JP2010068552A - 交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】電源短絡による方式よりも小型のリアクタを備え、高周波ＰＷＭよりも安価に高調波電流を抑制し、力率を改善する交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機を得る。
【解決手段】交流直流変換装置は交流電源１にリアクタ５を介して接続される整流器２と、整流器２の出力端子間に直列に接続されたコンデンサ６，７と、整流器２の一方の入力端子とコンデンサ６，７間の接続点との間に挿入された第１のスイッチ手段３と、整流器２の他方の入力端子とコンデンサ６，７間の接続点との間に挿入された第２のスイッチ手段４と、制御手段２０を備える。また、制御手段２０は第１のスイッチ手段３と第２のスイッチ手段４を１〜５ｋＨｚの低周波でバランスよくＰＷＭ制御し、整流器２の入力端子間に３レベルの略正弦波電圧を出力させるので、リアクタ５に電源の電流と位相及び周波数が一致する正弦波電流を流せる。
【選択図】図１

Description

本発明は、高調波電流を抑制し、直流電圧を制御する交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにこの交流直流変換装置を用いたヒートポンプ式給湯器及び空気調和機に関する。

従来の交流直流変換装置として、電源電圧のゼロクロス信号などにより、電源に同期させながら半周期に１回だけリアクタを介して電源短絡を行ないリアクタに電流を流してエネルギーを蓄積させた後、この蓄積エネルギーにより充電電流を流すことで、高調波電流を抑制し力率を改善するものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、電源半周期に１回だけの電源短絡ではリアクタが大型化してしまう。そこで、電源半周期に２回以上短絡動作させることでリアクタを小型化するものが知られている（例えば、特許文献２参照）。

さらに、全波整流と倍電圧整流を切替えるスイッチ手段と、電源短絡を行うためのスイッチ手段と、２つのスイッチ手段にて構成して、高調波電流を抑制し、力率改善するものが知られている（例えば、特許文献３、４参照）。

さらに、２つのスイッチ手段を交互にスイッチングすることでコンデンサ容量を低減するものや、スイッチングのオンタイミングをずらし、所定のオン時間スイッチングすることで力率改善するものが知られている（例えば、特許文献５、６参照）。

また、スイッチ手段を高周波のＰＷＭにて動作させることにより、入力電流を略正弦波状に制御して高調波を抑制し、力率改善を図るものが知られている。（例えば、特許文献７参照）。

さらに、２つのスイッチング素子を動作させることにより、高調波電流を抑制しようとするものが知られている（例えば、特許文献８、非特許文献１参照）。

特許第２７６３４７９号公報（第９頁〜第１０頁、図１〜７） 特許第３４８５０４７号公報（第３頁〜第６頁、図１〜７） 特開２００３−９５３５号公報（第４頁〜第７頁、図１〜図１３） 特許第３６８７６４１号公報（第７頁〜第９頁、図１〜図５） 特開２００５−１１０４９１号公報（第１７頁〜第２５頁、図１〜４） 特開２００８−９９５１２号公報（第５頁〜第１０頁、図１〜図１５） 特許第２１４０１０３号公報（第２頁、図４） 特開２００８−２２６２５号公報（第４頁〜第５頁、図１〜４） 星伸一、大口國臣、「単相マルチレベル整流回路のスイッチングパターン決定法」、Ｈ１７年度電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１−６１（第２頁、図３）

特許文献１で示される従来の技術は、非常に単純な制御であり、電源半周期でのスイッチ手段の動作は、１００Ｈｚもしくは１２０Ｈｚでの比較的低周波のスイッチングとなり、発生ノイズも少なく、安価に高調波電流抑制を実現できる方式として広く実用化されている。

一方、電源から流入する入力電流に含まれる高調波電流には限度値が決められており、その限度値以下に抑制する必要がある。しかし、上記特許文献１に記載された技術によって限度値以下へ高調波電流を抑制しようとする場合、インピーダンスを所定値より大きくする必要があるが、スイッチング周波数は比較的低いため、インダクタンス値を大きくする必要があり、リアクタの大型化を招いてしまうという課題があった。

そこで、特許文献２には、スイッチ手段の短絡動作の回数を増加させることで高調波抑制性能を変えることなく、リアクタを小型化する技術が示されているが、消費電力が増加し、入力電流が増加すると、インダクタンス値は同一でもリアクタの大型化を招いてしまうという課題があった。

そこで、特許文献７に示す高周波のＰＷＭ（この文献には特に周波数に対しての記載はないが一般的には１５〜２０ｋＨｚ以上のスイッチング周波数にてスイッチ手段を動作させる技術）によれば、入力電流が略正弦波となり、高調波電流は激減する。また、出力される直流電圧をＰＷＭのデユーティを調整することで基準電圧（スイッチ手段がオフしている時の直流電圧）よりも高く昇圧することは、理論的に可能であり、リアクタが磁気飽和するまで昇圧可能である。

しかしながら、この高周波のＰＷＭは、入力電流を検出し、入力電流を略正弦波化する電流制御であるため、高速な制御処理を必要とし、高周波なＰＷＭ制御が必要となる。従って、発生ノイズが多く、ノイズ対策のためのコストが膨大となる。また、高速な制御が必要であるため、処理性能の高いマイコンや専用ＩＣによるアナログ制御のための複雑な周辺回路を用いる必要があり、高価であるという課題があった。

また、特許文献３および特許文献４で示される従来技術では、全波整流と倍電圧整流とを切替えるスイッチ手段と、電源短絡を行うスイッチ手段とを設けることにより、直流電圧の可変範囲は広くなるが、比較的低周波のスイッチングであるため、リアクタの大型化を招くという課題は解決出来ない。

さらに、特許文献５で示される従来技術では、電源周波数より高い周波数（文献では例えば、１／１０００秒）にて相補的にスイッチングを行うことでコンデンサを小容量化することは可能となるが、コンデンサ小容量化のためのスイッチングであり、相補的なスイッチングでは電源高調波電流の低減には課題があった。

また、特許文献６では特許文献１や２で示される技術に対し、スイッチング素子を２個にし、そのオン時間の組合せによって、リアクタから発生する磁気音を抑制するといった技術が示されているが、この技術でもリアクタの小型化には限界があった。

さらに、特許文献８では特許文献７で示される高周波のＰＷＭを２個のスイッチング素子を用いて行う技術が示されているが、これも電流を検出して制御内部に取込む電流制御であるため、高周波なＰＷＭ制御が必要となり、高価であるという課題は解決出来ない。

非特許文献１では２つのスイッチ手段で整流器の入力電圧のレベルを増加させることで入力電流の高調波を抑制する技術が示されており、この技術によれば、比較的低周波のスイッチングでもリアクタを小型化することが可能である。この技術は、直流電圧を制御したり消費電力が変化したりするなどの動作条件が変化することを想定して、ＧＡ（遺伝的アルゴリズム）によりスイッチ手段のオン・オフタイミングを演算しておくというものである。しかしながら、ＧＡは複雑な演算と世代交代を繰返した後でなければ、パラメータが決定されないと言う点でマイコンなどの制御ＣＰＵに搭載することに課題があり、予め演算したパラメータをメモリなどに記憶させておく必要があり、機種数の多い製品への実用は開発期間が長くかかり、また、記憶量も多く、実用上の難があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、高周波ＰＷＭよりも安価に高調波電流を抑制し、力率改善を図ることができる交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにこの交流直流変換装置を用いたヒートポンプ式給湯器及び空気調和機を得ることにある。

また、第２の目的はリアクタの小型化を図ることができる交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにこの交流直流変換装置を用いたヒートポンプ式給湯器及び空気調和機を得ることにある。

また、第３の目的は、動作条件が異なる複数の機種でも適用可能な交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにこの交流直流変換装置を用いたヒートポンプ式給湯器及び空気調和機を得ることにある。

この発明に係る交流直流変換装置は、交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサと、整流器の一方の入力端子とコンデンサ間の接続点との間に挿入された第１のスイッチ手段と、整流器の他方の入力端子とコンデンサ間の接続点との間に挿入された第２のスイッチ手段と、整流器の出力端子間の電圧が所定の値となるように第１のスイッチ手段と第２のスイッチ手段をＰＷＭ制御する制御手段と、を備えるものである。

この発明の交流直流変換装置は、制御手段が第１のスイッチ手段と第２のスイッチ手段をＰＷＭ制御して整流器の出力端子間の電圧を制御することにより、リアクタに流れる電流を正弦波化することができる。これにより、従来の電源半周期に１回もしくは数回だけスイッチ手段を動作させる方式よりもリアクタ５を小型化することが可能となる。

また、１ｋＨｚ〜５ｋＨｚ程度の低周波によるＰＷＭ信号にて動作させることが可能となり、高周波ＰＷＭによるノイズ対策でのコストアップがなく、安価に実用化することができる。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。図１において、交流直流電源装置は、交流電源１の交流を整流するための整流器２と、整流器２の入力端子に一方が接続される第１のスイッチ手段３と、整流器２の他方の入力端子に一方が接続される第２のスイッチ手段４と、交流電源１と第１のスイッチ手段３または第２のスイッチ手段４の間に挿入されたリアクタ５と、整流器２の出力端子に一方が接続された第１のコンデンサ６と、整流器２の他方の出力端子に一方が接続された第２のコンデンサ７と、整流器２の出力に接続される直流負荷８とから構成されている。第１のスイッチ手段３、第２のスイッチ手段４、第１のコンデンサ６、第２のコンデンサ７、これらの各々の他端は共に接続されている。また、第１のコンデンサ６と並列にダイオード１０と抵抗１２が、第２のコンデンサ７と並列にダイオード１１と抵抗１３が接続され、ダイオード１０およびダイオード１１は第１のコンデンサ６と第２のコンデンサ７と極性が逆極性となっている。また、第１のコンデンサ６は複数のコンデンサを並列または直列に接続して構成しても良い。第２のコンデンサ７についても同様である。また、第１のスイッチ手段３は複数のスイッチを並列または直列に接続して構成しても良い。第２のスイッチ手段４についても同様である。

さらに、第１のスイッチ手段は、例えばＩＧＢＴ３ａとダイオード整流器３ｂから構成される双方向スイッチ手段、第２のスイッチ手段も例えばＩＧＢＴ４ａとダイオード整流器４ｂから構成される双方向スイッチ手段であり、直流電圧を検出する電圧検出器２１の出力と交流電源１の位相角を検出するゼロクロス検出器２２の出力とに基づいてこれらのスイッチ手段を動作させる制御手段２０が具備されている。
本発明の交流直流変換装置は、図２に示すような仮想交流電源として表されるように、２つのスイッチ手段３および４が相互的に動作することで実現される。

そこで、本発明の交流直流変換装置について図２を用いて説明する。交流電源１およびリアクタ５は図１に示すものと同様であり、交流直流変換装置を仮想交流電源９とする。交流電源１の両端電圧をＶｓ、仮想交流電源９の両端電圧をＶｃ、リアクタ５に流れる電流をＩとする点も図１と同様である。

交流電源１と仮想交流電源９との差電圧によって、リアクタ５に流れる電流Ｉが決まる。リアクタ電流Ｉは交流量であるため、リアクタ５の両端電圧をｊωＬＩとおくと、交流電源１と仮想交流電源９との差電圧は下記の式（１）で表される。
ｊωＬＩ＝Ｖｓ−Ｖｃ・・・・（１）
ここで、ωは角周波数、Ｌはリアクタ５のインダクタンス、ｊは虚数を示す。

また、交流電源１の電圧実効値をＶ１とおくと、交流電源１の電圧Ｖｓは、下記の式（２）で表される。
Ｖｓ＝√２・Ｖ１・ｓｉｎ（ωｔ）・・・・（２）
仮想交流電源９の電圧実効値をＶ２とおくと、仮想交流電源９の電圧Ｖｃは、下記の式（３）で表される。
Ｖｃ＝√２・Ｖ２・ｓｉｎ（ωｔ−φ）・・・・（３）
但し、φはＶｓとＶｃの位相差である。
ここで、Ｖ１＝Ｖ２と仮定すると、リアクタ５に流れる電流Ｉは、式（１）〜（３）より演算により下記の式（４）で表すことができる。
Ｉ＝√２・Ｖ１／（ｊωＬ）・２・ｓｉｎ（φ／２）・ｃｏｓ（ωｔ−φ／２）
・・・・（４）
ＶｓとＶｃの位相差が変動しなければ、ｓｉｎ（φ／２）は定数となるので、定数をひとくくりにＫとおくと、電流Ｉは、下記の式（５）で表される。
Ｉ＝−ｊ・Ｋ・ｃｏｓ（ωｔ−φ／２）・・・・（５）
ここで、ｃｏｓ（ωｔ−φ／２）はｓｉｎ（ωｔ−φ／２＋π／２）と表すことができるため、電流Ｉの波形は正弦波であることが容易に分かる。

このように、仮想交流電源９より出力される電圧Ｖｃが、正弦波状に出力されれば、リアクタ５に流れる電流、言い換えると入力電流は、交流電源１の周波数と同じ周波数を有する正弦波化された電流が流れ、高調波電流が抑制される。また、この電流と交流電源１との位相差がゼロとなると、電源力率は１００％となることから、仮想交流電源９における振幅Ｖ２と交流電源１との位相差φを適切に制御して正弦波電圧を出力すれば、入力電流の高調波を抑制し、力率向上を実現できる。

そこで、図１における整流器２の入力端子間にコンバータ電圧Ｖｃとして図３に示すような３レベルの略正弦波状の電圧を出力するための第１のスイッチ手段３および第２のスイッチ手段４を動作について説明する。図３において、Ｖｏは負荷８に印加される出力直流電圧である。

図３に示す略正弦波状の電圧を整流器２の入力端子間に出力するための第１のスイッチ手段３および第２のスイッチ手段４の動作について図４を用いて説明する。第１のスイッチ手段３と第２のスイッチ手段４の２つのスイッチについて、そのオンとオフの組合せは２２＝４通りある。２つのスイッチ手段３および４が同時にオンする時、整流器２の入力端子間が短絡されたこととなる。この時の回路動作を図４（ａ）に示す。尚、図４では、第１のスイッチ手段３および第２のスイッチ手段４をそれぞれ理想スイッチＳａ、Ｓｂと記載してある。第１のスイッチ手段３と第２のスイッチ手段４が同時にオンしている場合、整流器２の入力端子間は短絡されているため、コンバータ電圧Ｖｃは、Ｖｃ＝０となり、図３において、領域アに相当する。

第１のスイッチ手段３がオン、第２のスイッチ手段４がオフの場合、図４（ｂ）に示すように、整流器２の入力端子間は第２のコンデンサ７の両端電圧と等しいため、出力直流電圧Ｖｏの１／２が出力され、コンバータ電圧Ｖｃは、Ｖｃ＝Ｖｏ／２となり図３において、領域イに相当する。

逆に、第１のスイッチ手段３がオフ、第２のスイッチ手段がオンの場合は、図４（ｃ）に示すように、整流器２の入力端子間の電圧は、コンデンサ６の両端電圧に等しいため、出力直流電圧Ｖｏの１／２であり、この場合もコンバータ電圧Ｖｃは、Ｖｃ＝Ｖｏ／２となる。よって、図３において、領域イに相当する。

次に、第１のスイッチ手段３がオフ、第２のスイッチ手段４がオフの場合、図４（ｄ）に示すように、全波整流状態となるので、整流器２の入力端子間の電圧は、コンデンサ６とコンデンサ７の両端電圧であるＶｏと等しくなり、Ｖｃ＝Ｖｏとなる。これが図３における領域ウである。

制御手段２０が図３の領域ア〜ウの発生する時間比率や発生順序を適切に制御することによって、コンバータ電圧Ｖｃとして３レベルの正弦波電圧を出力することが可能である。

図４における（ｅ）〜（ｈ）も上述と同じ動作で、交流電源１の極性が異なるだけの違いであり、また、同図において、Ｖｃの矢印の方向を図４の（ａ）〜（ｄ）と同じ方向にとっているから、図３ではマイナスの値になっている。
よって、図３における領域もＶｃ＝−Ｖｏ／２の逆極性となる領域イ'、Ｖｃ＝−Ｖｏとなる領域ウ'を発生させることができる。

さらに、図４の（ｂ）、（ｃ）、（ｆ）、（ｇ）の状態は、第１のコンデンサ６および第２のコンデンサ７の接続点と交流電源１の一端が接続されるので、所謂、倍電圧整流と同構成の回路となる。このような２つのスイッチ手段のうち、片側だけがオンする状態の出現率、いいかえると、Ｖｏ／２がコンバータ電圧Ｖｃとして出力される割合を適切に制御することにより、出力直流電圧Ｖｏの値を全波整流で得られる直流電圧値以上の値に制御できることを意味する。

次に、２つのスイッチ手段のオン・オフタイミングの決定方法について説明する。本発明では、予め、演算によりオン・オフのタイミングを探索するのではなく、フィードバック制御により、２つのスイッチ手段のオン・オフタイミングを決定しようとするものである。

図５により、本発明のフィードバック制御について説明する。図５（ａ）は、図２における原理回路構成から導いたベクトル関係を表すベクトル図であり、教科書にも記載される一般的なものである。交流電源１の電圧Ｖｓに対し、リアクタ５で電流Ｉが遅れ位相となる。この電流Ｉに直交するようにリアクタ５での電圧降下ｊωＬＩが発生し、整流器２の入力端子間のコンバータ電圧となるＶｃとのベクトル加算で交流電源１の電圧Ｖｓと一致する。

そこで、力率が１となるようにコンバータ電圧Ｖｃを出力するには、電流Ｉの遅れ位相が０となるようにすればよい。即ち、図５の三角形がＶｓとｊωＬＩが直交する直角三角形となる図５（ｂ）のような状態になればよい。従って、コンバータ電圧Ｖｃの交流電源１の電圧Ｖｓに対する遅れ位相差φが、下記の式（６）となるように位相差φを制御すればよい。
φ＝ｔａｎ−１（ωＬＩ／Ｖ１）・・・・（６）

また、コンバータ電圧Ｖｃの振幅Ｖ２が、下記の式（７）となるようにコンバータ電圧Ｖｃを出力すればよい。

コンバータ電圧Ｖｃと交流電源１の電圧Ｖｓとの位相差φおよび振幅Ｖ２が一意に決まるようにフィードバック制御系を構築すれば、公知であるノコギリ波変調や三角波変調、空間ベクトル変調、ダイポーラ変調などの変調方式を適用することでスイッチ手段３および４を動作させるべき動作信号を生成できる。

以上の動作原理に基づき、制御手段２０は以下のように動作する。
制御手段２０は、まず、交流直流変換装置の出力直流電圧を制御するため、直流電圧フィードバック制御により、交流電源１の電圧Ｖｓとコンバータ電圧Ｖｃとの位相差φを導出する。

図６に位相差φの制御のための制御ブロックの一例を示す。直流電圧指令値と直流電圧検出値（ここではＶｏ）とを比較し、その差分をＰＩ制御器に入力する。ＰＩ制御器の出力は電流指令になるように構成されており、ＰＩ制御器からの出力値として電流が得られる。なお、このＰＩ制御器はソフトウェアによって実現されているが、ハードウェアにより実現してもよいことはいうまでもない。制御手段２０は、ＰＩ制御器の出力である電流指令Ｉ＊をこの位相差φの数式（６）の電流Ｉに入力することで、位相角φを得る。また、制御手段２０は、位相差φの導出の際に同時にコンバータ電圧Ｖｃの振幅Ｖ２を式（７）（即ち、図５（ｂ）の直角三角形のピタゴラス定理）により算出する。

次に、制御手段２０はコンバータ電圧Ｖｃを式（３）により生成する。コンバータ電圧Ｖｃから第１のスイッチ手段３および第２のスイッチ手段４への分配は、一般的なユニポーラ変調で実現できる。そのユニポーラ変調の波形図を図７に示す。図７の（ａ）、（ｂ）に示す正弦波波形は式（３）によって生成されたコンバータ電圧Ｖｃである。また、図７（ａ）が第１のスイッチ手段３のための変調信号、図７（ｂ）が第２のスイッチ手段４のための変調信号である。

図７（ａ）の波形について説明する。制御手段２０は正極性と負極性にて反転した三角波（搬送波）と式（３）により生成されたコンバータ電圧Ｖｃとを比較する。負極側の絶対値をとれば、正極側と一致するのでユニポーラ変調である。コンバータ電圧Ｖｃが搬送波である三角波より大きい場合にオフすることで、第１のスイッチ手段３の動作信号、図７（ｃ）の波形（Ｈｉ側がオン）が得られる。

同じように、図７（ｂ）の波形であるが、第２のスイッチ手段４はコンバータ電圧Ｖｃに対し負側となるので、変調波形は図７（ａ）に対し１８０度位相を反転した正弦波の−Ｖｃとなる。さらに搬送波である三角波も図７（ａ）に対し１８０度位相を反転させている。制御手段２０はこの変調波と搬送波を前述と同様に、比較し、第２のスイッチ手段４の動作信号、図７（ｄ）の波形が得られる。

次に、制御手段２０は図７の（ｃ）と（ｄ）の波形にて、第１のスイッチ手段３と第２のスイッチ手段４を動作させる。これにより、図７の（ｃ）と（ｄ）の波形が足し合わされることで３レベルのコンバータ電圧Ｖｃが得られる。しかし、図７の（ｃ）、（ｄ）はＨｉがスイッチ手段のオンであるため、判り易い説明のため、Ｈｉを０、Ｌｏを１として加算すると、図７（ｅ）で示されるようなチョッピングされたコンバータ電圧Ｖｃが得られる。制御手段２０は、このユニポーラ変調により得られた３レベルのコンバータ電圧ＶｃをＰＷＭ信号として第１のスイッチ手段３および第２のスイッチ手段４へ出力する。

ここで、図４における（ｂ）、（ｃ）は交流電源１が同一極性であり、Ｖｏ／２を出力する同一回路形態（所謂倍電圧整流の構成）であるが、同一極性中に異なるＶｏ／２を出力する回路構成を設ける必要がある。コンデンサを直列に２個設けて出力電圧Ｖｏの１／２を出力しているが、Ｖｏ／２を出力している時は倍電圧整流であるため、第１のコンデンサ６もしくは第２のコンデンサ７の何れかが充電されることとなる。片側のコンデンサだけ充電するとコンデンサ両端間の出力電圧の１／２と成らなくなり、コンバータ電圧Ｖｃが歪むことにより、入力電流も歪んでしまい、高調波電流を抑制出来ない。

したがって、交流電源１の同一極性中に第１のコンデンサ６および第２のコンデンサ７が充電され、出力電圧Ｖｏの１／２のバランスが保たれるように第１のスイッチ手段３と第２のスイッチ手段４をバランス良く動作させる必要がある。

図７のユニポーラ変調であれば、第１のスイッチ手段３のみオンの状態と、第２のスイッチ手段４のみオンの状態と、この２つのＶｃ＝Ｖｏ／２となる動作モードが交互に発生する点でバランス良く動作するので本発明の回路構成に非常に適している変調方式といえる。

尚、本発明の実施の形態１では、ユニポーラ変調として説明しているが、ユニポーラ変調でなくとも２つのスイッチ手段にてコンバータ電圧Ｖｃが出力されるようにバランス良く分配できれば、例えば、バイポーラ変調やダイポーラ変調、ノコギリ波変調など、どのような変調方法でも同等効果を有することは言うまでもない。

以上のように、第１のスイッチ手段３と第２のスイッチ手段４をバランスよく動作させ、整流器２の入力端子間にコンバータ電圧Ｖｃとして３レベルの正弦波電圧を出力することにより、リアクタ５に流れる電流を正弦波化することができる。これにより、従来の電源半周期に１回もしくは数回だけスイッチ手段を動作させて電源短絡を行う方式よりもリアクタ５を小型化することが可能となる。

また、例えば、１ｋＨｚ〜５ｋＨｚ程度の低周波のＰＷＭにて動作することが可能となり、高周波ＰＷＭによるノイズ対策でのコストアップがなく、安価に実用化することができる。

これは、コンバータ電圧を正弦波化するように出力するだけで入力電流の制御無しで入力電流を略正弦波に実現可能なためであり、これにより低周波のＰＷＭにて動作可能となる。

さらに、コンバータ電圧を例えばユニポーラ変調などの変調方式を用い、直流電圧をフィードバック制御することにより、所望の出力電圧を得るために必要なパラメータを探索することなく、機種数や仕様の異なる製品群に容易に適用することが可能となる。

本実施の形態におけるＰＷＭキャリア周波数による変調であるが、上述のユニポーラ変調の場合、搬送波となる２つの三角波キャリアが互いに１８０度の位相差を持っているので、等価的にキャリア周波数の２倍の周波数成分（以下、２倍成分と呼ぶこともある）が入力電流に重畳される。

このキャリア周波数の２倍成分が重畳された入力電流は、リアクタ５に流れる。リアクタ５は流れた電流によって、磁束が発生するが、キャリア周波数の２倍成分の磁束がリアクタ５で電磁加振力となり、リアクタ５より発生する振動によって、キャリア周波数の２倍成分による電磁音が発生する。

なお、本発明の交流直流変換装置において、低周波のＰＷＭ周波数にて動作可能であるが、例えば、５ｋＨｚとしても、その２倍の１０ｋＨｚは可聴領域の周波数であり、周波数が高い分だけ、耳に残る音となる。

そこで、このＰＷＭ周波数に起因するリアクタ５の電磁音の抑制方法について説明する。
図８の波形図は、図７で示す変調方式の三角波キャリアと２個のスイッチング信号を抜き出したものである。図８（ａ）は電源ゼロクロス付近、図８（ｂ）は電源ピーク付近での波形である。

図８（ａ）において、Ａのスイッチングの状態は、他方のスイッチがオン、もう一方のスイッチがオフであるため、この状態を図４（ｃ）に対応させると、Ｂのスイッチングの状態は図４（ａ）に対応し、Ｃのスイッチングの状態は図４（ｂ）に対応する。これより、コンバータ電圧Ｖｃとしては、Ｖｏ／２の状態が２回出現することでバランスよく、２個のコンデンサ６および７への充電が実現できる。さらに、三角波の半分で対称にスイッチングされるため、キャリア周波数の２倍成分が発生することとなる。

また、図８（ｂ）も同様に、図４（ｂ）に対応するＣのスイッチング状態、図４（ｄ）に対応するＤのスイッチング状態、図４（ｃ）に対応するＡのスイッチング状態へ変化し、コンバータ電圧Ｖｃとしては、Ｖｏ／２の状態が２回出現することで、２個のコンデンサ６および７へバランスよく充電できる。

また、半分の三角波で対称性を有しているため、キャリア周波数の２倍成分を抑制するのであれば、三角波の１周期間での出現率を一定にして、非対称となるようにＰＷＭを補正すればキャリア周波数の２倍成分での電磁音ピークを抑制できる。例えば、Ａの出現率が三角波１周期の３０％であるならば、対称の時、１５％ずつ、三角波の半分ずつに分配されているが、それを２０％と１０％に分配し直す。

しかしながら、非対称にする場合、三角波の半キャリア毎にＰＷＭを生成する必要が生じるため、その分、制御に関する処理負荷が増大する。本発明は、制御の処理負荷を軽減することができる制御で有るため、との特長をいかすために、キャリア周期毎のＰＷＭ生成、換言すると、対称性を維持したまま、キャリア周波数の２倍成分の電磁音ピークを抑制することを目的とする。

図８（ａ）、（ｂ）において、それぞれ３つのスイッチング状態が出現しているが、そのうち２つはどちらの場合も、倍電圧整流、換言すると、Ｖｏ／２を出力する状態である。そこで、この２つの倍電圧整流の状態の出現比率を操作することで、対称性を維持したまま、キャリア周波数の２倍成分を抑制する。一方、前述の通り、２つの倍電圧整流の状態はバランスよく出現させないと、２つのコンデンサの電圧バランスが崩れ、入力電流も歪んでしまい、高調波電流を抑制できなくなる。よって、２つの倍電圧整流の状態の出現比率をバランスよく操作する。

倍電圧整流の状態の出現比率をバランスよく操作するための方法として、例えば偶数のキャリアを単位として、その中の半分のキャリアにおいてパルス幅を従来のものとは異なるように変え、残りの半分のキャリアでは偶数キャリア全体におけるパルス幅が従来のものとほぼ同じになるように補正したパルス幅を生成する。例えば、２つのキャリアを単位として、最初のキャリアでは、倍電圧整流ではその出現比率を拡大させ、次のキャリア即ち残りのキャリアでは上記一方の倍電圧整流の出現比率を縮小させるように操作する。
具体的な操作方法を図９に示す。図９（ａ）、（ｂ）は図８（ａ）、（ｂ）と対比する波形図であり、図９中の１点鎖線のスイッチング信号は図８に示すスイッチング信号を表す。図９の三角波キャリアは、キャリア１周期ごとにＨｉ、Ｌｏとなる方形波が重畳された波形である。この方形波は、キャリア１周期ごとに変化するため、キャリアの半分の周波数で対称性が維持される波形となる。この三角波と比較されるため、スイッチング信号は、１キャリア中の対称性は確保され、かつ、１キャリアを一つの纏まりと考えると、隣り合うスイッチング信号とは異なる波形となる。

従って、入力電流波形には、キャリア周波数の２倍成分と２倍成分に対して方形波に起因して発生するキャリア周波数の１／２成分のサイドバンドが発生することとなる。例えば、キャリアを５ｋＨｚとすると、その２倍の１０ｋＨｚを中心に、５ｋＨｚの半分の２．５ｋＨｚのサイドバンドとなり、ピークで表れるのは、１０ｋＨｚの他に７．５ｋＨｚおよび１２．５ｋＨｚとなる。所謂、ピーク周波数が他の周波数にエネルギーを分散することとなり、単純にＰＷＭ制御するよりは、キャリア周波数の２倍成分のピークが低減される。

また、Ｖｏ／２ではないスイッチング条件、図９（ａ）では、Ｂのスイッチング状態（図９（ｂ）では、Ｄのスイッチング状態）が図８と図９で同一比率に維持されているため、出力するコンバータ電圧Ｖｃには影響せず、また、Ｖｏ／２の出現率は、隣り合うスイッチング信号で相殺されている（即ち、図８（ａ）のＡの幅よりも図９（ａ）のＡの幅の方が大きいが、図８（ａ）のＣの幅よりも図９（ａ）のＣの幅がその分小さくなるため、Ｖｏ／２の出現率であるＡの幅とＣの幅との和は図８と図９では等しくなる）ため、コンデンサ電圧のアンバランスも発生せず、入力電流波形が改善し、高調波電流を抑制できる。

また、キャリアの１／２となる周波数の方形波を三角波に重畳しているが、なにもキャリア周波数の１／２に限ったことではなく、１／３でも１／４でも、制御処理能力を増加させることなく、１キャリア周波数毎にＰＷＭ生成すればよい方法であれば、同等効果を有することは言うまでも無い。更に言えば、乱数的に出現率を操作することも考え得るが、０〜１までが発生する乱数の平均値が０．５となるように乱数を発生させないとコンデンサ電圧のバランスが崩れることから、乱数よりも処理負荷を軽減できるものである。

また、方形波を重畳するように説明しているが、なにも方形波でなく、正弦波や三角波などでも上述と同様な効果を有することは言うまでも無い。さらに、搬送波である三角波キャリアに重畳することで説明していたが、変調波側に重畳させても同様な効果があることは言うまでも無い。

次に、図１におけるダイオード１０および１１の効果について説明する。ダイオード１０および１１は、並列接続されたコンデンサ６またはコンデンサ７が電荷を有して正の電圧を持つ通常状態であれば、不通流となり、オフしているため、接続されていないことと同義である。

しかし、交流電源１からの電圧供給が無くなり、負荷８での電力消費が０で無い場合、コンデンサ６および７は電荷がなくなる（すなわち、直流電圧が０になる）まで放電する。この時、負荷８は直列に接続されたコンデンサ６および７から一様に電荷を消費するが、コンデンサ６および７の容量にばらつきがあると、他方のコンデンサの電荷が消費されても、もう一方のコンデンサに電荷が残ってしまい、直流電圧は０とならない。

負荷８は直流電圧が０になるまで消費するため、電荷が消費されたコンデンサは帯電量が負となり、負電圧が印加されることとなる。

そこで、ダイオードを逆並列に接続することにより、負電圧の印加がダイオードの順方向電圧降下以下になることを抑制できる。これにより、電圧極性を有する電解コンデンサを使用した場合であっても、コンデンサの故障を防ぎ、コンデンサの信頼性を向上させることができる。

実施の形態２．
リアクタ５からの電磁音抑制方法について、別の実施の形態の一例を図１０にて説明する。図１０（ａ）の波形は、上述までの一定の周波数を搬送波として用いた図、図１０（ｂ）の波形は、この実施の形態２にて説明する電源に同期して変化する周波数を搬送波として用いた図である。

図１０（ａ）に示すような一般的なキャリア周波数が一定の場合には、キャリア周波数を基底にした電磁音が発生する。本発明の交流直流変換装置では、キャリア周波数の２倍成分が発生する。また、交流電源１のゼロクロス付近では電源電圧≒０であるため、いくらスイッチングしても電流は流れず、無駄にスイッチングしていることとなる。

ゼロクロス付近はスイッチングを減らしても電流波形改善効果が損なわれることなく、高調波電流が増加する訳ではない。そこで、図１０（ｂ）に示すように、ゼロクロス付近はキャリア周波数を低下させる。また、電源のピークに向かってキャリア周波数を上昇させ、ピーク後よりゼロクロスへの移行により、再び、キャリア周波数を低下させる。

ここで重要であるのが、キャリア周波数と電源周波数が同期している点である。非同期の場合、時間経過とともにズレが大きくなり、低くなったキャリア周波数が電源のピーク付近になることも想定できる。

図１０（ｂ）のような搬送波を用いると、電源半周期毎に複数のキャリア周波数が発生し、複数のピーク周波数に電磁音が分散される。更に言えば、ゼロクロス付近の無駄なスイッチングが無くなり、スイッチング損失の低減によって、回路効率の向上が実現できる。また、キャリア周波数の管理ができているため、入力電流に発生するピーク周波数を意図的に設定できるため、例えば、電源高調波電流（例えば、電源周波数のｎ倍高調波）に重ならないようにピーク周波数をずらして設定することができ、高次高調波電流の増加を抑制することもできる。

また、図１０（ｂ）のように交流電源１にＰＷＭキャリア周波数を同期させて、さらに、図９のようにキャリア周波数より低い周期の信号を重畳させて、２つの方法を併用してＰＷＭ生成を実現することは可能であり、前述までと同等効果を有することは言うまでも無い。

実施の形態３．
実施の形態２では、キャリア周波数の２倍成分のピーク電磁音の制御による抑制について説明したが、本実施の形態３ではリアクタ５の機械的なピーク電磁音の抑制方法について説明する。

図１１は、本発明の交流直流変換装置に使用するリアクタの構造図である。
中央部に巻線が施されている形状のリアクタは、中央部のコアが電磁石となり、頭上の横向きに配置されたコアを引き寄せ、ここが振動するために電磁騒音の原因となる。中央部の電磁石と上側のコアとの間には空隙（所謂ギャップ）が介在しており、空気層を形成している。そこで、このギャップに例えば非磁性物質の柔軟性を有する樹脂４１を挿入することで、上側のコアの撓み振動を抑制し、リアクタ４０からの電磁騒音を抑制できる。コアから発生する電磁騒音であるため、巻線がアルミ線、銅線、その他の素材であっても同等効果を有することは言うまでも無い。

ギャップ部に樹脂製の物質を挿入するとしているが、なにも樹脂製のもので無くとも良く、リアクタからの電磁騒音を抑制することが可能な材質あるいはリアクタからの電磁騒音を抑制することが可能な構造であれば、どのようなものを用いてもなんら問題は無い。

さらに、コイル同士の反発力が図１１の側面のコアを振動させ、電磁騒音の原因となっている。そこで、コイル自体を側面のコアに固定させるような構造を採用する。例えば、コイル自体に樹脂材を含浸させる、または樹脂で固定するなどの方法でもよい。このような機械的な抑制方法と制御的な抑制方法を併用することによって、耳障りな数ｋＨｚ帯の電磁騒音を抑制できる。

実施の形態４．
実施の形態１では、図１のような構成にて説明したが、図１２に示すような回路構成であっても実施の形態１と同様な制御が適用できる。図１２の基本回路は、スイッチ素子であるＩＧＢＴ３ａ、４ａの動作は図１と図１２では変わらなく、ダイオード整流器１４が単方向通流スイッチ素子のＩＧＢＴ３ａ、４ａを等価的に双方向スイッチ手段に変換していることから、上述と同等効果を有することは言うまでも無い。

また、図１２のような回路構成をとることにより、ＩＧＢＴ３ａ、４ａのオン動作時に、電流が流れる経路のダイオードの数が、図１の半分となり、ダイオードによる損失が図１の回路構成に対して、１／２に低減できる。これにより、交流直流変換装置の変換効率を向上させることができるという効果を有する。

さらに、上述までは、双方向スイッチ手段として、ＩＧＢＴとダイオード整流器にて構成しているが、ＩＧＢＴ２つを直列で逆向きに接続する図１３のような構成であっても、前述までと同等効果を有することは言うまでも無い。

実施の形態５．
図１４は、本発明の実施の形態５を示す回路ブロック図である。１は交流電源、５０は電力を供給する送電線による系統インピーダンス、５１は本発明の交流直流変換装置を採用した製品、５２は電源ラインに接続される他の製品、５３は交流直流変換装置を採用した製品の電圧歪みを抑制する電圧歪み抑制部、５４は一般的な世帯の電力供給配線範囲である。

本発明の交流直流変換装置は、スイッチング動作時にキャリア周波数の２倍成分がコンバータの入力電流に重畳する。また、低周波のスイッチングにて動作可能であるから、動作周波数が低く、低い周波数のエネルギーは強いため、系統インピーダンス５０が大きいような住宅やビルでは、本発明の交流直流変換装置によるスイッチングがキャリア周波数に起因した電圧歪みを発生させる。

この電圧歪みの周波数が、キャリア周波数の数倍程度の周波数の場合、この電源ラインに接続される他の製品５２などが、この電圧歪みの影響を受ける。具体的に言えば、他の製品５２が例えば、ＩＨクッキングヒーターであった場合、ＩＨクッキングヒーターで調理している鍋からこの電圧歪みの周波数帯域の音が聞こえたり、照明器具の場合、電圧歪みの周波数のチラツキが発生したり、換気扇の場合、換気扇の動作中に、この電圧歪みの周波数の音が聞こえたりする。

このような影響は、系統インピーダンス５０によって変わるため、一般的な世帯ではほとんど発生しないが、ごく稀に、高圧送電線から変電所、柱上変圧器などを経由することで、系統インピーダンスが非常に大きい場合があり、上述のような影響が発生することもある。

その場合には、電圧歪みを抑制する電圧歪み抑制部５３を挿入する。挿入する位置は、図１および図１２に記載してあるＡ点とＢ点のところになる。本発明の交流直流変換装置での電圧歪みは、前述の通り、キャリア周波数の２倍成分であり、その周波数にピークが集中している。そこで、ＬＣによるバンドパス型フィルタやπ型フィルタ、共振フィルタなどでキャリア周波数の２倍成分に特定して電圧歪みを引き起こす入力電流のキャリア周波数成分を減衰させる。

製品５１の消費電力が大きい場合、単純なノーマルフィルタのような構成では、サイズが増大となり、実用的ではない。よって、このキャリア周波数の２倍成分に特定させることで、小型で実用的なフィルタを構成することができる。

本発明の活用例として、直流で電力消費を行う負荷向けの電源装置に利用可能である。特に、直流交流変換装置であるインバータの電源装置として利用でき、永久磁石電動機を駆動するインバータに適用することによる省エネの実現、安価でノイズの少ない交流直流変換装置の構成などから、ヒートポンプ式給湯機、空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用可能であり、ファンモータや換気扇、手乾燥機などへの適用も可能である。

本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。 本発明の実施の形態１を説明する理想状態での回路構成図である。 本発明の実施の形態１を説明する原理動作波形図である。 本発明の実施の形態１を説明する動作モードを示す回路ブロック図である。 本発明の実施の形態１を説明する交流電圧・電流のベクトル図である。 本発明の実施の形態１を説明するフィードバック制御ブロック図である。 本発明の実施の形態１を説明する動作信号の変調波形図である。 本発明の実施の形態１を説明する動作信号のＰＷＭ波形図である。 本発明の実施の形態１を説明する動作信号のＰＷＭの変調波形図である。 本発明の実施の形態２を説明するＰＷＭキャリア波形図である。 本発明の実施の形態３を説明するリアクタの構造図である。 本発明の実施の形態４を説明する他の回路ブロック図である。 本発明の実施の形態における他の双方向スイッチ手段のブロック図である。 本発明の実施の形態５を示す回路ブロック図である。

符号の説明

１ 電源、２ 整流器、３ 第１のスイッチ手段、３ａ ＩＧＢＴ、３ｂ ダイオード整流器、４ 第２のスイッチ手段、４ａ ＩＧＢＴ、４ｂ ダイオード整流器、５ リアクタ、６ 第１のコンデンサ、７ 第２のコンデンサ、８ 負荷、９ 仮想交流電源、１０ 第１のダイオード、１１ 第２のダイオード、１２ 抵抗、１３ 抵抗、２０ 制御手段、２１ 電圧検出器、２２ ゼロクロス検出器、４０ リアクタ、４１ 樹脂、５０ 送電線による系統インピーダンス、５１ 本発明の交流直流電源装置を採用した製品、５２ 他の製品、５３ 電圧歪み抑制部、５４ 一般的な世帯の電力供給配線範囲。

Claims (22)

1. 交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、
   この整流器の出力端子間に直列に接続された２つのコンデンサと、
   前記整流器の一方の入力端子と前記コンデンサ間の接続点との間に挿入された第１のスイッチ手段と、
   前記整流器の他方の入力端子と前記コンデンサ間の接続点との間に挿入された第２のスイッチ手段と、
   前記整流器の出力端子間の電圧が所定の値となるように前記第１のスイッチ手段と前記第２のスイッチから成るスイッチ群をＰＷＭ制御する制御手段とを備えたことを特長とする交流直流変換装置。
2. 交流電源にリアクタを介して接続される第１の整流器と第２の整流器と、
   前記第１の整流器の出力端子間に直列に接続された２つのコンデンサと、
   前記第２の整流器の出力端子間に直列に接続された第１のスイッチと第２のスイッチと、
   前記コンデンサ間の接続点と前記第１のスイッチと前記第２のスイッチの接続点とを接続し、
   前記第１の整流器の出力端子間の電圧が所定の値となるように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチから成るスイッチ群をＰＷＭ制御する制御手段とを備えたことを特長とする交流直流変換装置。
3. 交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、
   この整流器の出力端子間に直列に接続された２つのコンデンサと、
   前記整流器の一方の入力端子と前記コンデンサ間の接続点との間に挿入された第１のスイッチ手段と、
   前記整流器の他方の入力端子と前記コンデンサ間の接続点との間に挿入された第２のスイッチ手段と、
   前記整流器の出力端子間の電圧が所定の値となるように前記第１のスイッチ手段と前記第２のスイッチ手段から成るスイッチ群をＰＷＭ制御する制御手段とを備え、
   前記２つのコンデンサのそれぞれにダイオードを逆並列に接続することを特長とする交流直流変換装置。
4. 交流電源にリアクタを介して接続される第１の整流器と第２の整流器と、
   前記第１の整流器の出力端子間に直列に接続された２つのコンデンサと、
   前記第２の整流器の出力端子間に直列に接続された第１のスイッチと第２のスイッチと、
   前記コンデンサ間の接続点と前記第１のスイッチと前記第２のスイッチの接続点とを接続し、
   前記第１の整流器の出力端子間の電圧が所定の値となるように前記第１のスイッチと前記第２のスイッチから成るスイッチ群をＰＷＭ制御する制御手段とを備え、
   前記２つのコンデンサのそれぞれにダイオードを逆並列に接続することを特長とする交流直流変換装置。
5. 前記２つのコンデンサはそれぞれ複数のコンデンサを並列または直列に接続して構成されることを特長とする請求項１〜４のいずれかに記載の交流直流変換装置。
6. 前記第１のスイッチと前記第２のスイッチはそれぞれ複数のスイッチを並列または直列に接続して構成されることを特長とする請求項１〜４のいずれかに記載の交流直流変換装置。
7. 前記制御手段は、前記スイッチ群を１ｋＨｚ〜５ｋＨｚの低周波でＰＷＭ制御することを特長とする請求項１〜６のいずれかに記載の交流直流変換装置。
8. 前記制御手段は、前記スイッチ群のオンオフの組合せの各々の時間比率や発生順序を制御して、３レベルの略正弦波電圧を前記整流器の入力端子間に生成させることを特長とする請求項１〜７のいずれかに記載の交流直流変換装置。
9. 前記スイッチ群は、全波整流、第１の倍電圧整流、第２の倍電圧整流、電源短絡の４つの整流状態を生成するように動作し、
   前記制御手段は、前記出力端子間の電圧が所定の値となるように前記４つの整流状態を組み合わせて前記スイッチ群を動作させることを特長とする請求項８記載の交流直流変換装置。
10. 前記制御手段は、前記第１の倍電圧整流の出現率と前記第２の倍電圧整流の出現率が同一になるよう前記スイッチ群を制御することを特長とする請求項８又は請求項９に記載の交流直流変換装置。
11. 前記制御手段は、ユニポーラ変調やダイポーラ変調などの変調方式をＰＷＭ制御に適用して前記略正弦波電圧を生成することを特長とする請求項８〜１０のいずれかに記載の交流直流変換装置。
12. 前記整流器の出力端子の直流電圧を検出する検出手段を備え、
    前記制御手段は、前記検出手段の出力と予め設定された直流電圧指令に基づいて前記整流器の入力端子に生成すべき電圧の位相と振幅を演算し、算出された位相と振幅に基づいて前記スイッチ群のオン・オフタイミングを決定することを特長とする請求項１〜１１のいずれかに記載の交流直流変換装置。
13. 前記制御手段は、ＰＷＭの１周期毎に予め設定されたオフセット量を与えることを特長とする請求項１〜１２のいずれかに記載の交流直流変換装置。
14. 前記制御手段は、ＰＷＭ周期と交流電源の周期を同期させたことを特長とする請求項１〜１３のいずれかに記載の交流直流変換装置。
15. 前記制御手段は、交流電源のゼロクロス付近でのＰＷＭ周期をピーク付近でのＰＷＭ周期より低くさせたことを特長とする請求項１４に記載の交流直流変換装置。
16. 前記リアクタの空隙に樹脂製物質を挿入して前記リアクタを固定したことを特長とする請求項１〜１５のいずれかに記載の交流直流変換装置。
17. 請求項１〜１６のいずれかに記載の交流直流変換装置を備えたことを特長とするヒートポンプ式給湯器。
18. 前記交流直流変換装置のＰＷＭ周波数の２倍成分を減衰させるフィルタを前記交流電源と前記交流直流変換装置との間に設けたことを特長とする請求項１７記載のヒートポンプ式給湯器。
19. 請求項１〜１６のいずれかに記載の交流直流変換装置を備えたことを特長とする空気調和機。
20. 前記交流直流変換装置のＰＷＭ周波数の２倍成分を減衰させるフィルタを前記交流電源と前記交流直流変換装置との間に設けたことを特長とする請求項１９記載の空気調和機。
21. 交流電源にリアクタを介して接続され、全波整流、第１の倍電圧整流、第２の倍電圧整流、電源短絡の４つの整流状態を生成するスイッチ群を具備する交流直流変換装置の制御方法において、
    前記交流直流変換装置の出力端子間の電圧が所定の値となるように前記４つの整流状態を組み合わせて前記スイッチ群を動作させることを特長とする交流直流変換装置の制御方法。
22. 前記第１の倍電圧整流と前記第２の倍電圧整流を同一の発生割合になるように前記スイッチ群を制御することを特長とする請求項２１に記載の交流直流変換装置の制御方法。

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