含絕緣變壓器的DC/DC轉換器及平滑用之電容器，藉由上述控制部對上述DC/DC轉換器進行控制，而將輸入的直流電壓轉換為包含脈流波形的電壓並作為應輸出的交流波形，該脈流波形係和在基本波重疊有3次高諧波的電壓之絕對值相當者；及第2轉換部，設於較上述第1轉換部更後段，具有全橋式逆變器，藉由上述控制部對上述全橋式逆變器進行控制，使包含上述脈流波形的電壓依每一週期進行極性反轉而轉換為上述交流波形之電壓。
又，本發明之三相交流電源裝置，具備：直流電源；第1相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於三相交流之中性點的第1相之交流波形之電壓；第2相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第2相之交流波形；第3相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第3相之交流波形之電壓；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置，及上述第3相轉換裝置進行控制；上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第 3相轉換裝置，係分別具備：第1轉換部，具有包含絕緣變壓器的DC/DC轉換器及平滑用之電容器，藉由上述控制部對上述DC/DC轉換器進行控制，而將輸入的直流電壓轉換為包含脈流波形的電壓並作為應輸出的交流波形，該脈流波形係和在基本波重疊有3次高諧波的電壓之絕對值相當者；及第2轉換部，設於較上述第1轉換部更後段，具有全橋式逆變器，藉由上述控制部對上述全橋式逆變器進行控制，使包含上述脈流波形的電壓依每一週期進行極性反轉而轉換為上述交流波形之電壓。
依據本發明之電力轉換裝置及三相交流電源裝置，可以減低轉換伴隨產生的電力損失。
1‧‧‧第1轉換部
2‧‧‧第2轉換部
3‧‧‧控制部
4‧‧‧電容器
5‧‧‧直流電源
5s‧‧‧電壓感測器
6‧‧‧三相交流負載
6p‧‧‧相負載
6s‧‧‧電壓感測器
9‧‧‧電壓感測器
10‧‧‧DC/DC轉換器
11‧‧‧全橋式電路
11A‧‧‧推挽式電路
12‧‧‧絕緣變壓器
12p‧‧‧1次側繞線
13‧‧‧整流電路
14‧‧‧電容器
15‧‧‧DC電抗器
21‧‧‧全橋式逆變器
22‧‧‧電容器
23‧‧‧AC電抗器
100‧‧‧轉換裝置
100P‧‧‧電力轉換裝置
200‧‧‧電力轉換裝置
201‧‧‧直流電源
202‧‧‧電容器
203‧‧‧昇壓電路
203t‧‧‧絕緣變壓器
204‧‧‧直流匯流排
205‧‧‧平滑電路
206‧‧‧電容器
207‧‧‧三相逆變器電路
208~210‧‧‧AC電抗器
211~213‧‧‧電容器
220‧‧‧三相交流負載
500‧‧‧三相交流電源裝置
LB‧‧‧直流匯流排
N‧‧‧中性點
Q1~Q12、Qa、Qb‧‧‧開關元件
圖1表示第1實施形態的三相交流電源裝置之電路圖。
圖2表示圖1中1相分之轉換裝置之內部電路更詳細之圖。
圖3表示對全橋式電路的閘極驅動脈衝之圖。
圖4係閘極驅動脈衝之作成方式之一例之圖。
圖5係第1轉換部的輸出波形之指令值之作成方式之圖。
圖6係第1轉換部的輸出波形之指令值(理想值)之4週期分及實際輸出的輸出波形之4週期分。
圖7表示構成第2轉換部之全橋式逆變器的開關元件之閘極驅動脈衝。
圖8表示輸出的交流電壓VAC之圖，(a)係目標電壓(理想值)，(b)係實際上電壓感測器檢測的交流電壓VAC。
圖9(a)表示由電力轉換裝置輸出的U、V、W之相電壓之波形圖，(b)表示施加於三相交流負載的U-V、V-W、W-U之線間電壓之波形圖。
圖10表示針對全橋式電路的閘極驅動脈衝之圖。
圖11表示第1轉換部的輸出波形之指令值之作成方式之另一例之圖，橫軸表示時間，縱軸表示電壓。
圖12(a)表示第1轉換部的輸出波形之指令值(理想值)之4週期分，(b)表示實際輸出的輸出波形之4週期分。
圖13表示輸出的交流電壓VAC之圖，(a)係目標電壓(理想值)，(b)係實際上電壓感測器檢測的交流電壓VAC。
圖14(a)係表示由電力轉換裝置輸出的U、V、W之相電壓之波形圖，又，(b)係表示施加於三相交流負載的U-V、V-W、W-U之線間電壓之波形圖。
圖15表示第2實施形態的三相交流電源裝置之電路圖。
圖16係更詳細表示圖15之1相分之轉換裝置之內部電路之圖。
圖17表示針對全橋式電路的閘極驅動脈衝之圖。
圖18(a)係由圖17之閘極驅動脈衝獲得的第1轉換部的輸出波形之指令值(理想值)，(b)係實際上出現於電容器之兩端的脈流波形之電壓。
圖19(a)係在和圖18之(b)同樣之圖加入描繪零交叉(zero-cross)附近之目標電壓之波形的圖。又，(b)、(c)係構成第2轉換部之全橋式逆變器的開關元件之閘極驅動脈衝。
圖20表示由第2轉換部透過AC電抗器及電容器構成之濾波器電路輸出的交流電壓VAC之圖。
圖21表示對全橋式電路的閘極驅動脈衝之圖。
圖22(a)表示藉由圖17之閘極驅動脈衝獲得的第1轉換部的輸出波形之指令值(理想值)之另一例，(b)係實際上出現於電容器之兩端的脈流波形之電壓。
圖23表示由第2轉換部透過AC電抗器及電容器構成之濾波器電路輸出的交流電壓VAC之圖。
圖24表示第3實施形態的三相交流電源裝置及電力轉換裝置中1相分之轉換裝置之電路圖。
圖25表示由直流電源對三相交流負載進行電力供給時使用的習知電力轉換裝置之電路圖之一例。
〔實施形態之要旨〕
本發明實施形態之要旨至少包含以下者。
(1)電力轉換裝置，係將直流電源輸入的直流電壓轉換為三相交流電壓者，具備：第1相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於三相交流之中性點的第1相之交流波形之電壓；第2相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第2相之交流波形；第3相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第3相之交流波形之電壓；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置，及上述第3相轉換裝置進行控制； 上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置，係分別具備：第1轉換部，具有包含絕緣變壓器的DC/DC轉換器及平滑用之電容器，藉由上述控制部對上述DC/DC轉換器進行控制，而將輸入的直流電壓轉換為包含脈流波形的電壓並作為應輸出的交流波形，該脈流波形係和在基本波重疊有3次高諧波的電壓之絕對值相當者；及第2轉換部，設於較上述第1轉換部更後段，具有全橋式逆變器，藉由上述控制部對上述全橋式逆變器進行控制，使包含上述脈流波形的電壓依每一週期進行極性反轉而轉換為上述交流波形之電壓。
上述(1)之電力轉換裝置中，依每一相設置 轉換裝置(第1相、第2相、第3相)而輸出相電壓，因此三相交流中線間電壓之1/(31/2)成為轉換裝置之應輸出的電壓VAC(有效值)。直流匯流排之電壓VB只要電壓VAC之峰值即可，成為VB=(21/2)．VAC。結果，和以單一之三相逆變器供給線間電壓時比較，可以減低直流匯流排之電壓。又，藉由重疊3次高諧波的峰值之減低效果，更進一步減低直流匯流排之電壓。
藉由直流匯流排之電壓減低，可以減低開關元件之開關損失。又，即使裝置內存在電抗器時，其鐵損亦變小。另外，連接於直流匯流排的開關元件及平滑用之電容器可以使用耐電壓性能低者。開關元件之耐電壓性能低者導通電阻亦低，因此可以減低導通損失。
另一方面，上述電力轉換裝置中，第1轉換部之硬體構成雖為DC/DC轉換器，但並非將直流電壓轉換為單純之直流電壓，而是轉換為和交流波形之絕對值相當之包含脈流波形的電壓。因此，交流波形之基礎波形係由第1轉換部產生。第2轉換部，係使包含脈流波形的電壓依每一週期進行極性反轉而轉換為交流波形之目標電壓。此時，和習知逆變器動作比較，第2轉換部之全橋式逆變器之開關次數急速減少，而且，進行開關時之電壓變低。因此，第2轉換部之開關損失大幅減低。又，即使於第2轉換部設置電抗器時，其鐵損亦變小。另外，第1轉換部之電容器僅使高頻之電壓變動平滑化，不使低頻之脈流波形平滑化。因此，可以使用低容量之電容器。
(2)，於(1)之電力轉換裝置中，上述第1轉換部使上述直流電壓轉換為連續的上述脈流波形之電壓亦可。
此時，成為交流波形之基礎的(1/2)週期之波形全部由第1轉換部產生，第2轉換部僅以輸出的交流波形之頻率之2倍頻率進行極性反轉。亦即，第2轉換部不進行伴隨著高頻開關之逆變器動作。因此，第2轉換部之輸出側無需設置AC電抗器，可以排除AC電抗器引起的損失。
(3)，於(1)之電力轉換裝置中，在上述第1轉換部之輸出電壓相對於上述脈流波形之峰值成為特定比例以下的期間內時，上述控制部係使上述全橋式逆變器以高頻進行逆變器動作，依此而產生上述期間內的上述交流波形之電壓亦可。
相對於脈流波形之峰值成為特定比例以下的期間內意味著目標電壓之零交叉附近。亦即此時，在目標電壓之零交叉附近係由第2轉換部貢獻交流波形之產生，在其以外則由第1轉換部貢獻交流波形之產生。設為僅由第1轉換部來產生脈流波形之全域時，零交叉附近有可能產生波形之失真，但是藉由局部活用第2轉換部之逆變器動作可以防止該波形之失真，可以獲得更平滑的交流波形之輸出。第2轉換部進行逆變器動作之期間短，和習知逆變器動作比較損失少。AC電抗器引起的損失亦變少。
(4)，(3)之特定比例較好是18%~35%。
此時，可以防止零交叉附近之波形失真，而且，可以充分確保損失減低之效果。例如「特定比例」設為小於18%時，有可能存在零交叉附近之微小失真。設為大於35%時第2轉換部2中高頻之逆變器動作期間變長，該變長導致損失減低效果之變弱。
(5)，於(1)~(4)之任一電力轉換裝置中，上述電容器係使上述第1轉換部中開關所造成高頻之電壓變動平滑化，但是以具有不使上述脈流波形平滑化左右之容量為佳。
此時，可以除去開關伴隨的高頻之電壓變動之同時，可以獲得所要之脈流波形。
(6)另一方面，三相交流電源裝置，係具備：直流電源；第1相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於三相交流之中性點的第1相之交流波形之電壓；第2相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第2相之交流波形；第3相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第3相之交流波形之電壓；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置，及上述第3相轉換裝置進行控制； 上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置，係分別具備：第1轉換部，具有包含絕緣變壓器的DC/DC轉換器及平滑用之電容器，藉由上述控 制部對上述DC/DC轉換器進行控制，而將輸入的直流電壓轉換為包含脈流波形的電壓並作為應輸出的交流波形，該脈流波形係和在基本波重疊有3次高諧波的電壓之絕對值相當者；及第2轉換部，設於較上述第1轉換部更後段，具有全橋式逆變器，藉由上述控制部對上述全橋式逆變器進行控制，使包含上述脈流波形的電壓依每一週期進行極性反轉而轉換為上述交流波形之電壓。
此時亦可以達成和(1)之電力轉換裝置同樣之作用效果。
〔實施形態之詳細〕
以下，參照圖面詳細說明發明之實施形態。
《三相交流電源裝置/電力轉換裝置之第1實施形態》 (三相電路圖)
圖1係第1實施形態的三相交流電源裝置500之電路圖。三相交流電源裝置500具備：電力轉換裝置100P；及例如由蓄電池構成的直流電源5；連接於三相交流負載6。
電力轉換裝置100P由和三相交流之各相對應設置的3組轉換裝置(第1轉換裝置、第2轉換裝置、第3轉換裝置)100構成。轉換裝置100將直流電源5輸入的直流電力轉換為交流電力，供給至三相交流負載6。又，3組轉換裝置100分別單獨以相對於三相交流之中性 點N的相電壓來供給交流電力，3組全體以線間電壓對各相負載6p(第1相(u)、第2相(v)、第3相(w))進行交流電力之供給。
三相交流負載6之線間電壓設為400V時，相電壓成為約231V(400V/(31/2))。輸出該相電壓的各轉換裝置100需要約327V((400V/(31/2)×(21/2))之直流匯流排LB之電壓。此意味著和以單一之三相逆變器對三相交流負載6供給線間電壓(400V)時比較，直流匯流排LB之電壓被減低(由566V減為327V)。因此，開關元件等其他之電子裝置之耐電壓性能無需1200V，只要600V左右即可。
(單相電路圖)
圖2更詳細表示圖1之1相分之轉換裝置100之內部電路之圖。
該轉換裝置100，係將輸入的直流電壓VDC轉換為交流波形之目標電壓亦即交流電壓VAC並輸出。又，轉換裝置100亦可由交流至直流之轉換，但此處主要著眼於直流至交流之轉換加以說明(第2實施形態及第3實施形態中亦同樣。)。
圖2中，轉換裝置100主要的構成要素係由第1轉換部1；第2轉換部2；及控制部3構成。於第1轉換部1透過平滑用之電容器4被輸入直流電壓VDC。直流電壓VDC，係由電壓感測器5s檢測，檢測的電壓之資 訊被傳送至控制部3。第2轉換部2之輸出電壓亦即交流電壓VAC，係經由電壓感測器6s檢測，檢測的電壓之資訊被傳送至控制部3。
上述第1轉換部1具備DC/DC轉換器10及平滑用之電容器14。
DC/DC轉換器10由輸入側起依序具備：由4個開關元件Q1、Q2、Q3、Q4構成的全橋式電路11；絕緣變壓器12；及由4個開關元件Q5、Q6、Q7、Q8構成的整流電路13，彼等如圖示般被連接。
第2轉換部2具備：由4個開關元件Q9、Q10、Q11、Q12構成的全橋式逆變器21；及電容器22。第2轉換部2之輸出成為所要之交流波形之交流電壓VAC。
上述開關元件Q1~Q12係由控制部3控制。開關元件Q1~Q12，例如可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)或FET(Field Effect Transistor)。
如上述說明，和以單一之三相逆變器對三相交流負載6供給線間電壓(400V)時比較，可以減低直流匯流排LB之電壓，因此轉換裝置100內之開關元件Q5~Q12之開關損失降低。又，絕緣變壓器12之鐵損亦降低。
另外，連接於直流匯流排LB的開關元件Q5~Q12及平滑用之電容器14可以使用耐電壓性能低者。開關元件之耐電壓性能低者之導通電阻較低，可以減低導通損失。
(轉換裝置之動作) (波形之第1例)
接著，說明上述轉換裝置100之動作。首先，控制部3對第1轉換部1之全橋式電路11(開關元件Q1~Q4)進行PWM控制。
圖3係對全橋式電路11的閘極驅動脈衝之圖。圖中，二點虛線所示波形為目標電壓亦即交流電壓VAC。其中，如後述說明，該波形並非通常之正弦波。閘極驅動脈衝之頻率比起交流電壓VAC之頻率(50或60Hz)為極高頻(例如20kHz)，因此雖無法描繪各別之脈衝，在交流波形之絕對值之峰值脈衝寬度成為最寬，絕對值越接近0變為越窄。
圖4係閘極驅動脈衝之作成方式之一例之圖。上段表示高頻之搬送波及作為參照波的交流波形之正弦波之絕對值之圖。又，橫軸之時間係將非常短的時間擴大，因此參照波呈現直線狀，例如朝向0~π/2上昇。搬送波以2組(粗線及細線)重疊表示，由時間上互相偏移半週期的2個梯形狀波形構成。亦即，斜向上升至少保持位準1，之後急速落至0者為1個梯形波形之1週期，此種波形連續出現，而且，2組之波形偏移半週期。
比較上述搬送波與參照波，使正弦波之絕對值對應於大的區間之脈衝出現，而獲得下段所示執行PWM控制後的閘極驅動脈衝。又，閘極驅動脈衝係交互 輸出將開關元件Q1、Q4設為導通的脈衝，及將開關元件Q2、Q3設為導通的脈衝。如此則，於絕緣變壓器12之1次繞線被交互而且均等地供給正電壓與負電壓。又，參照波(正弦波)之零交叉附近難以出現脈衝寬度，因此如圖3所示，零交叉附近成為和未輸出閘極驅動脈衝相等之狀態。
上述閘極驅動脈衝所驅動的全橋式電路11之輸出在絕緣變壓器12以特定之繞數比變壓後，經由整流電路13整流之同時，藉由電容器14平滑化。平滑作用係消去高頻開關之痕跡之程度，但無法對商用頻率左右之低頻實施平滑化。亦即，選定電容器14之容量成為適當值以便獲得該結果。容量極大於適當值時連同商用頻率左右之低頻亦被平滑化，波形之形狀變鈍。藉由適當值之選擇，可以除去開關伴隨的高頻之電壓變動之同時，可以獲得所要之脈流波形。
又，整流電路13，即使由控制部3不供給閘極驅動脈衝時(開關元件Q5~Q8全部為非導通時)，亦可以經由元件內建之二極體整流，但藉由供給閘極驅動脈衝可以進行同步整流。亦即，欲進行二極體整流時，在電流流入二極體之時序，由控制部3對開關元件Q5~Q8供給閘極驅動脈衝。如此則成為同步整流方式，電流流入半導體元件側，因此可以減低整流電路13全體之電力損失。
圖5係第1轉換部1之輸出波形之指令值之 作成方式之圖。橫軸表示時間，縱軸表示電壓。指令值之波形，係以(a)所示峰值327V之商用頻率(50Hz，0.02秒/1週期)之正弦波設為基本波，於該基本波重疊具有其之3倍頻率的3次高諧波而得。3次高諧波之振幅，例如為基本波之振幅之10%。重疊2個波形而獲得(b)所示包含3次高諧波的交流波形。該交流波形，其之波形之峰值(波峰值)較(a)之基本波下降，成為327×(31/2)/2=283[V]。(b)之波形之絕對值亦即(c)之波形成為第1轉換部1之輸出波形之指令值。
圖6之(a)係如此設定之第1轉換部1的輸出波形之指令值(理想值)之4週期分。橫軸表示時間，縱軸表示電壓。亦即，其近似對交流電壓VAC之交流波形進行全波整流而成的脈流波形，但包含3次高諧波，因此峰值由327V降至283V。
又，圖6之(b)係實際上出現於電容器14兩端的脈流波形之電壓。藉由與(a)之比較可知可以獲得大致如指令值之脈流波形。
圖7係構成第2轉換部2之全橋式逆變器的開關元件Q9~Q12之閘極驅動脈衝。(a)係針對開關元件Q9、Q12的閘極驅動脈衝，(b)係針對開關元件Q10、Q11的閘極驅動脈衝。如圖示，交互成為1/0，因此圖6之脈流波形對應於每一脈流週期而極性反轉。
圖8表示如此輸出的交流電壓VAC之1週期分之圖，(a)係目標電壓(理想值)，(b)係實際上電 壓感測器6s檢測的交流電壓VAC。零交叉附近雖有些許失真，大致上可以獲得目標之交流波形。
(彙整)
如上述說明，依據上述之轉換裝置100，第1轉換部1之硬體構成雖為DC/DC轉換器，但並非將直流電壓轉換為單純的直流電壓，而是轉換為和包含3次高諧波的交流波形之絕對值相當的脈流波形。因此，交流波形之基礎波形係由第1轉換部1產生。第2轉換部2係依每一週期使包含脈流波形的電壓極性反轉而轉換為交流波形之目標電壓。
如此而輸出相電壓，則和以單一之三相逆變器對三相交流負載6供給線間電壓(400V)時比較，可以減低直流匯流排LB之電壓，另外亦具有3次高諧波之重疊引起的峰值之減低效果，因此轉換裝置100內之開關元件Q5~Q12之開關損失可以降低。又，絕緣變壓器12之鐵損亦降低。
又，和習知逆變器動作比較，第2轉換部2之全橋式逆變器之開關次數急速減少。亦即，例如由20kHz左右之高頻急速減少為100Hz(例如50Hz之交流每一週期2次)(1/200)。又，第2轉換部2進行開關係在零交叉之時序，因此開關時之電壓極低(理想為0V)。因此，第2轉換部2之開關損失大幅減低。又，第2轉換部2不進行伴隨著高頻開關之逆變器動作，因此無 需於第2轉換部2之輸出側設置AC電抗器，可以排除AC電抗器引起的電力之損失。
藉由以上之電力損失之減低可以提升轉換裝置100之轉換效率。
又，第1轉換部1之電容器14只需使高頻之電壓變動平滑化即可，低頻之脈流波形無需平滑化。因此，可以使用低容量(例如10μF或22μF)之電容器。
(三相波形)
圖9之(a)係電力轉換裝置100P輸出的U、V、W之相電壓之波形圖，又，(b)係施加於三相交流負載的U-V、V-W、W-U之線間電壓之波形圖。
控制部3控制各相之轉換裝置(第1轉換裝置、第2轉換裝置、第3轉換裝置)100以使彼等輸出的交流波形之相位相互偏移(2/3)π。相電壓即使包含3次高諧波，於線間電壓可以抵消3次高諧波，和通常之正弦波之相電壓同樣，可以獲得相位相互偏移(2/3)π的峰值566V(=400×(21/2)=283×2)之3相之線間電壓。
如此則，電力轉換裝置100P可以將三相交流電壓施加於三相交流負載6，可以供給交流電力。
(波形之第2例)
圖10係對全橋式電路11的閘極驅動脈衝之圖。圖中，二點虛線所示波形為目標電壓亦即交流電壓VAC。其 中，該波形並非通常之正弦波。和交流電壓VAC之頻率(50或60Hz)比較，閘極驅動脈衝之頻率為極高頻(例如20kHz)，各別之脈衝雖無法描繪，脈衝寬度在交流波形之絕對值之峰值成為最寬，絕對值越接近0變為越窄。
圖11係第1轉換部1的輸出波形之指令值之作成方式之另一例之圖。橫軸表示時間，縱軸表示電壓。指令值之波形，係將(a)所示峰值327V之商用頻率(50Hz，0.02秒/1週期)之正弦波設為基本波，並將具有其3倍頻率的3次高諧波重疊於該基本波而獲得。3次高諧波之振幅例如為基本波之振幅之20%。2個波形重疊時可以獲得(b)所示包含3次高諧波的交流波形。該交流波形之波形其峰值(波峰值)較(a)之基本波降低，成為327×(31/2)/2=283[V]。(b)之波形之絕對值亦即(c)之波形成為第1轉換部1的輸出波形之指令值。
圖12之(a)係如此設定之第1轉換部1的輸出波形之指令值(理想值)之4週期分。橫軸表示時間，縱軸表示電壓。亦即，其近似對交流電壓VAC之交流波形進行全波整流而得的脈流波形，但包含3次高諧波，因此峰值由327V降至283V。
又，圖12之(b)係實際上出現於電容器14兩端的脈流波形之電壓。由與(a)之比較可知，大致獲得如指令值之脈流波形。
構成第2轉換部2之全橋式逆變器21的開關元件Q9~Q12，和第1例同樣，係由圖7所示閘極驅動脈 衝驅動。結果，圖12之脈流波形對應於每一脈流週期而極性反轉。
圖13係如此輸出的交流電壓VAC之1週期分之圖，(a)係目標電壓(理想值)，(b)係實際上電壓感測器6s檢測的交流電壓VAC。於零交叉附近雖有些許失真，大致上獲得如目標之交流波形。
(彙整)
如上述說明，依據上述之轉換裝置100，第1轉換部1之硬體構成雖為DC/DC轉換器，但並非將直流電壓轉換為單純的直流電壓，而是轉換為和包含3次高諧波的交流波形之絕對值相當的脈流波形。因此，交流波形之基礎波形由第1轉換部1產生。第2轉換部2使包含脈流波形的電壓依每一週期進行極性反轉而轉換為交流波形之目標電壓。
如此而輸出相電壓，則和以單一之三相逆變器對三相交流負載6供給線間電壓(400V)時比較，可以減低直流匯流排LB之電壓，另外亦具有3次高諧波之重疊引起的峰值之減低效果，因此轉換裝置100內之開關元件Q5~Q12之開關損失可以降低。又，絕緣變壓器12之鐵損亦降低。
又，和習知逆變器動作比較，第2轉換部2之全橋式逆變器之開關次數急速減少。亦即，例如由20kHz左右之高頻急速減少為100Hz(例如50Hz之交流 每一週期2次)(1/200)。又，第2轉換部2進行開關係在零交叉之時序，因此開關時之電壓極低(理想為0V)。因此，第2轉換部2之開關損失大幅減低。又，第2轉換部2不進行伴隨著高頻開關之逆變器動作，因此無需於第2轉換部2之輸出側設置AC電抗器，可以排除AC電抗器引起的電力之損失。
藉由以上之電力損失之減低可以提升轉換裝置100之轉換效率。
又，第1轉換部1之電容器14只需使高頻之電壓變動平滑化即可，低頻之脈流波形無需平滑化。因此，可以使用低容量(例如10μF或22μF)之電容器。
(三相波形)
圖14之(a)係電力轉換裝置100P輸出的U、V、W之相電壓之波形圖，又，(b)係施加於三相交流負載的U-V、V-W、W-U之線間電壓之波形圖。
控制部3控制各相之轉換裝置(第1轉換裝置、第2轉換裝置、第3轉換裝置)100以使彼等輸出的交流波形之相位相互偏移(2/3)π。相電壓即使包含3次高諧波，於線間電壓可以抵消3次高諧波，和通常之正弦波之相電壓同樣，可以獲得相位相互偏移(2/3)π的峰值566V(=400×(21/2)=283×2)之3相之線間電壓。
如此則，電力轉換裝置100P可以將三相交流電壓施加於三相交流負載6，可以供給交流電力。
(補足)
又，如上述說明，轉換裝置100亦可以使用於交流至直流之轉換。但是，此時在由開關元件Q9、Q10之相互連接點至電容器22為止之電路插入AC電抗器(和後述第2實施形態中之AC電抗器23(圖16)相同)為佳。
此情況下，AC電抗器和電容器22同時構成濾波器電路(低通濾波器)。圖2中，由交流側供電時，第2轉換部2成為「整流電路」，第1轉換部1之整流電路13成為「逆變器」。該「逆變器」產生之高頻成分基於上述濾波器電路之存在而未洩漏至交流側。
又，此時之全橋式電路11成為「整流電路」。控制部3以絕緣變壓器12不致成為磁性飽和左右之適當的開關頻率，使開關元件Q5及Q8以及開關元件Q6及Q7交互設為導通而將電力送入絕緣變壓器12。絕緣變壓器12之輸出經由作為「整流電路」之全橋式電路11整流，成為直流電壓。
《三相交流電源裝置/電力轉換裝置之第2實施形態》 (三相電路圖)
圖15表示第2實施形態的三相交流電源裝置500之電路圖。三相交流電源裝置500具備電力轉換裝置100P，及例如由蓄電池構成的直流電源5，連接於三相交流負載6。
又，圖16係更詳細表示圖15中1相分之轉換裝置100之內部電路之圖。
(單相電路圖)
圖16和圖2之差異在於，圖16中，在第2轉換部2之全橋式逆變器21之輸出側設有AC電抗器23，以及設置檢測第1轉換部1之輸出電壓的電壓感測器9，其他之硬體構成均相同。AC電抗器23及電容器22構成濾波器電路(低通濾波器)用於排除包含於第2轉換部2之輸出的高頻成分。電壓感測器9檢測的電壓之資訊被送至控制部3。
(轉換裝置之動作) (波形之第1例)
圖17係對全橋式電路11的閘極驅動脈衝之圖。圖中，二點虛線所示波形為目標電壓之交流電壓VAC。但是該波形並非通常之正弦波。閘極驅動脈衝之頻率比起交流電壓VAC之頻率(50或60Hz)為極高頻(例如20kHz)，因此雖無法描繪各別之脈衝，在交流波形之絕對值之峰值脈衝寬度成為最寬，絕對值越接近0變為越窄。和圖3之差異在於，在交流波形之零交叉附近在比圖3更廣之範圍無輸出閘極驅動脈衝。
圖18之(a)係藉由圖17之閘極驅動脈衝欲獲得的第1轉換部1的輸出波形之指令值(理想值)4週 期分。又，橫軸表示時間，縱軸表示電壓。亦即，如上述說明，係在對交流電壓VAC之交流波形實施全波整流而成的脈流波形(其中，截斷下限之形狀)，重疊振幅比10%之3次高諧波者。此時，目標電壓亦即交流電壓VAC之頻率例如為50Hz。因此，脈流波形之1週期成為(1/50)秒=0.02秒之再1/2=0.01秒。又，該例中，峰值為283V(200×(21/2))。
又，圖18之(b)係實際上出現於電容器14兩端的脈流波形之電壓。由與(a)之比較可知，大致獲得如指令值之脈流波形，但在相對目標電壓之峰值成為特定比例以下，例如在100V以下之電壓之期間內，波形稍微失真。
圖19之(a)係在和圖18之(b)同樣之圖，以虛線添加零交叉附近之目標電壓之波形描繪之圖。又，圖19之(b)、(c)係構成第2轉換部2之全橋式逆變器的開關元件Q9~Q12之閘極驅動脈衝。(b)係驅動開關元件Q9、Q12的閘極驅動脈衝，(c)係驅動開關元件Q10、Q11的閘極驅動脈衝。圖中描繪有縱向細線之區域係藉由高頻之開關進行PWM控制。
如圖示，(b)、(c)之閘極驅動脈衝交互成為1/0。如此則，(a)之脈流波形對應於每一脈流週期反轉。又，控制部3在(b)亦即開關元件Q9、Q12之控制時，如(a)所示在第1轉換部1輸出的電壓例如為100V以下時，係使開關元件Q9、Q12進行高頻開關，進 行逆變器動作。如此則，以接近零交叉附近之目標電壓的方式由第2轉換部2輸出電壓。又，控制部3針對(c)亦同樣，例如在100V以下之電壓時，係使開關元件Q10、Q11進行高頻開關，進行逆變器動作。如此則，以接近零交叉附近之目標電壓的方式由第2轉換部2輸出電壓。
圖20表示由第2轉換部2通過由AC電抗器23及電容器22構成之濾波器電路而輸出的交流電壓VAC之圖。如圖示，零交叉附近無失真，可以獲得大致如理想目標電壓之交流波形。
又，使第2轉換部2進行逆變器動作的上述特定比例，以設為18%~35%為佳。
此時，可以防止零交叉附近之波形失真，而且，可以充分確保損失減低之效果。例如「特定比例」設為小於18%時，零交叉附近之微小失真有可能殘留。大於35%時第2轉換部2之高頻之逆變器動作期間變長，期間變長會減弱損失減低之效果。
(三相波形)
三相波形之產生和圖9同樣因此省略說明。
(波形之第2例)
圖21係驅動全橋式電路11的閘極驅動脈衝之圖。圖中，二點虛線所示波形為目標電壓之交流電壓VAC。但是 該波形並非通常之正弦波。閘極驅動脈衝之頻率比起交流電壓VAC之頻率(50或60Hz)為極高頻(例如20kHz)，因此雖無法描繪各別之脈衝，在交流波形之絕對值之峰值脈衝寬度成為最寬，絕對值越接近0變為越窄。和圖10之差異在於，在交流波形之零交叉附近在比圖10更廣之範圍無輸出閘極驅動脈衝。
圖22之(a)係藉由圖21之閘極驅動脈衝欲獲得的第1轉換部1的輸出波形之指令值(理想值)之另一例。又，橫軸表示時間，縱軸表示電壓。亦即，如上述說明，係在對交流電壓VAC之交流波形實施全波整流而成的脈流波形(其中，截斷下限之形狀)，重疊振幅比20%之3次高諧波者。此時，目標電壓亦即交流電壓VAC之頻率例如為50Hz。因此，脈流波形之1週期成為(1/50)秒=0.02秒之再1/2=0.01秒。又，該例中，峰值為283V(200×(21/2))。
又，圖22之(b)係實際上出現於電容器14兩端的脈流波形之電壓。由與(a)之比較可知，大致獲得如指令值之脈流波形，但在對目標電壓之峰值成為特定比例以下，例如100V以下之電壓期間內波形稍微失真。
於此進行和圖19同樣之處理，例如於100V以下之電壓時使開關元件Q9、Q12及Q10、Q11以高頻進行開關，進行逆變器動作。如此則，以接近零交叉附近之目標電壓的方式由第2轉換部2輸出電壓。
圖23係由第2轉換部2透過AC電抗器23及 電容器22構成之濾波器電路輸出的交流電壓VAC之圖。如圖示，於零交叉附近無失真獲得大致如理想目標電壓之交流波形。
(三相波形)
三相波形之產生和圖14同樣因此省略說明。
(彙整)
如上述說明，依據第2實施形態之轉換裝置100，第1轉換部1之硬體構成雖為DC/DC轉換器，但並非將直流電壓轉換為單純的直流電壓，而是轉換為和包含3次高諧波的交流波形之絕對值相當的脈流波形(但是排除零交叉附近)。因此，交流波形之基礎波形主要由第1轉換部1產生。第2轉換部2使第1轉換部1輸出之包含脈流波形的電壓依每一週期進行極性反轉而轉換為交流波形之目標電壓。另外，第2轉換部2僅針對零交叉附近進行逆變器動作而產生在第1轉換部1未產生的零交叉附近之交流波形並輸出。
如此而輸出相電壓，則和以單一之三相逆變器對三相交流負載6供給線間電壓(400V)時比較，可以減低直流匯流排LB之電壓，另外亦具有3次高諧波之重疊引起的峰值之減低效果，因此轉換裝置100內之開關元件Q5~Q12之開關損失可以降低。又，絕緣變壓器12之鐵損亦降低。
又，在目標電壓之零交叉附近係由第2轉換部2負責交流波形之產生，在其以外則由第1轉換部1負責交流波形之產生。設為僅由第1轉換部1來產生脈流波形之全域時，零交叉附近有可能產生波形之失真，但是藉由局部活用第2轉換部2之逆變器動作可以防止該波形之失真，可以獲得更平滑的交流波形之輸出。
又，第2轉換部2進行逆變器動作之期間短，和習知逆變器動作比較損失極少。和習知逆變器動作比較，AC電抗器23引起的損失亦變少。另外，逆變器動作之零交叉附近之期間為較低的電壓，此亦有助於減低開關損失及AC電抗器損失。
藉由以上損失之減低，可以提升轉換裝置100之轉換效率，而且可以獲得更平滑的交流波形之輸出。
又，決定使第2轉換部2以高頻進行逆變器動作之期間的基準係和第1例同樣。
《三相交流電源裝置/電力轉換裝置之第3實施形態》
圖24係第3實施形態的三相交流電源裝置及電力轉換裝置中1相分之轉換裝置100之電路圖，其中省略和圖15對應之圖。亦即，第3實施形態的三相交流電源裝置及電力轉換裝置係將圖15之轉換裝置100替換為圖24之轉換裝置100者。
圖24中和圖16(第2實施形態)之差異在於，絕緣變壓器12之1次側(圖之左側)繞線12p係附 加中心抽頭，及圖16中全橋式電路11之部分係利用中心抽頭的推挽式電路11A。推挽式電路11A具備DC電抗器15及開關元件Qa、Qb，如圖示連接。開關元件Qa、Qb由控制部3進行PWM控制，於推挽式電路11A之動作時一方為導通時另一方為非導通。
圖24中，直流電壓VDC產生的電流，係由DC電抗器15經由開關元件Qa、Qb之中成為導通者進入絕緣變壓器12，由中心抽頭流出。藉由重複使開關元件Qa、Qb進行交互導通．非導通，可以進行絕緣變壓器12之變壓。藉由對開關元件Qa、Qb之閘極驅動脈衝進行進行PWM控制，可以實現和第2實施形態中第1轉換部1同樣之機能。
亦即，第3實施形態中第1轉換部1的輸出波形之指令值(理想值)係和第2實施形態同樣，成為圖18之(a)所示者。
又，對構成第2轉換部2之全橋式逆變器21的開關元件Q9、Q12進行驅動的閘極驅動脈衝，及對開關元件Q10、Q11驅動的閘極驅動脈衝，分別和第2實施形態同樣，成為圖19之(b)、(c)所示者。
如此則，和第2實施形態同樣，可以獲得圖20所示大致如目標電壓之交流波形。
如上述說明，依據第3實施形態之轉換裝置100，可以實現和第2實施形態同樣之機能，可以獲得平滑的交流波形之輸出。又，推挽式電路11A之開關元件之 數少於第2實施形態之全橋式電路11(圖16)，基於該減少部分而可以減少開關損失。
《其他》
又，上述各實施形態中說明將電力轉換裝置100P連接於三相交流負載6，但該電力轉換裝置100P亦可以連接於單相負載或電力系統。
又，第1~第3實施形態之轉換裝置100，可以廣泛應用於由蓄電池等之直流電源進行交流電力之供給的電源系統(主要作為事業用)、獨立電源、UPS等。
又，圖1或圖15中構成為，由共通之直流電源5對3組轉換裝置100輸入直流電壓。如上述說明，可以使用共通之直流電源，因此亦具有使用絕緣變壓器12之轉換裝置100之優點。但是並非限定於使用共通之直流電源，對複數個轉換裝置個別設置直流電源亦可。
又，上述揭示之實施形態全為例示並非用於限制者。本發明之範圍如申請專利範圍所示，和申請專利範圍均等之意味及範圍內之全部變更均被包含在內。
4‧‧‧電容器
5‧‧‧直流電源
6‧‧‧三相交流負載
6p‧‧‧相負載
11‧‧‧全橋式電路
12‧‧‧絕緣變壓器
13‧‧‧整流電路
14‧‧‧電容器
21‧‧‧全橋式逆變器
22‧‧‧電容器
100‧‧‧轉換裝置
100P‧‧‧電力轉換裝置
500‧‧‧三相交流電源裝置
LB‧‧‧直流匯流排
N‧‧‧中性點
Q1~Q12‧‧‧開關元件
u‧‧‧第1相
v‧‧‧第2相
w‧‧‧第3相

Claims (6)

  1. 一種電力轉換裝置，係將直流電源輸入的直流電壓轉換為三相交流電壓者，具備：第1相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於三相交流之中性點的第1相之交流波形之電壓；第2相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第2相之交流波形；第3相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第3相之交流波形之電壓；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置，及上述第3相轉換裝置進行控制；上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置，係分別具備：第1轉換部，具有包含絕緣變壓器的DC/DC轉換器及平滑用之電容器，藉由上述控制部對上述DC/DC轉換器進行控制，而將輸入的直流電壓轉換為包含脈流波形的電壓並作為應輸出的交流波形，該脈流波形係和在基本波重疊有3次高諧波的電壓之絕對值相當者；及第2轉換部，設於較上述第1轉換部更後段，具有全橋式逆變器，藉由上述控制部對上述全橋式逆變器進行控制，使包含上述脈流波形的電壓依每一週期進行極性反轉 而轉換為上述交流波形之電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項之電力轉換裝置，其中上述第1轉換部，係將上述直流電壓轉換為連續的上述脈流波形之電壓。
  3. 如申請專利範圍第1項之電力轉換裝置，其中在上述第1轉換部之輸出電壓相對於上述脈流波形之峰值成為特定比例以下的期間內時，上述控制部係使上述全橋式逆變器以高頻進行逆變器動作，依此來產生上述期間內的上述交流波形之電壓。
  4. 如申請專利範圍第3項之電力轉換裝置，其中上述特定比例為18%~35%。
  5. 如申請專利範圍第1至4項中任一項之電力轉換裝置，其中上述電容器具有：可使上述第1轉換部中開關所造成高頻之電壓變動平滑化，但上述脈流波形不被平滑化左右之容量。
  6. 一種三相交流電源裝置，具備：直流電源；第1相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於三相交流之中性點的第1相之交流波形之電壓；第2相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第2相之交流波形之電壓； 第3相轉換裝置，係將上述直流電源輸入的直流電壓，轉換為應輸出至相對於上述中性點的第3相之交流波形之電壓；及控制部，對上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置，及上述第3相轉換裝置進行控制；上述第1相轉換裝置、上述第2相轉換裝置及上述第3相轉換裝置，係分別具備：第1轉換部，具有包含絕緣變壓器的DC/DC轉換器及平滑用之電容器，藉由上述控制部對上述DC/DC轉換器進行控制，而將輸入的直流電壓轉換為包含脈流波形的電壓並作為應輸出的交流波形，該脈流波形係和在基本波重疊有3次高諧波的電壓之絕對值相當者；及第2轉換部，設於較上述第1轉換部更後段，具有全橋式逆變器，藉由上述控制部對上述全橋式逆變器進行控制，使包含上述脈流波形的電壓依每一週期進行極性反轉而轉換為上述交流波形之電壓。
TW104111264A 2014-05-29 2015-04-08 Power conversion device and three-phase AC power supply device TWI667874B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014-111349 2014-05-29
JP2014111349A JP6303819B2 (ja) 2014-05-29 2014-05-29 電力変換装置及び三相交流電源装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201603471A true TW201603471A (zh) 2016-01-16
TWI667874B TWI667874B (zh) 2019-08-01

Family

ID=54698553

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW104111264A TWI667874B (zh) 2014-05-29 2015-04-08 Power conversion device and three-phase AC power supply device

Country Status (8)

Country Link
US (1) US9831676B2 (zh)
EP (1) EP3151412B1 (zh)
JP (1) JP6303819B2 (zh)
KR (1) KR102352530B1 (zh)
CN (1) CN106464155B (zh)
AU (1) AU2015265242B2 (zh)
TW (1) TWI667874B (zh)
WO (1) WO2015182211A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI650928B (zh) * 2017-07-27 2019-02-11 日商歐姆龍股份有限公司 電力轉換裝置及電力轉換裝置的控制方法

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10008917B2 (en) * 2013-12-18 2018-06-26 Otis Elevator Company Bus capacitor bank configuration for a multi-level regenerative drive
US9899930B2 (en) 2016-05-13 2018-02-20 Infineon Technologies Austria Ag Method and apparatus for phase alignment in semi-resonant power converters to avoid switching of power switches having negative current flow
US9806621B1 (en) 2016-05-13 2017-10-31 Infineon Technologies Austria Ag Method and apparatus for phase alignment in semi-resonant power converters
EP3637608B1 (en) * 2017-05-18 2022-12-14 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power conversion device
JP6370522B1 (ja) * 2018-01-30 2018-08-08 三菱電機株式会社 直列多重インバータ
US11290022B2 (en) * 2020-09-01 2022-03-29 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Bidirectional architectures with partial energy processing for DC/DC converters

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3352182B2 (ja) * 1993-11-09 2002-12-03 三菱電機株式会社 インバータ装置
JP3741171B2 (ja) * 1996-06-17 2006-02-01 株式会社安川電機 多重パルス幅変調方式の電力変換装置
JP3588932B2 (ja) 1996-09-10 2004-11-17 三菱電機株式会社 電力変換装置とその制御方法及びこの電力変換装置を用いた無停電電源装置
JP3289181B2 (ja) * 1997-03-14 2002-06-04 日本電信電話株式会社 Ｄｃ／ａｃ変換装置
JP3233097B2 (ja) * 1998-04-03 2001-11-26 株式会社日立製作所 電力変換装置とその制御方法
JP3757729B2 (ja) * 2000-01-14 2006-03-22 松下電工株式会社 インバータ装置
JP3666432B2 (ja) * 2001-09-20 2005-06-29 株式会社デンソー 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法
JP2006149074A (ja) * 2004-11-18 2006-06-08 Denso Corp インバータ回路
JP4436344B2 (ja) * 2006-06-02 2010-03-24 株式会社羽野製作所 ２重共振回路を用いた定周波定電圧交流電源変換方法
JP4303293B2 (ja) * 2007-02-01 2009-07-29 株式会社日立製作所 三相電力変換器の制御装置および制御方法と、三相交流電動機の駆動装置および駆動方法
US7768800B2 (en) * 2007-12-12 2010-08-03 The Board Of Trustees Of The University Of Illinois Multiphase converter apparatus and method
JP5260092B2 (ja) 2008-03-10 2013-08-14 株式会社日立製作所 電力変換装置及び発電変換システム
US7952896B2 (en) * 2008-08-20 2011-05-31 Hamilton Sundstrand Corporation Power conversion architecture with zero common mode voltage
JP5369630B2 (ja) * 2008-11-12 2013-12-18 トヨタ自動車株式会社 交流電動機の制御装置
US8879291B2 (en) * 2009-02-09 2014-11-04 Alstom Technology Ltd. Multilevel voltage source converter
WO2010111433A2 (en) * 2009-03-25 2010-09-30 Powergetics, Inc. Bidirectional energy converter
EP2234237A1 (en) * 2009-03-26 2010-09-29 ABB Research Ltd. Method for controlling single-phase DC/AC converters and converter arrangement
US9701208B2 (en) * 2011-06-01 2017-07-11 Fh Joanneum Gmbh Inverter
US20130163292A1 (en) * 2011-12-22 2013-06-27 General Electric Company Mid-point voltage control
US20130343089A1 (en) * 2012-06-25 2013-12-26 General Electric Company Scalable-voltage current-link power electronic system for multi-phase ac or dc loads
US9859714B2 (en) * 2015-06-18 2018-01-02 Sparq Systems Inc. Multiple input three-phase inverter with independent MPPT and high efficiency

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI650928B (zh) * 2017-07-27 2019-02-11 日商歐姆龍股份有限公司 電力轉換裝置及電力轉換裝置的控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20170104422A1 (en) 2017-04-13
KR20170007328A (ko) 2017-01-18
JP2015226427A (ja) 2015-12-14
KR102352530B1 (ko) 2022-01-19
WO2015182211A1 (ja) 2015-12-03
CN106464155B (zh) 2019-03-26
AU2015265242B2 (en) 2019-02-14
EP3151412B1 (en) 2021-07-28
EP3151412A4 (en) 2018-02-07
US9831676B2 (en) 2017-11-28
AU2015265242A1 (en) 2016-11-03
CN106464155A (zh) 2017-02-22
EP3151412A1 (en) 2017-04-05
JP6303819B2 (ja) 2018-04-04
TWI667874B (zh) 2019-08-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI643439B (zh) Power conversion device and three-phase AC power supply device
TWI667874B (zh) Power conversion device and three-phase AC power supply device
JP4512117B2 (ja) 多重電力変換装置、及び多重変圧器
US11205952B2 (en) Methods and systems for controlling current source rectifiers
WO2016158805A1 (ja) ３相／単相マトリクスコンバータ
JP2010068552A (ja) 交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機
Tripathi et al. Optimal pulse width modulation of voltage-source inverter fed motor drives with relaxation of quarter wave symmetry condition
JP6361539B2 (ja) 変換装置
Guo et al. Modulation scheme for delta-type current source rectifier to reduce input current distortion
Gandikota et al. High frequency ac-link transformer isolated three phase inverter with natural commutation of leakage energy
CN105960753B (zh) 用于减小谐波的装置和方法
Vafakhah et al. Space-vector PWM for inverters with split-wound coupled inductors
JP2012010507A (ja) 直流電源装置
JPH0746847A (ja) 三相整流装置
JPH0746846A (ja) 三相整流装置
Vafakhah et al. Reducing losses in multilevel coupled inductor inverters using interleaved discontinuous SVPWM
JPS6244072A (ja) 交流電源装置
JP2015130742A (ja) 変換装置
JP2017195706A (ja) 三相電力変換装置
JPS6244073A (ja) 交流電源装置
JP2009106056A (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees