JPWO2020194407A1

JPWO2020194407A1 - 電力変換装置および空気調和機

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Publication number: JPWO2020194407A1
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Authority: JP
Inventors: 渉初瀬
Original assignee: Hitachi Johnson Controls Air Conditioning Inc
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Priority date: 2019-03-22
Filing date: 2019-03-22
Publication date: 2021-11-18
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Abstract

リアクタの小型化を可能にしつつ電源電流の歪を抑制できる電力変換装置を実現する。そのため、電力変換装置（１００）は、交流電源（１０２）によって第１および第２のコンデンサ（４０，４２）の双方を充電する第１の状態と、交流電源（１０２）によって第１のコンデンサ（４０）を充電する第２の状態と、交流電源（１０２）によって第２のコンデンサ（４２）を充電する第３の状態と、リアクタ（１６）を交流電源（１０２）に接続する第４の状態と、のうち何れかの状態を選択できるスイッチング回路（６０）と、第２のコンデンサ（４２）の端子電圧（ＥdLo）を第１および第２のコンデンサ（４０，４２）が成す直列回路の端子電圧である出力電圧（Ｅd）で除算した電圧比（α）を、０．５よりも大きい電圧比指令値に近づけるようにスイッチング回路（６０）を制御する制御部（５０）と、を備える。

Description

本発明は、電力変換装置および空気調和機に関する。

単相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路においては、電源短絡によってリアクタにエネルギを貯め、整流動作時にリアクタのエネルギを放出する動作を繰り返すものが知られている。また、この種の電力変換回路においては、直列接続された２個のコンデンサを適用するものが知られている。これら２個のコンデンサの電圧について、例えば、下記特許文献１の明細書、段落００１５には、「本発明によれば、第１の電圧検出手段により複数のコンデンサの両端間の電圧を検出し、第２の電圧検出手段により複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの電圧を検出し、第３の電圧検出手段により第１の電圧検出手段の検出電圧と第２の電圧検出手段の検出電圧の差分から高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出するようにしたので、複数のコンデンサの耐圧保護および電圧の平衡制御が可能となり、リアクタを小型化することができる。また、複数のコンデンサの電圧不平衡をフィードバックにより抑制できるため、複数のコンデンサの電圧変動を抑制でき、コンデンサ容量の経年劣化による回路の発煙・発火を防ぐことができる。」と記載されている。

また、下記特許文献２の明細書の段落００５１には、「したがって、交流電源１の同一極性中に第１のコンデンサ６および第２のコンデンサ７が充電され、出力電圧Ｖｏの１／２のバランスが保たれるように第１のスイッチ手段３と第２のスイッチ手段４をバランス良く動作させる必要がある。」と記載されている。

特開２００９−２６１０７７号公報特開２０１０−６８５５２号公報

近年、半導体部品の低価格化に伴って、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路においては、受動素子であるリアクタのコスト比率が高くなりつつある。このため、リアクタを小型化して、さらなる低コスト化を実現することが望まれている。しかし、リアクタを小型化すると、磁気飽和によってインダクタンスが低下しやすくなり、電流リプルが大きくなりやすい。そのため、リアクタを小型化するに伴って、リアクタに流れる電流を抑制することが望まれている。一方、リアクタに流れる電流を抑制した場合、特許文献１，２に記載された技術のように直列接続された２個のコンデンサの電圧が等しくなるように制御すると、電源電流の歪が大きくなることがある。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、リアクタの小型化を可能にしつつ電源電流の歪を抑制できる電力変換装置および空気調和機を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明の電力変換装置は、第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサの低圧側に直列接続された第２のコンデンサと、リアクタと、交流電源によって前記第１および第２のコンデンサの双方を充電する第１の状態と、前記交流電源によって前記第１のコンデンサを充電する第２の状態と、前記交流電源によって前記第２のコンデンサを充電する第３の状態と、前記リアクタを前記交流電源に接続する第４の状態と、のうち何れかの状態を選択できるスイッチング回路と、前記第２のコンデンサの端子電圧を前記第１および第２のコンデンサが成す直列回路の端子電圧である出力電圧で除算した電圧比を、０．５よりも大きい電圧比指令値に近づけるように前記スイッチング回路を制御する制御部と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、リアクタの小型化を可能にしつつ電源電流の歪を抑制できる。

本発明の第１実施形態による電力変換装置のブロック図である。リアクタのインダクタンス値の特性図である。電力変換装置の動作説明図である。第１実施形態における各部の波形例を示す図である。電圧比に応じた電流実効値およびリプル成分の例を示す図である。比較例における各部の波形例を示す図である。本発明の第２実施形態による空気調和機の冷媒系統図である。

［第１実施形態］
〈第１実施形態の構成〉
図１は、本発明の第１実施形態による電力変換装置１００のブロック図である。
電力変換装置１００は、交流電源１０２から供給された交流電圧ｖ_sを直流電圧である出力電圧Ｅ_dに変換し、負荷装置１０４に印加するものである。電力変換装置１００は、電流検出器１０と、電圧検出器１２，３４，３６と、リアクタ１６ａ，１６ｂと、ブリッジ回路２０と、双方向スイッチ３０，３２と、コンデンサ４０，４２（第１および第２のコンデンサ）と、制御部５０と、を備えている。

ブリッジ回路２０は、ブリッジ接続された４個のスイッチング素子２２，２４，２６，２８と、これらに各々逆並列接続された４個のダイオード（符号なし）と、を備えている。スイッチング素子２２，２４の接続点は、リアクタ１６ａを介して交流電源１０２の一端に接続されている。また、スイッチング素子２６，２８の接続点は、リアクタ１６ｂを介して交流電源１０２の他端に接続されている。

また、双方向スイッチ３０は、スイッチング素子２２，２４の接続点と、コンデンサ４０，４２の接続点との間に接続されている。また、双方向スイッチ３２は、スイッチング素子２６，２８の接続点と、コンデンサ４０，４２の接続点との間に接続されている。電流検出器１０は交流電源１０２に流れる電流ｉ_sを測定し、電圧検出器１２は交流電圧ｖ_sを測定する。

リアクタ１６ａ，１６ｂを総称して「リアクタ１６」と呼ぶことがある。リアクタ１６は、鉄心入りのリアクタであり、リアクタ１６のインダクタンス値Ｌは、鉄心の磁気飽和が大きくなるほど減少する。また、高圧側のコンデンサ４０の端子電圧を電圧Ｅ_dHiと呼び、低圧側のコンデンサ４２の端子電圧を電圧Ｅ_dLoと呼ぶ。また、Ｅ_dLo／Ｅ_dを電圧比αと呼ぶ。従って、Ｅ_dLo＝αＥ_dとなり、Ｅ_dHi＝（１−α）Ｅ_dとなる。電圧検出器３４，３６は、それぞれ電圧Ｅ_dHi，Ｅ_dLoを測定する。

制御部５０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）等、一般的なコンピュータとしてのハードウエアを備えており、ＲＯＭには、ＣＰＵによって実行される制御プログラム、ＤＳＰによって実行されるマイクロプログラムおよび各種データ等が格納されている。図１において、制御部５０の内部は、制御プログラムおよびマイクロプログラム等によって実現される機能を、ブロックとして示している。

すなわち、制御部５０は、動作モード設定部５２と、電流指令部５４と、スイッチング制御部５６と、インダクタンス値出力部５８と、を備えている。詳細は後述するが、電力変換装置１００には、高電圧モードＭＨ（第１の動作モード）および低電圧モードＭＬ（第２の動作モード）という２つの動作モードがあり、動作モード設定部５２は、何れかの動作モードを指令するモード指令信号ＳＭを出力する。

また、電流指令部５４は、電流ｉ_sの指令値である電流指令値ｉ_s ^*を出力する。本実施形態において、電流指令値ｉ_s ^*は、交流電圧ｖ_sに同期して正弦波状に変化する値になる。インダクタンス値出力部５８は、電流検出器１０が検出した電流ｉ_sに基づいて、リアクタ１６のインダクタンス値Ｌを出力する。スイッチング制御部５６は、モード指令信号ＳＭと、電流指令値ｉ_s ^*と、インダクタンス値Ｌと、に基づいて、スイッチング回路６０の状態を制御する。

図２は、リアクタ１６のインダクタンス値Ｌの特性図である。
上述したように、リアクタ１６は鉄心入りのリアクタであり、そのインダクタンス値Ｌは鉄心が磁気飽和すると減少する。図２の縦軸はインダクタンス値であり、横軸は電流値（電流ｉ_sの絶対値）である。図２におけるインダクタンス値Ｌ₀は、磁気飽和が無かったと仮定した場合（換言すれば電流ｉ_sがゼロである場合）のインダクタンス値であり、Ｌ＝ｄΦ／ｄｔは、実際のインダクタンス値である。

インダクタンス値出力部５８（図１参照）は、電流検出器１０から電流ｉ_sが供給されると、その絶対値｜ｉ_s｜と、Ｌ＝ｄΦ／ｄｔの特性と、に基づいて、インダクタンス値Ｌを出力する。より具体的には、インダクタンス値出力部５８は、図２におけるＬ＝ｄΦ／ｄｔのサンプリング値（黒矩形で示す点の値）をテーブル内に記憶しており、｜ｉ_s｜に基づいてサンプリング値を補間演算してインダクタンス値Ｌを算出する。なお、インダクタンス値出力部５８は、テーブルを設けるものに限られず、多項式演算等によってｄΦ／ｄｔを算出するようにしてもよい。

〈第１実施形態の動作〉
図３は、電力変換装置１００の動作説明図である。
電力変換装置１００は、交流電圧ｖ_sの正の半周期において、図示の状態ＳＴ１〜ＳＴ４を採り得る。図３において実線で示した要素は有意な電流が流れる要素であり、他の要素は破線で示す。また、図１に示したリアクタ１６ａ，１６ｂは、図３では１個のリアクタ１６として図示している。

状態ＳＴ１（第１の状態）においては、スイッチング素子２２，２８がオン状態であり、スイッチング素子２４，２６および双方向スイッチ３０，３２がオフ状態である。従って、状態ＳＴ１においては、下式（１）が成立する。
Ｌ・ｄｉ_s／ｄｔ＝ｖ_s−Ｅ_d …（１）
また、状態ＳＴ２（第２の状態）においては、スイッチング素子２２および双方向スイッチ３２がオン状態であり、スイッチング素子２４，２６，２８および双方向スイッチ３０がオフ状態である。従って、状態ＳＴ２においては、下式（２）が成立する。
Ｌ・ｄｉ_s／ｄｔ＝ｖ_s−Ｅ_dHi＝ｖ_s−（１−α）Ｅ_d …（２）

また、状態ＳＴ３（第３の状態）においては、スイッチング素子２８および双方向スイッチ３０がオン状態であり、スイッチング素子２２，２４，２６および双方向スイッチ３２がオフ状態である。従って、状態ＳＴ３においては、下式（３）が成立する。
Ｌ・ｄｉ_s／ｄｔ＝ｖ_s−Ｅ_dLo＝ｖ_s−αＥ_d …（３）
また、状態ＳＴ４（第４の状態）においては、スイッチング素子２４，２８がオン状態であり、スイッチング素子２２，２６および双方向スイッチ３０，３２がオフ状態である。従って、状態ＳＴ４においては、下式（４）が成立する。
Ｌ・ｄｉ_s／ｄｔ＝ｖ_s …（４）

また、電力変換装置１００は、交流電圧ｖ_sの正の半周期において、高電圧モードＭＨおよび低電圧モードＭＬという２つの動作モードのうち何れかが選択される。高電圧モードＭＨは、交流電圧ｖ_sが比較的高いときに選択され、低電圧モードＭＬは、交流電圧ｖ_sが比較的低いときに選択される。高電圧モードＭＨにおいては、状態ＳＴ１，ＳＴ２が交互に切り替えられる。同様に、低電圧モードＭＬにおいては、状態ＳＴ３，ＳＴ４が交互に切り替えられる。すなわち、高電圧モードＭＨおよび低電圧モードＭＬの何れにおいても、交流電圧ｖ_sがＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調されることになる。なお、交流電圧ｖ_sの負の半周期においては、正の半周期とは対称的な動作を行うため、図示を省略する。

高電圧モードＭＨにおいて、状態がＳＴ２になるデューティ比をＤ_HALF（第１のデューティ比）とすると、電流指令値ｉ_s ^*に対応するデューティ比Ｄ_HALFは下式（５）によって求められる。
Ｌ・ｄｉ_s ^*／ｄｔ＝ｖ_s−（１−αＤ_HALF）Ｅ_d
∴Ｄ_HALF＝（１／α）（１−（ｖ_s−Ｌ・ｄｉ_s ^*／ｄｔ）／Ｅ_d）
…（５）

また、低電圧モードＭＬにおいて、状態がＳＴ４になるデューティ比をＤ_SHORT（第２のデューティ比）とすると、電流指令値ｉ_s ^*に対応するデューティ比Ｄ_SHORTは下式（６）によって求められる。
Ｌ・ｄｉ_s ^*／ｄｔ＝ｖ_s−（１−αＤ_SHORT）
∴Ｄ_SHORT＝（１／α）（１−（ｖ_s−Ｌ・ｄｉ_s ^*／ｄｔ）／Ｅ_d）
…（６）

図４は本実施形態における各部の波形例を示す図である。
図４において、交流電圧ｖ_sは、正の半周期の波形を示しており、交流電圧ｖ_sは正弦波状に変化する。時刻ｔ20および時刻ｔ32が交流電圧ｖ_sのゼロクロス点になる。また、出力電圧Ｅ_dは図示の期間において一定である。また、電圧αＥ_dは、上述のように、電圧Ｅ_dLo（図１参照）に等しい。そして、本実施形態においては、電圧比αは０．５よりも大きい値に設定される。図４においては、電圧αＥ_dおよび電圧αＥ_d＋ｖ_sの波形も、破線によって示す。

電流指令値ｉ_s ^*の波形については図示を省略するが、交流電圧ｖ_sと同周期の正弦波状の波形になる。図中の高電圧期間ＴＨは、高電圧モードＭＨ（図３参照）が適用される期間であり、低電圧期間ＴＬは、低電圧モードＭＬが適用される期間である。デューティ比Ｄ_HALF，Ｄ_SHORTは、上述の式（５），（６）に基づいて求められた値である。デューティ比Ｄ_HALF，Ｄ_SHORTは、実際に適用される期間を実線で示し、適用外の区間を破線で示す。

図示の例では、「ｖ_s＞αＥ_d」が成立する期間を高電圧期間ＴＨとし、その他の期間を低電圧期間ＴＬとしている。これは、高電圧期間ＴＨを最も短くした例である。すなわち、高電圧期間ＴＨは、図示の期間よりも前後方向に長くできるが、図示の期間よりも短くすることはできない。その理由は、「ｖ_s＞αＥ_d」となる期間において低電圧モードＭＬは採用できないためである。

このように、図４に示す例においては、時刻ｔ20〜ｔ24，時刻ｔ28〜ｔ32の期間は制御部５０によって低電圧モードＭＬが選択され、デューティ比Ｄ_SHORTが適用される。一方、時刻ｔ24〜ｔ28の期間は制御部５０によって高電圧モードＭＨが選択され、デューティ比Ｄ_HALFが適用される。

図１に戻り、制御部５０における動作モード設定部５２は、電圧検出器３４，３６の検出結果に基づいて電圧比αを演算する。また、動作モード設定部５２は、電圧比αの指令値である電圧比指令値α^*（図示せず）を記憶しており、電圧比αを電圧比指令値α^*に近づけるように、モード指令信号ＳＭを出力する。すなわち、「α＜α^*」であれば低電圧期間ＴＬを長くし、「α＞α^*」であれば低電圧期間ＴＬを短くするように、モード指令信号ＳＭを出力する。

また、電流指令部５４は、出力電圧Ｅ_dを、その指令値である出力電圧指令値Ｅ_d ^*（図示せず）に近づけるように、電流指令値ｉ_s ^*を出力する。すなわち、「Ｅ_d＜Ｅ_d ^*」であれば、電流指令値ｉ_s ^*の振幅を大きくし、「Ｅ_d＞Ｅ_d ^*」であれば、電流指令値ｉ_s ^*の振幅を小さくする。

上述したように、スイッチング制御部５６は、モード指令信号ＳＭと、電流指令値ｉ_s ^*と、インダクタンス値Ｌと、に基づいて、スイッチング回路６０の状態を制御する。より具体的には、スイッチング制御部５６は、上述した式（５）または（６）に基づいて、デューティ比Ｄ_HALF，Ｄ_SHORTのうち、モード指令信号ＳＭに応じた一方のデューティ比を算出する。

そして、スイッチング制御部５６は、算出したデューティ比を実現するように状態ＳＴ１〜ＳＴ４（図３参照）のうち何れかをスイッチング回路６０に設定する。本実施形態によって得られる電流ｉ_sは、図示のように正弦波に近い波形になる。特に、時刻ｔ24の付近の、破線で示す領域Ｐ２において、電流ｉ_sのレベルは、滑らかに上昇している。これは、スイッチング回路６０が状態ＳＴ２になる期間が連続的に減少するように、デューティ比Ｄ_HALFが連続的に変化することによる。

図５は、電圧比αに応じた電流実効値およびリプル成分の例を示す図である。
図５において、横軸は電圧比αであり、縦軸は電流値である。また、実線で示す電源電流実効値Ｉ_Rは、負荷装置１０４（図１参照）に流れる電流をある一定値にしたときの、電流ｉ_sの実効値である。また、破線で示す電源電流リプル成分ｉ_RPLは、交流電圧ｖ_sに対するＰＷＭ変調によって、電流ｉ_sに生じるリプル成分のレベルを示している。

図示のように、電圧比αが０．５〜０．６の範囲では、電圧比αが小さくなるほど、実効値Ｉ_Rが大きくなっていることが解る。これは、電流ｉ_sの歪が大きくなるため、電力変換装置１００の効率が悪化することを意味する。なお、電圧比αが小さくなるほど電流ｉ_sの歪が大きくなる理由については、後述する比較例において説明する。図５に示す特性例によれば、電力変換装置１００を効率よく動作させるためには、電圧比指令値α^*は「０．５＜α^*」の範囲にすることが好ましい。

また、図示の範囲では、電圧比αが大きくなるほど、電源電流リプル成分ｉ_RPLが大きくなっている。特に、電圧比αが０．６であるとき、電源電流リプル成分ｉ_RPLは、電圧比αが０．５のときの２倍以上になっている。この現象は、小型・安価なリアクタ１６を適用したため、低電圧モードＭＬ（図３参照）において状態がＳＴ３からＳＴ４に切り替わる際、リアクタ１６に流れるラッシュカレントが大きくなることに起因している。ここで、「小型・安価なリアクタ１６」とは、α＝０．６のときの電源電流リプル成分ｉ_RPLがα＝０．５のときと比較して、「１．２倍以上」または「１．５倍以上」と考えることができ、また、図５の例のように「２倍以上」と考えることができる。

従って、図示の例においては、電力変換装置１００の効率を確保し電源電流リプル成分ｉ_RPLを抑制するためには、電圧比αまたは電圧比指令値α^*を「０．５＜α^*＜０．６」の範囲にすることが好ましい。また、電圧比αまたは電圧比指令値α^*を「０．５２〜０．５８」の範囲にすると、電源電流実効値Ｉ_Rおよび電源電流リプル成分ｉ_RPLの双方を相当に低いレベルに抑制できるため、さらに好ましい。

〈比較例〉
次に、本実施形態の効果を明確にするため、比較例について説明する。なお、以下の説明において、上述した第１実施形態の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。比較例の構成および全体的な動作は、上述した第１実施形態（図１〜図５）のものと同様である。但し、本比較例は、電圧比指令値α^*が０．５に設定されている点で、第１実施形態とは異なる。

図６は、比較例における各部の波形例を示す図である。交流電圧ｖ_sおよび出力電圧Ｅ_dのレベルは、上述した図４のものと同様である。但し、図６において、交流電圧ｖ_sのゼロクロス点の時刻をｔ0およびｔ12とする。また、本比較例において電圧比指令値α^*は０．５であるため、電圧比αも、ほぼ０．５になる。従って、図４と比較すると、電圧αＥ_dのレベルは、若干下がっている。

図示の例は、「ｖ_s＞αＥ_d」が成立する期間を高電圧期間ＴＨとしている。すなわち、時刻ｔ4〜ｔ8の期間が高電圧期間ＴＨであり、時刻ｔ0〜ｔ4，ｔ8〜ｔ12の期間が低電圧期間ＴＬである。そして、図示の高電圧期間ＴＨは、本比較例において最も短くした例である。但し、電圧比αがほぼ０．５であることに起因して、図６に示す高電圧期間ＴＨは、図４の高電圧期間ＴＨよりも長くなっている。

時刻ｔ4において交流電圧ｖ_sが電圧αＥ_d＝０．５Ｅ_dに一致すると、動作モード設定部５２（図１参照）は動作モードを高電圧モードＭＨに切り替える。しかし、時刻ｔ4〜ｔ6の期間において、デューティ比Ｄ_HALFは最大値（１００％）になっているため、電流ｉ_sを充分に上昇させることができない。このため、特に時刻ｔ4〜ｔ6付近の、破線で示す領域Ｐ１において、電流ｉ_sが歪んでいる。

なお、領域Ｐ１において、状態ＳＴ１，ＳＴ４（図３参照）を交互に切り替えるようにすると、電流ｉ_sをスムーズに上昇させることが可能である。しかし、この動作を行うと、リアクタ１６に流れるラッシュカレントが大きくなるため、リアクタ１６に磁気飽和が起こりやすくなる。これにより、電源電流リプル成分ｉ_RPL（図５参照）が非常に大きくなるという問題が生じる。

〈第１実施形態の効果〉
以上のように本実施形態の電力変換装置（１００）は、第１のコンデンサ（４０）と、第１のコンデンサ（４０）の低圧側に直列接続された第２のコンデンサ（４２）と、リアクタ（１６）と、スイッチング回路（６０）と、第２のコンデンサ（４２）の端子電圧（Ｅ_dLo）を第１および第２のコンデンサ（４０，４２）が成す直列回路の端子電圧である出力電圧（Ｅ_d）で除算した電圧比（α）を、０．５よりも大きい電圧比指令値（α^*）に近づけるようにスイッチング回路（６０）を制御する制御部（５０）と、を備える。これにより、本実施形態によれば、リアクタの小型化を可能にしつつ電源電流の歪を抑制できる。

また、制御部（５０）は、リアクタ（１６）に流れる電流に応じて変化するインダクタンス値（Ｌ）を出力するインダクタンス値出力部（５８）を備え、制御部（５０）は、インダクタンス値（Ｌ）に基づいてスイッチング回路（６０）の状態を制御する。これにより、制御部（５０）は、電流に応じて変化するインダクタンス値（Ｌ）に基づいて、スイッチング回路（６０）を制御することができる。

また、電圧比指令値（α^*）は、０．５よりも大きく０．６よりも小さい値である。これにより、電力変換装置（１００）の効率を高くしつつ、電源電流リプル成分を低いレベルに制御できる。

また、制御部（５０）は、動作モードとして、第１のデューティ比（Ｄ_HALF）で第１および第２の状態（ＳＴ１，ＳＴ２）を交互に選択する第１の動作モード（ＭＨ）、または第２のデューティ比（Ｄ_SHORT）で第３および第４の状態（ＳＴ３，ＳＴ４）を交互に選択する第２の動作モード（ＭＬ）のうち何れかを設定する動作モード設定部（５２）と、動作モードに応じてスイッチング回路（６０）を制御するスイッチング制御部（５６）と、を備え、スイッチング制御部（５６）は、動作モードが第２の動作モード（ＭＬ）から第１の動作モード（ＭＨ）に切り替わった際、スイッチング回路（６０）が第２の状態（ＳＴ２）になる期間が連続的に減少するように第１のデューティ比（Ｄ_HALF）を連続的に変化させる。
これにより、交流電源（１０２）から流れる電流をスムーズに変化させることができ、電力変換装置（１００）の効率を一層高めることができる。

［第２実施形態］
図７は、本発明の第２実施形態による空気調和機９００の冷媒サイクル系統図である。
図７に示すように、本実施形態の空気調和機９００は、室外機９６０と、室内機９７０と、を備えるとともに、両者を接続するガス配管９８２と、液配管９８４と、を備えている。

そして、室外機９６０は、圧縮機９５０と、四方弁９６２と、室外熱交換器９６３と、室外膨張弁９６４と、を備えている。これらは、配管（符号なし）によって順次接続されている。圧縮機９５０は、冷媒を圧縮する圧縮機構９５１と、これを回転駆動するモータ９５２と、を備えている。さらに、室外機９６０は、室外ファン９６５と、室外ファンモータ９６６と、を備えている。室外ファン９６５は、室外ファンモータ９６６によって回転駆動され、室外熱交換器９６３を冷却する。

また、室内機９７０は、室内熱交換器９７３と、室内膨張弁９７４と、を備えている。両者は、配管（符号なし）によって相互に接続されている。また、室内機９７０は、室内ファン９７５と、室内ファンモータ９７６と、を備えている。室内ファン９７５は室内ファンモータ９７６によって回転駆動され、室内熱交換器９７３を冷却する。室外機９６０に設けられた四方弁９６２は、冷媒の流れを切り替える弁であり、これにより冷房運転と暖房運転とが切り替わる。室外膨張弁９６４と室内膨張弁９７４とは、冷媒を減圧して低温低圧にする。

図７において、ガス配管９８２、液配管９８４等の配管に沿って示した実線の矢印は、空気調和機９００の冷房運転における冷媒の流れを示している。
冷房運転において、四方弁９６２は、実線で示すように、圧縮機９５０の吐出側と室外熱交換器９６３とを連通させ、圧縮機９５０の吸入側とガス配管９８２とを連通させる。圧縮機９５０から吐出される冷媒は、高温高圧のガス状であり、四方弁９６２を通過して、室外熱交換器９６３に流れる。室外熱交換器９６３に流入したガス状の冷媒は、室外ファン９６５によって供給される室外の空気と熱交換して凝縮され、液状の冷媒となる。この液状の冷媒は、全開状態の室外膨張弁９６４および液配管９８４を通過して、室内機９７０に流入する。

室内機９７０に流入した液状の冷媒は、室内膨張弁９７４によって減圧され、低温低圧のガス液混合状の冷媒となる。この低温低圧のガス液混合状の冷媒は、室内熱交換器９７３に流入して、室内ファン９７５によって供給される室内の空気と熱交換されて蒸発し、ガス状の冷媒となる。この際、室内の空気は、ガス液混合状の冷媒の蒸発潜熱によって冷却され、冷風が部屋内に送られる。その後、室内機１２０から流出したガス状の冷媒は、ガス配管９８２を通過し、室外機９６０に戻される。室外機９６０に戻されたガス状の冷媒は、四方弁９６２を通過し、圧縮機９５０に吸入され、再度ここで圧縮されることによって、一連の冷媒サイクルが形成される。

電力変換装置１００は、交流電源１０２から供給された交流電力を直流電力に変換しインバータ１０６に供給する。インバータ１０６は、供給された直流電力を任意の周波数の三相交流電力に変換し、モータ９５２を駆動する。なお、電力変換装置１００の構成は第１実施形態のもの（図１参照）と同様である。インバータ１０６は、図１における負荷装置１０４に対応する。
これにより、本実施形態によれば、第１実施形態と同様に高効率な電力変換装置１００を安価に構成することができ、高効率な空気調和機９００を実現することができる。

［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）第１実施形態の電力変換装置１００は、第２実施形態の空気調和機９００のみならず、冷凍機、洗濯機、掃除機、工業機械、電気自動車、鉄道車両、船舶、エレベータ、エスカレータ等、種々の電気機器に適用することができる。これにより、これらの電気機器においては、リアクタの小型化を可能にしつつ電源電流の歪を抑制できる。

１０電流検出器
１２，３４，３６電圧検出器
１６，１６ａ，１６ｂリアクタ
４０コンデンサ（第１のコンデンサ）
４２コンデンサ（第２のコンデンサ）
５０制御部
５２動作モード設定部
５４電流指令部
５６スイッチング制御部
５８インダクタンス値出力部
６０スイッチング回路
１００電力変換装置
１０２交流電源
９００空気調和機
α^* 電圧比指令値
α 電圧比
Ｄ_HALF デューティ比（第１のデューティ比）
Ｄ_SHORT デューティ比（第２のデューティ比）
Ｅ_d 出力電圧
Ｌインダクタンス値
ＭＨ高電圧モード（第１の動作モード）
ＭＬ低電圧モード（第２の動作モード）
ＳＴ１状態（第１の状態）
ＳＴ２状態（第２の状態）
ＳＴ３状態（第３の状態）
ＳＴ４状態（第４の状態）

Claims

第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサの低圧側に直列接続された第２のコンデンサと、
リアクタと、
交流電源によって前記第１および第２のコンデンサの双方を充電する第１の状態と、前記交流電源によって前記第１のコンデンサを充電する第２の状態と、前記交流電源によって前記第２のコンデンサを充電する第３の状態と、前記リアクタを前記交流電源に接続する第４の状態と、のうち何れかの状態を選択できるスイッチング回路と、
前記第２のコンデンサの端子電圧を前記第１および第２のコンデンサが成す直列回路の端子電圧である出力電圧で除算した電圧比を、０．５よりも大きい電圧比指令値に近づけるように前記スイッチング回路を制御する制御部と、を備える
ことを特徴とする電力変換装置。
前記制御部は、前記リアクタに流れる電流に応じて変化するインダクタンス値を出力するインダクタンス値出力部を備え、
前記制御部は、前記インダクタンス値に基づいて前記スイッチング回路の状態を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記電圧比指令値は、０．５よりも大きく０．６よりも小さい値である
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御部は、
動作モードとして、第１のデューティ比で前記第１および第２の状態を交互に選択する第１の動作モード、または第２のデューティ比で前記第３および第４の状態を交互に選択する第２の動作モードのうち何れかを設定する動作モード設定部と、
前記動作モードに応じて前記スイッチング回路を制御するスイッチング制御部と、
を備え、
前記スイッチング制御部は、前記動作モードが前記第２の動作モードから前記第１の動作モードに切り替わった際、前記スイッチング回路が前記第２の状態になる期間が連続的に減少するように前記第１のデューティ比を連続的に変化させる
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサの低圧側に直列接続された第２のコンデンサと、
リアクタと、
交流電源によって前記第１および第２のコンデンサの双方を充電する第１の状態と、前記交流電源によって前記第１のコンデンサを充電する第２の状態と、前記交流電源によって前記第２のコンデンサを充電する第３の状態と、前記リアクタを前記交流電源に接続する第４の状態と、のうち何れかの状態を選択できるスイッチング回路と、
前記第２のコンデンサの端子電圧を前記第１および第２のコンデンサが成す直列回路の端子電圧である出力電圧で除算した電圧比を、０．５よりも大きい電圧比指令値に近づけるように前記スイッチング回路を制御する制御部と、を有する電力変換装置を備える
ことを特徴とする空気調和機。