WO2020194407A1 - 電力変換装置および空気調和機 - Google Patents

電力変換装置および空気調和機 Download PDF

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capacitor
power supply
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渉 初瀬
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日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power converter and an air conditioner.
  • the second voltage detecting means detects the voltage of the capacitor located on the low potential side of the plurality of capacitors
  • the third voltage detecting means detects the detection voltage of the first voltage detecting means and the second voltage detecting means. Since the voltage of the capacitor located on the high potential side is detected from the voltage difference, it is possible to protect the withstand voltage of a plurality of capacitors and control the voltage balance, and the reactor can be miniaturized. Since the voltage imbalance of the above can be suppressed by feedback, the voltage fluctuation of a plurality of capacitors can be suppressed, and the smoke and ignition of the circuit due to the aged deterioration of the capacitor capacity can be prevented. "
  • the power conversion device of the present invention uses the first capacitor, the second capacitor connected in series to the low voltage side of the first capacitor, the reactor, and the first and first capacitors by an AC power supply.
  • a switching circuit capable of selecting one of a fourth state of connecting the reactor to the AC power supply, and a series circuit in which the terminal voltage of the second capacitor is formed by the first and second capacitors. It is characterized by including a control unit that controls the switching circuit so that the voltage ratio divided by the output voltage, which is the terminal voltage, approaches a voltage ratio command value larger than 0.5.
  • distortion of the power supply current can be suppressed while enabling miniaturization of the reactor.
  • FIG. 1 is a block diagram of the power conversion device 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • Power converter 100 converts the AC voltage v s supplied from the AC power source 102 to the output voltage E d is a DC voltage, is intended to be applied to the load device 104.
  • the power converter 100 includes a current detector 10, voltage detectors 12, 34, 36, reactors 16a, 16b, a bridge circuit 20, bidirectional switches 30, 32, and capacitors 40, 42 (first and first).
  • the capacitor (2) and the control unit 50 are provided.
  • the bridge circuit 20 includes four bridge-connected switching elements 22, 24, 26, 28, and four diodes (unsigned) connected in antiparallel to each of them.
  • the connection points of the switching elements 22 and 24 are connected to one end of the AC power supply 102 via the reactor 16a. Further, the connection points of the switching elements 26 and 28 are connected to the other end of the AC power supply 102 via the reactor 16b.
  • the bidirectional switch 30 is connected between the connection points of the switching elements 22 and 24 and the connection points of the capacitors 40 and 42. Further, the bidirectional switch 32 is connected between the connection points of the switching elements 26 and 28 and the connection points of the capacitors 40 and 42.
  • Current detector 10 measures the current i s flows to the AC power supply 102
  • the voltage detector 12 measures the AC voltage v s.
  • Reactors 16a and 16b may be collectively referred to as "reactor 16".
  • the reactor 16 is a reactor containing an iron core, and the inductance value L of the reactor 16 decreases as the magnetic saturation of the iron core increases.
  • the terminal voltage of the capacitor 40 on the high voltage side is called a voltage E dHi
  • the terminal voltage of the capacitor 42 on the low voltage side is called a voltage E dLo .
  • the voltage detectors 34 and 36 measure the voltages E dHi and E dLo , respectively.
  • the control unit 50 is equipped with general computer hardware such as a CPU (Central Processing Unit), a DSP (Digital Signal Processor), a RAM (RandomAccessMemory), and a ROM (ReadOnlyMemory). , A control program executed by the CPU, a microprogram executed by the DSP, various data, and the like are stored.
  • a control program executed by the CPU a microprogram executed by the DSP, various data, and the like are stored.
  • FIG. 1 the inside of the control unit 50 shows the functions realized by the control program, the micro program, and the like as blocks.
  • control unit 50 includes an operation mode setting unit 52, a current command unit 54, a switching control unit 56, and an inductance value output unit 58.
  • the power conversion device 100 has two operation modes, a high voltage mode MH (first operation mode) and a low voltage mode ML (second operation mode), and the operation mode setting unit 52 , Outputs a mode command signal SM that commands any operation mode.
  • the current command section 54 outputs the current command value i s * is a command value of the current i s.
  • the current command value i s * a value which varies sinusoidally in synchronism with the AC voltage v s.
  • Inductance value output unit 58 based on the current i s of the current detector 10 detects and outputs the inductance value L of the reactor 16.
  • the switching control unit 56 includes a mode command signal SM, the current command value i s *, and the inductance value L, based on, controls the state of the switching circuit 60.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram of the inductance value L of the reactor 16.
  • the reactor 16 is a reactor containing an iron core, and its inductance value L decreases when the iron core is magnetically saturated.
  • the vertical axis of FIG. 2 is the inductance value, the horizontal axis is the current value (absolute value of the current i s).
  • Inductance value output unit 58 (see FIG. 1), when the current i s from the current detector 10 is supplied, the absolute value
  • the inductance value output unit 58 is not limited to the one provided with a table, and d ⁇ / dt may be calculated by polynomial calculation or the like.
  • FIG. 3 is an operation explanatory view of the power conversion device 100.
  • Power conversion apparatus 100 in the positive half cycle of the AC voltage v s, may take the state ST1 ⁇ ST4 shown.
  • the element shown by the solid line in FIG. 3 is the element through which a significant current flows, and the other elements are shown by the broken line.
  • the reactors 16a and 16b shown in FIG. 1 are shown as one reactor 16 in FIG.
  • the power conversion apparatus 100 in the positive half cycle of the AC voltage v s, or is selected of the two modes of operation of high-voltage mode MH and a low voltage mode ML.
  • High voltage mode MH is selected when a relatively high AC voltage v s
  • the low-voltage mode ML is the AC voltage v s is selected when a relatively low.
  • the states ST1 and ST2 are switched alternately.
  • the states ST3 and ST4 are alternately switched. That is, in either the high voltage mode MH and a low voltage mode ML, will also AC voltage v s is modulated PWM (Pulse Width Modulation).
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIG. 4 is a diagram showing a waveform example of each part in the present embodiment.
  • the AC voltage v s indicates a positive half-cycle waveform, the AC voltage v s varies sinusoidally.
  • Time t20 and time t32 becomes the zero-crossing point of the AC voltage v s.
  • the output voltage Ed is constant during the period shown in the figure.
  • the voltage ⁇ E d is equal to the voltage E dLo (see FIG. 1) as described above.
  • the voltage ratio ⁇ is set to a value larger than 0.5.
  • the waveform of the voltage .alpha.E d and voltage .alpha.E d + v s also indicated by broken lines.
  • the high voltage period TH in the figure is a period in which the high voltage mode MH (see FIG. 3) is applied, and the low voltage period TL is a period in which the low voltage mode ML is applied.
  • the duty ratios D HALF and D SHORT are values obtained based on the above equations (5) and (6).
  • the duty ratios D HALF and D SHORT are indicated by a solid line for the period in which they are actually applied, and are indicated by a broken line in the sections that are not applicable.
  • the illustrated example it is set to a period in which "v s> .alpha.E d" is established as a high-voltage period TH, the other periods the low voltage period TL.
  • This is an example of the shortest high voltage period TH. That is, the high voltage period TH can be longer in the front-rear direction than the period shown in the figure, but cannot be shorter than the period shown in the figure. The reason is that the low-voltage mode ML in the period in which the "v s> ⁇ E d" is because that can not be adopted.
  • the low voltage mode ML is selected by the control unit 50 during the period from time t20 to t24 and time t28 to t32, and the duty ratio D SHORT is applied.
  • the high voltage mode MH is selected by the control unit 50, and the duty ratio D HALF is applied.
  • the operation mode setting unit 52 in the control unit 50 calculates the voltage ratio ⁇ based on the detection results of the voltage detectors 34 and 36. Further, the operation mode setting unit 52 stores the voltage ratio command value ⁇ * (not shown) which is the command value of the voltage ratio ⁇ , and the mode is such that the voltage ratio ⁇ approaches the voltage ratio command value ⁇ *.
  • the command signal SM is output. That is, if " ⁇ ⁇ * ", the low voltage period TL is lengthened, and if " ⁇ > ⁇ * ", the low voltage period TL is shortened, and the mode command signal SM is output.
  • the current command section 54 the output voltage E d, to be close to the command value at which the output voltage command value E d * (not shown), and outputs a current command value i s *. That is, ⁇ if "E d *, to increase the amplitude of the current command value i s *," E d E d '> If E d * ", to reduce the amplitude of the current command value i s *.
  • the switching control unit 56 controls the state of the switching circuit 60. More specifically, the switching control unit 56 calculates the duty ratio of one of the duty ratios D HALF and D SHORT according to the mode command signal SM based on the above equation (5) or (6). ..
  • the switching control unit 56 sets any of the states ST1 to ST4 (see FIG. 3) in the switching circuit 60 so as to realize the calculated duty ratio.
  • Current i s obtained by the present embodiment, a waveform close to a sine wave as shown.
  • the level of current i s is smoothly increased. This is because the duty ratio D HALF is continuously changed so that the period during which the switching circuit 60 is in the state ST2 is continuously reduced.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a current effective value and a ripple component according to a voltage ratio ⁇ .
  • the horizontal axis is the voltage ratio ⁇
  • the vertical axis is the current value.
  • the power supply current effective value I R shown by the solid line, when the load device 104 that is in a certain value of the current flowing in (see FIG. 1), the effective value of the current i s.
  • the voltage ratio command value ⁇ * is in the range of “0.5 ⁇ * ”.
  • the larger the voltage ratio ⁇ the larger the power supply current ripple component i RPL .
  • the power supply current ripple component i RPL is more than twice that when the voltage ratio ⁇ is 0.5. This phenomenon is caused by the fact that since the small and inexpensive reactor 16 is applied, the rush current flowing through the reactor 16 becomes large when the state is switched from ST3 to ST4 in the low voltage mode ML (see FIG. 3).
  • the voltage ratio ⁇ or the voltage ratio command value ⁇ * is set to “0.5 ⁇ * ⁇ 0”. It is preferably in the range of "0.6". Further, when the voltage ratio alpha or voltage ratio command value alpha * in the range of "0.52 to 0.58", can suppress both the supply current effective value I R and the power supply current ripple component i RPL considerably low levels Therefore, it is more preferable.
  • FIG. 6 is a diagram showing a waveform example of each part in the comparative example.
  • Level of the AC voltage v s and the output voltage E d are the same as those of FIG. 4 described above. However, in FIG. 6, the time of the zero-crossing point of the AC voltage v s and t0 and t12. Further, since the voltage ratio command value ⁇ * is 0.5 in this comparative example, the voltage ratio ⁇ is also approximately 0.5. Therefore, the level of the voltage ⁇ E d is slightly lower than that in FIG.
  • the period during which established the "v s> ⁇ E d" and the high voltage period TH is the period during which established the "v s> ⁇ E d" and the high voltage period TH. That is, the period from time t4 to t8 is the high voltage period TH, and the period from time t0 to t4 and t8 to t12 is the low voltage period TL.
  • the high voltage period TH shown in the figure is the shortest example in this comparative example. However, the high voltage period TH shown in FIG. 6 is longer than the high voltage period TH shown in FIG. 4 because the voltage ratio ⁇ is approximately 0.5.
  • the operation mode setting unit 52 switches the operation mode to the high voltage mode MH.
  • the duty ratio D HALF because it has become the maximum value (100%)
  • the power conversion device (100) of the present embodiment includes a first capacitor (40), a second capacitor (42) connected in series to the low voltage side of the first capacitor (40), and a reactor.
  • the switching circuit (60), and the terminal voltage (E dLo ) of the second capacitor (42) are the terminal voltage of the series circuit formed by the first and second capacitors (40, 42).
  • a control unit (50) that controls the switching circuit (60) so that the voltage ratio ( ⁇ ) divided by (E d ) approaches the voltage ratio command value ( ⁇ * ) larger than 0.5 is provided.
  • control unit (50) includes an inductance value output unit (58) that outputs an inductance value (L) that changes according to the current flowing through the reactor (16), and the control unit (50) has an inductance value (L). ) Is used to control the state of the switching circuit (60). As a result, the control unit (50) can control the switching circuit (60) based on the inductance value (L) that changes according to the current.
  • the voltage ratio command value ( ⁇ * ) is a value larger than 0.5 and smaller than 0.6.
  • the power supply current ripple component can be controlled to a low level while increasing the efficiency of the power converter (100).
  • control unit (50) alternately selects the first and second states (ST1, ST2) in the first duty ratio (D HALF ) as the operation mode, or the first operation mode (MH).
  • operation mode setting unit (52) that sets one of the second operation modes (ML) that alternately selects the third and fourth states (ST3, ST4) in the second duty ratio (D SHORT ).
  • the switching control unit (56) includes a switching control unit (56) that controls the switching circuit (60) according to the operation mode, and the operation mode of the switching control unit (56) is changed from the second operation mode (ML) to the first operation mode.
  • the first duty ratio (D HALF ) is continuously changed so that the period during which the switching circuit (60) is in the second state (ST2) is continuously reduced.
  • the efficiency of the power conversion device (100) can be further improved.
  • FIG. 7 is a refrigerant cycle system diagram of the air conditioner 900 according to the second embodiment of the present invention.
  • the air conditioner 900 of the present embodiment includes an outdoor unit 960 and an indoor unit 970, and also includes a gas pipe 982 and a liquid pipe 984 for connecting the two.
  • the outdoor unit 960 includes a compressor 950, a four-way valve 962, an outdoor heat exchanger 963, and an outdoor expansion valve 964. These are sequentially connected by pipes (unsigned).
  • the compressor 950 includes a compression mechanism 951 for compressing the refrigerant and a motor 952 for rotationally driving the compression mechanism 951.
  • the outdoor unit 960 includes an outdoor fan 965 and an outdoor fan motor 966. The outdoor fan 965 is rotationally driven by the outdoor fan motor 966 to cool the outdoor heat exchanger 963.
  • the indoor unit 970 includes an indoor heat exchanger 973 and an indoor expansion valve 974. The two are connected to each other by piping (unsigned). Further, the indoor unit 970 includes an indoor fan 975 and an indoor fan motor 976. The indoor fan 975 is rotationally driven by the indoor fan motor 976 to cool the indoor heat exchanger 973.
  • the four-way valve 962 provided in the outdoor unit 960 is a valve that switches the flow of the refrigerant, whereby the cooling operation and the heating operation are switched.
  • the outdoor expansion valve 964 and the indoor expansion valve 974 reduce the pressure of the refrigerant to a low temperature and a low pressure.
  • solid arrows shown along the pipes of the gas pipe 982, the liquid pipe 984, and the like indicate the flow of the refrigerant in the cooling operation of the air conditioner 900.
  • the four-way valve 962 communicates the discharge side of the compressor 950 with the outdoor heat exchanger 963, and communicates the suction side of the compressor 950 with the gas pipe 982, as shown by the solid line.
  • the refrigerant discharged from the compressor 950 is in the form of a high-temperature, high-pressure gas, passes through the four-way valve 962, and flows into the outdoor heat exchanger 963.
  • the gaseous refrigerant flowing into the outdoor heat exchanger 963 exchanges heat with the outdoor air supplied by the outdoor fan 965 and is condensed to become a liquid refrigerant.
  • This liquid refrigerant passes through the outdoor expansion valve 964 and the liquid pipe 984 in the fully open state, and flows into the indoor unit 970.
  • the liquid refrigerant flowing into the indoor unit 970 is depressurized by the indoor expansion valve 974 and becomes a low-temperature low-pressure gas-liquid mixed refrigerant.
  • This low-temperature, low-pressure gas-liquid mixed refrigerant flows into the indoor heat exchanger 973, exchanges heat with the indoor air supplied by the indoor fan 975, and evaporates to become a gaseous refrigerant.
  • the air in the room is cooled by the latent heat of vaporization of the gas-liquid mixed refrigerant, and cold air is sent into the room.
  • the gaseous refrigerant flowing out of the indoor unit 120 passes through the gas pipe 982 and is returned to the outdoor unit 960.
  • the gaseous refrigerant returned to the outdoor unit 960 passes through the four-way valve 962, is sucked into the compressor 950, and is compressed again here to form a series of refrigerant cycles.
  • the power conversion device 100 converts the AC power supplied from the AC power supply 102 into DC power and supplies it to the inverter 106.
  • the inverter 106 converts the supplied DC power into three-phase AC power of an arbitrary frequency and drives the motor 952.
  • the configuration of the power conversion device 100 is the same as that of the first embodiment (see FIG. 1).
  • the inverter 106 corresponds to the load device 104 in FIG.
  • the highly efficient power conversion device 100 can be constructed at low cost as in the first embodiment, and the highly efficient air conditioner 900 can be realized.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications are possible.
  • the above-described embodiments are exemplified for easy understanding of the present invention, and are not necessarily limited to those having all the configurations described. Further, it is possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment, and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment. Further, it is possible to delete a part of the configuration of each embodiment, or add / replace another configuration.
  • the control lines and information lines shown in the figure show what is considered necessary for explanation, and do not necessarily show all the control lines and information lines necessary for the product. In practice, it can be considered that almost all configurations are interconnected. Possible modifications to the above embodiment are, for example, as follows.
  • the power conversion device 100 of the first embodiment includes not only the air conditioner 900 of the second embodiment, but also a refrigerator, a washing machine, a vacuum cleaner, an industrial machine, an electric vehicle, a railroad vehicle, a ship, an elevator, and an escalator. Etc., and can be applied to various electric devices. As a result, in these electric devices, distortion of the power supply current can be suppressed while enabling miniaturization of the reactor.

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Abstract

リアクタの小型化を可能にしつつ電源電流の歪を抑制できる電力変換装置を実現する。そのため、電力変換装置（１００）は、交流電源（１０２）によって第１および第２のコンデンサ（４０，４２）の双方を充電する第１の状態と、交流電源（１０２）によって第１のコンデンサ（４０）を充電する第２の状態と、交流電源（１０２）によって第２のコンデンサ（４２）を充電する第３の状態と、リアクタ（１６）を交流電源（１０２）に接続する第４の状態と、のうち何れかの状態を選択できるスイッチング回路（６０）と、第２のコンデンサ（４２）の端子電圧（ＥdLo）を第１および第２のコンデンサ（４０，４２）が成す直列回路の端子電圧である出力電圧（Ｅd）で除算した電圧比（α）を、０．５よりも大きい電圧比指令値に近づけるようにスイッチング回路（６０）を制御する制御部（５０）と、を備える。

Description

電力変換装置および空気調和機
　本発明は、電力変換装置および空気調和機に関する。
　単相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路においては、電源短絡によってリアクタにエネルギを貯め、整流動作時にリアクタのエネルギを放出する動作を繰り返すものが知られている。また、この種の電力変換回路においては、直列接続された２個のコンデンサを適用するものが知られている。これら２個のコンデンサの電圧について、例えば、下記特許文献１の明細書、段落００１５には、「本発明によれば、第１の電圧検出手段により複数のコンデンサの両端間の電圧を検出し、第２の電圧検出手段により複数のコンデンサのうち低電位側に位置するコンデンサの電圧を検出し、第３の電圧検出手段により第１の電圧検出手段の検出電圧と第２の電圧検出手段の検出電圧の差分から高電位側に位置するコンデンサの電圧を検出するようにしたので、複数のコンデンサの耐圧保護および電圧の平衡制御が可能となり、リアクタを小型化することができる。また、複数のコンデンサの電圧不平衡をフィードバックにより抑制できるため、複数のコンデンサの電圧変動を抑制でき、コンデンサ容量の経年劣化による回路の発煙・発火を防ぐことができる。」と記載されている。
　また、下記特許文献２の明細書の段落００５１には、「したがって、交流電源１の同一極性中に第１のコンデンサ６および第２のコンデンサ７が充電され、出力電圧Ｖｏの１／２のバランスが保たれるように第１のスイッチ手段３と第２のスイッチ手段４をバランス良く動作させる必要がある。」と記載されている。
特開２００９－２６１０７７号公報 特開２０１０－６８５５２号公報
　近年、半導体部品の低価格化に伴って、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路においては、受動素子であるリアクタのコスト比率が高くなりつつある。このため、リアクタを小型化して、さらなる低コスト化を実現することが望まれている。しかし、リアクタを小型化すると、磁気飽和によってインダクタンスが低下しやすくなり、電流リプルが大きくなりやすい。そのため、リアクタを小型化するに伴って、リアクタに流れる電流を抑制することが望まれている。一方、リアクタに流れる電流を抑制した場合、特許文献１，２に記載された技術のように直列接続された２個のコンデンサの電圧が等しくなるように制御すると、電源電流の歪が大きくなることがある。
　この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、リアクタの小型化を可能にしつつ電源電流の歪を抑制できる電力変換装置および空気調和機を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するため本発明の電力変換装置は、第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサの低圧側に直列接続された第２のコンデンサと、リアクタと、交流電源によって前記第１および第２のコンデンサの双方を充電する第１の状態と、前記交流電源によって前記第１のコンデンサを充電する第２の状態と、前記交流電源によって前記第２のコンデンサを充電する第３の状態と、前記リアクタを前記交流電源に接続する第４の状態と、のうち何れかの状態を選択できるスイッチング回路と、前記第２のコンデンサの端子電圧を前記第１および第２のコンデンサが成す直列回路の端子電圧である出力電圧で除算した電圧比を、０．５よりも大きい電圧比指令値に近づけるように前記スイッチング回路を制御する制御部と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、リアクタの小型化を可能にしつつ電源電流の歪を抑制できる。
本発明の第１実施形態による電力変換装置のブロック図である。 リアクタのインダクタンス値の特性図である。 電力変換装置の動作説明図である。 第１実施形態における各部の波形例を示す図である。 電圧比に応じた電流実効値およびリプル成分の例を示す図である。 比較例における各部の波形例を示す図である。 本発明の第２実施形態による空気調和機の冷媒系統図である。
［第１実施形態］
〈第１実施形態の構成〉
　図１は、本発明の第１実施形態による電力変換装置１００のブロック図である。
　電力変換装置１００は、交流電源１０２から供給された交流電圧ｖsを直流電圧である出力電圧Ｅdに変換し、負荷装置１０４に印加するものである。電力変換装置１００は、電流検出器１０と、電圧検出器１２，３４，３６と、リアクタ１６ａ，１６ｂと、ブリッジ回路２０と、双方向スイッチ３０，３２と、コンデンサ４０，４２（第１および第２のコンデンサ）と、制御部５０と、を備えている。
　ブリッジ回路２０は、ブリッジ接続された４個のスイッチング素子２２，２４，２６，２８と、これらに各々逆並列接続された４個のダイオード（符号なし）と、を備えている。スイッチング素子２２，２４の接続点は、リアクタ１６ａを介して交流電源１０２の一端に接続されている。また、スイッチング素子２６，２８の接続点は、リアクタ１６ｂを介して交流電源１０２の他端に接続されている。
　また、双方向スイッチ３０は、スイッチング素子２２，２４の接続点と、コンデンサ４０，４２の接続点との間に接続されている。また、双方向スイッチ３２は、スイッチング素子２６，２８の接続点と、コンデンサ４０，４２の接続点との間に接続されている。電流検出器１０は交流電源１０２に流れる電流ｉsを測定し、電圧検出器１２は交流電圧ｖsを測定する。
　リアクタ１６ａ，１６ｂを総称して「リアクタ１６」と呼ぶことがある。リアクタ１６は、鉄心入りのリアクタであり、リアクタ１６のインダクタンス値Ｌは、鉄心の磁気飽和が大きくなるほど減少する。また、高圧側のコンデンサ４０の端子電圧を電圧ＥdHiと呼び、低圧側のコンデンサ４２の端子電圧を電圧ＥdLoと呼ぶ。また、ＥdLo／Ｅdを電圧比αと呼ぶ。従って、ＥdLo＝αＥdとなり、ＥdHi＝（１－α）Ｅdとなる。電圧検出器３４，３６は、それぞれ電圧ＥdHi，ＥdLoを測定する。
　制御部５０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）等、一般的なコンピュータとしてのハードウエアを備えており、ＲＯＭには、ＣＰＵによって実行される制御プログラム、ＤＳＰによって実行されるマイクロプログラムおよび各種データ等が格納されている。図１において、制御部５０の内部は、制御プログラムおよびマイクロプログラム等によって実現される機能を、ブロックとして示している。
　すなわち、制御部５０は、動作モード設定部５２と、電流指令部５４と、スイッチング制御部５６と、インダクタンス値出力部５８と、を備えている。詳細は後述するが、電力変換装置１００には、高電圧モードＭＨ（第１の動作モード）および低電圧モードＭＬ（第２の動作モード）という２つの動作モードがあり、動作モード設定部５２は、何れかの動作モードを指令するモード指令信号ＳＭを出力する。
　また、電流指令部５４は、電流ｉsの指令値である電流指令値ｉs *を出力する。本実施形態において、電流指令値ｉs *は、交流電圧ｖsに同期して正弦波状に変化する値になる。インダクタンス値出力部５８は、電流検出器１０が検出した電流ｉsに基づいて、リアクタ１６のインダクタンス値Ｌを出力する。スイッチング制御部５６は、モード指令信号ＳＭと、電流指令値ｉs *と、インダクタンス値Ｌと、に基づいて、スイッチング回路６０の状態を制御する。
　図２は、リアクタ１６のインダクタンス値Ｌの特性図である。
　上述したように、リアクタ１６は鉄心入りのリアクタであり、そのインダクタンス値Ｌは鉄心が磁気飽和すると減少する。図２の縦軸はインダクタンス値であり、横軸は電流値（電流ｉsの絶対値）である。図２におけるインダクタンス値Ｌ0は、磁気飽和が無かったと仮定した場合（換言すれば電流ｉsがゼロである場合）のインダクタンス値であり、Ｌ＝ｄΦ／ｄｔは、実際のインダクタンス値である。
　インダクタンス値出力部５８（図１参照）は、電流検出器１０から電流ｉsが供給されると、その絶対値｜ｉs｜と、Ｌ＝ｄΦ／ｄｔの特性と、に基づいて、インダクタンス値Ｌを出力する。より具体的には、インダクタンス値出力部５８は、図２におけるＬ＝ｄΦ／ｄｔのサンプリング値（黒矩形で示す点の値）をテーブル内に記憶しており、｜ｉs｜に基づいてサンプリング値を補間演算してインダクタンス値Ｌを算出する。なお、インダクタンス値出力部５８は、テーブルを設けるものに限られず、多項式演算等によってｄΦ／ｄｔを算出するようにしてもよい。
〈第１実施形態の動作〉
　図３は、電力変換装置１００の動作説明図である。
　電力変換装置１００は、交流電圧ｖsの正の半周期において、図示の状態ＳＴ１～ＳＴ４を採り得る。図３において実線で示した要素は有意な電流が流れる要素であり、他の要素は破線で示す。また、図１に示したリアクタ１６ａ，１６ｂは、図３では１個のリアクタ１６として図示している。
　状態ＳＴ１（第１の状態）においては、スイッチング素子２２，２８がオン状態であり、スイッチング素子２４，２６および双方向スイッチ３０，３２がオフ状態である。従って、状態ＳＴ１においては、下式（１）が成立する。
　Ｌ・ｄｉs／ｄｔ＝ｖs－Ｅd　　　　　　　　　　　　…（１）
　また、状態ＳＴ２（第２の状態）においては、スイッチング素子２２および双方向スイッチ３２がオン状態であり、スイッチング素子２４，２６，２８および双方向スイッチ３０がオフ状態である。従って、状態ＳＴ２においては、下式（２）が成立する。
　Ｌ・ｄｉs／ｄｔ＝ｖs－ＥdHi＝ｖs－（１－α）Ｅd　…（２）
　また、状態ＳＴ３（第３の状態）においては、スイッチング素子２８および双方向スイッチ３０がオン状態であり、スイッチング素子２２，２４，２６および双方向スイッチ３２がオフ状態である。従って、状態ＳＴ３においては、下式（３）が成立する。
　Ｌ・ｄｉs／ｄｔ＝ｖs－ＥdLo＝ｖs－αＥd　　　　　…（３）
　また、状態ＳＴ４（第４の状態）においては、スイッチング素子２４，２８がオン状態であり、スイッチング素子２２，２６および双方向スイッチ３０，３２がオフ状態である。従って、状態ＳＴ４においては、下式（４）が成立する。
　Ｌ・ｄｉs／ｄｔ＝ｖs　　　　　　　　　　　　　　…（４）
　また、電力変換装置１００は、交流電圧ｖsの正の半周期において、高電圧モードＭＨおよび低電圧モードＭＬという２つの動作モードのうち何れかが選択される。高電圧モードＭＨは、交流電圧ｖsが比較的高いときに選択され、低電圧モードＭＬは、交流電圧ｖsが比較的低いときに選択される。高電圧モードＭＨにおいては、状態ＳＴ１，ＳＴ２が交互に切り替えられる。同様に、低電圧モードＭＬにおいては、状態ＳＴ３，ＳＴ４が交互に切り替えられる。すなわち、高電圧モードＭＨおよび低電圧モードＭＬの何れにおいても、交流電圧ｖsがＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調されることになる。なお、交流電圧ｖsの負の半周期においては、正の半周期とは対称的な動作を行うため、図示を省略する。
　高電圧モードＭＨにおいて、状態がＳＴ２になるデューティ比をＤHALF（第１のデューティ比）とすると、電流指令値ｉs *に対応するデューティ比ＤHALFは下式（５）によって求められる。
　Ｌ・ｄｉs *／ｄｔ＝ｖs－（１－αＤHALF）Ｅd
　∴ＤHALF＝（１／α）（１－（ｖs－Ｌ・ｄｉs *／ｄｔ）／Ｅd）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（５）
　また、低電圧モードＭＬにおいて、状態がＳＴ４になるデューティ比をＤSHORT（第２のデューティ比）とすると、電流指令値ｉs *に対応するデューティ比ＤSHORTは下式（６）によって求められる。
　Ｌ・ｄｉs *／ｄｔ＝ｖs－（１－αＤSHORT）
　∴ＤSHORT＝（１／α）（１－（ｖs－Ｌ・ｄｉs *／ｄｔ）／Ｅd）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（６）
　図４は本実施形態における各部の波形例を示す図である。
　図４において、交流電圧ｖsは、正の半周期の波形を示しており、交流電圧ｖsは正弦波状に変化する。時刻ｔ20および時刻ｔ32が交流電圧ｖsのゼロクロス点になる。また、出力電圧Ｅdは図示の期間において一定である。また、電圧αＥdは、上述のように、電圧ＥdLo（図１参照）に等しい。そして、本実施形態においては、電圧比αは０．５よりも大きい値に設定される。図４においては、電圧αＥdおよび電圧αＥd＋ｖsの波形も、破線によって示す。
　電流指令値ｉs *の波形については図示を省略するが、交流電圧ｖsと同周期の正弦波状の波形になる。図中の高電圧期間ＴＨは、高電圧モードＭＨ（図３参照）が適用される期間であり、低電圧期間ＴＬは、低電圧モードＭＬが適用される期間である。デューティ比ＤHALF，ＤSHORTは、上述の式（５），（６）に基づいて求められた値である。デューティ比ＤHALF，ＤSHORTは、実際に適用される期間を実線で示し、適用外の区間を破線で示す。
　図示の例では、「ｖs＞αＥd」が成立する期間を高電圧期間ＴＨとし、その他の期間を低電圧期間ＴＬとしている。これは、高電圧期間ＴＨを最も短くした例である。すなわち、高電圧期間ＴＨは、図示の期間よりも前後方向に長くできるが、図示の期間よりも短くすることはできない。その理由は、「ｖs＞αＥd」となる期間において低電圧モードＭＬは採用できないためである。
　このように、図４に示す例においては、時刻ｔ20～ｔ24，時刻ｔ28～ｔ32の期間は制御部５０によって低電圧モードＭＬが選択され、デューティ比ＤSHORTが適用される。一方、時刻ｔ24～ｔ28の期間は制御部５０によって高電圧モードＭＨが選択され、デューティ比ＤHALFが適用される。
　図１に戻り、制御部５０における動作モード設定部５２は、電圧検出器３４，３６の検出結果に基づいて電圧比αを演算する。また、動作モード設定部５２は、電圧比αの指令値である電圧比指令値α*（図示せず）を記憶しており、電圧比αを電圧比指令値α*に近づけるように、モード指令信号ＳＭを出力する。すなわち、「α＜α*」であれば低電圧期間ＴＬを長くし、「α＞α*」であれば低電圧期間ＴＬを短くするように、モード指令信号ＳＭを出力する。
　また、電流指令部５４は、出力電圧Ｅdを、その指令値である出力電圧指令値Ｅd *（図示せず）に近づけるように、電流指令値ｉs *を出力する。すなわち、「Ｅd＜Ｅd *」であれば、電流指令値ｉs *の振幅を大きくし、「Ｅd＞Ｅd *」であれば、電流指令値ｉs *の振幅を小さくする。
　上述したように、スイッチング制御部５６は、モード指令信号ＳＭと、電流指令値ｉs *と、インダクタンス値Ｌと、に基づいて、スイッチング回路６０の状態を制御する。より具体的には、スイッチング制御部５６は、上述した式（５）または（６）に基づいて、デューティ比ＤHALF，ＤSHORTのうち、モード指令信号ＳＭに応じた一方のデューティ比を算出する。
　そして、スイッチング制御部５６は、算出したデューティ比を実現するように状態ＳＴ１～ＳＴ４（図３参照）のうち何れかをスイッチング回路６０に設定する。本実施形態によって得られる電流ｉsは、図示のように正弦波に近い波形になる。特に、時刻ｔ24の付近の、破線で示す領域Ｐ２において、電流ｉsのレベルは、滑らかに上昇している。これは、スイッチング回路６０が状態ＳＴ２になる期間が連続的に減少するように、デューティ比ＤHALFが連続的に変化することによる。
　図５は、電圧比αに応じた電流実効値およびリプル成分の例を示す図である。
　図５において、横軸は電圧比αであり、縦軸は電流値である。また、実線で示す電源電流実効値ＩRは、負荷装置１０４（図１参照）に流れる電流をある一定値にしたときの、電流ｉsの実効値である。また、破線で示す電源電流リプル成分ｉRPLは、交流電圧ｖsに対するＰＷＭ変調によって、電流ｉsに生じるリプル成分のレベルを示している。
　図示のように、電圧比αが０．５～０．６の範囲では、電圧比αが小さくなるほど、実効値ＩRが大きくなっていることが解る。これは、電流ｉsの歪が大きくなるため、電力変換装置１００の効率が悪化することを意味する。なお、電圧比αが小さくなるほど電流ｉsの歪が大きくなる理由については、後述する比較例において説明する。図５に示す特性例によれば、電力変換装置１００を効率よく動作させるためには、電圧比指令値α*は「０．５＜α*」の範囲にすることが好ましい。
　また、図示の範囲では、電圧比αが大きくなるほど、電源電流リプル成分ｉRPLが大きくなっている。特に、電圧比αが０．６であるとき、電源電流リプル成分ｉRPLは、電圧比αが０．５のときの２倍以上になっている。この現象は、小型・安価なリアクタ１６を適用したため、低電圧モードＭＬ（図３参照）において状態がＳＴ３からＳＴ４に切り替わる際、リアクタ１６に流れるラッシュカレントが大きくなることに起因している。ここで、「小型・安価なリアクタ１６」とは、α＝０．６のときの電源電流リプル成分ｉRPLがα＝０．５のときと比較して、「１．２倍以上」または「１．５倍以上」と考えることができ、また、図５の例のように「２倍以上」と考えることができる。
　従って、図示の例においては、電力変換装置１００の効率を確保し電源電流リプル成分ｉRPLを抑制するためには、電圧比αまたは電圧比指令値α*を「０．５＜α*＜０．６」の範囲にすることが好ましい。また、電圧比αまたは電圧比指令値α*を「０．５２～０．５８」の範囲にすると、電源電流実効値ＩRおよび電源電流リプル成分ｉRPLの双方を相当に低いレベルに抑制できるため、さらに好ましい。
〈比較例〉
　次に、本実施形態の効果を明確にするため、比較例について説明する。なお、以下の説明において、上述した第１実施形態の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。比較例の構成および全体的な動作は、上述した第１実施形態（図１～図５）のものと同様である。但し、本比較例は、電圧比指令値α*が０．５に設定されている点で、第１実施形態とは異なる。
　図６は、比較例における各部の波形例を示す図である。交流電圧ｖsおよび出力電圧Ｅdのレベルは、上述した図４のものと同様である。但し、図６において、交流電圧ｖsのゼロクロス点の時刻をｔ0およびｔ12とする。また、本比較例において電圧比指令値α*は０．５であるため、電圧比αも、ほぼ０．５になる。従って、図４と比較すると、電圧αＥdのレベルは、若干下がっている。
　図示の例は、「ｖs＞αＥd」が成立する期間を高電圧期間ＴＨとしている。すなわち、時刻ｔ4～ｔ8の期間が高電圧期間ＴＨであり、時刻ｔ0～ｔ4，ｔ8～ｔ12の期間が低電圧期間ＴＬである。そして、図示の高電圧期間ＴＨは、本比較例において最も短くした例である。但し、電圧比αがほぼ０．５であることに起因して、図６に示す高電圧期間ＴＨは、図４の高電圧期間ＴＨよりも長くなっている。
　時刻ｔ4において交流電圧ｖsが電圧αＥd＝０．５Ｅdに一致すると、動作モード設定部５２（図１参照）は動作モードを高電圧モードＭＨに切り替える。しかし、時刻ｔ4～ｔ6の期間において、デューティ比ＤHALFは最大値（１００％）になっているため、電流ｉsを充分に上昇させることができない。このため、特に時刻ｔ4～ｔ6付近の、破線で示す領域Ｐ１において、電流ｉsが歪んでいる。
　なお、領域Ｐ１において、状態ＳＴ１，ＳＴ４（図３参照）を交互に切り替えるようにすると、電流ｉsをスムーズに上昇させることが可能である。しかし、この動作を行うと、リアクタ１６に流れるラッシュカレントが大きくなるため、リアクタ１６に磁気飽和が起こりやすくなる。これにより、電源電流リプル成分ｉRPL（図５参照）が非常に大きくなるという問題が生じる。
〈第１実施形態の効果〉
　以上のように本実施形態の電力変換装置（１００）は、第１のコンデンサ（４０）と、第１のコンデンサ（４０）の低圧側に直列接続された第２のコンデンサ（４２）と、リアクタ（１６）と、スイッチング回路（６０）と、第２のコンデンサ（４２）の端子電圧（ＥdLo）を第１および第２のコンデンサ（４０，４２）が成す直列回路の端子電圧である出力電圧（Ｅd）で除算した電圧比（α）を、０．５よりも大きい電圧比指令値（α*）に近づけるようにスイッチング回路（６０）を制御する制御部（５０）と、を備える。これにより、本実施形態によれば、リアクタの小型化を可能にしつつ電源電流の歪を抑制できる。
　また、制御部（５０）は、リアクタ（１６）に流れる電流に応じて変化するインダクタンス値（Ｌ）を出力するインダクタンス値出力部（５８）を備え、制御部（５０）は、インダクタンス値（Ｌ）に基づいてスイッチング回路（６０）の状態を制御する。これにより、制御部（５０）は、電流に応じて変化するインダクタンス値（Ｌ）に基づいて、スイッチング回路（６０）を制御することができる。
　また、電圧比指令値（α*）は、０．５よりも大きく０．６よりも小さい値である。これにより、電力変換装置（１００）の効率を高くしつつ、電源電流リプル成分を低いレベルに制御できる。
　また、制御部（５０）は、動作モードとして、第１のデューティ比（ＤHALF）で第１および第２の状態（ＳＴ１，ＳＴ２）を交互に選択する第１の動作モード（ＭＨ）、または第２のデューティ比（ＤSHORT）で第３および第４の状態（ＳＴ３，ＳＴ４）を交互に選択する第２の動作モード（ＭＬ）のうち何れかを設定する動作モード設定部（５２）と、動作モードに応じてスイッチング回路（６０）を制御するスイッチング制御部（５６）と、を備え、スイッチング制御部（５６）は、動作モードが第２の動作モード（ＭＬ）から第１の動作モード（ＭＨ）に切り替わった際、スイッチング回路（６０）が第２の状態（ＳＴ２）になる期間が連続的に減少するように第１のデューティ比（ＤHALF）を連続的に変化させる。
　これにより、交流電源（１０２）から流れる電流をスムーズに変化させることができ、電力変換装置（１００）の効率を一層高めることができる。
［第２実施形態］
　図７は、本発明の第２実施形態による空気調和機９００の冷媒サイクル系統図である。
　図７に示すように、本実施形態の空気調和機９００は、室外機９６０と、室内機９７０と、を備えるとともに、両者を接続するガス配管９８２と、液配管９８４と、を備えている。
　そして、室外機９６０は、圧縮機９５０と、四方弁９６２と、室外熱交換器９６３と、室外膨張弁９６４と、を備えている。これらは、配管（符号なし）によって順次接続されている。圧縮機９５０は、冷媒を圧縮する圧縮機構９５１と、これを回転駆動するモータ９５２と、を備えている。さらに、室外機９６０は、室外ファン９６５と、室外ファンモータ９６６と、を備えている。室外ファン９６５は、室外ファンモータ９６６によって回転駆動され、室外熱交換器９６３を冷却する。
　また、室内機９７０は、室内熱交換器９７３と、室内膨張弁９７４と、を備えている。両者は、配管（符号なし）によって相互に接続されている。また、室内機９７０は、室内ファン９７５と、室内ファンモータ９７６と、を備えている。室内ファン９７５は室内ファンモータ９７６によって回転駆動され、室内熱交換器９７３を冷却する。室外機９６０に設けられた四方弁９６２は、冷媒の流れを切り替える弁であり、これにより冷房運転と暖房運転とが切り替わる。室外膨張弁９６４と室内膨張弁９７４とは、冷媒を減圧して低温低圧にする。
　図７において、ガス配管９８２、液配管９８４等の配管に沿って示した実線の矢印は、空気調和機９００の冷房運転における冷媒の流れを示している。
　冷房運転において、四方弁９６２は、実線で示すように、圧縮機９５０の吐出側と室外熱交換器９６３とを連通させ、圧縮機９５０の吸入側とガス配管９８２とを連通させる。圧縮機９５０から吐出される冷媒は、高温高圧のガス状であり、四方弁９６２を通過して、室外熱交換器９６３に流れる。室外熱交換器９６３に流入したガス状の冷媒は、室外ファン９６５によって供給される室外の空気と熱交換して凝縮され、液状の冷媒となる。この液状の冷媒は、全開状態の室外膨張弁９６４および液配管９８４を通過して、室内機９７０に流入する。
　室内機９７０に流入した液状の冷媒は、室内膨張弁９７４によって減圧され、低温低圧のガス液混合状の冷媒となる。この低温低圧のガス液混合状の冷媒は、室内熱交換器９７３に流入して、室内ファン９７５によって供給される室内の空気と熱交換されて蒸発し、ガス状の冷媒となる。この際、室内の空気は、ガス液混合状の冷媒の蒸発潜熱によって冷却され、冷風が部屋内に送られる。その後、室内機１２０から流出したガス状の冷媒は、ガス配管９８２を通過し、室外機９６０に戻される。室外機９６０に戻されたガス状の冷媒は、四方弁９６２を通過し、圧縮機９５０に吸入され、再度ここで圧縮されることによって、一連の冷媒サイクルが形成される。
　電力変換装置１００は、交流電源１０２から供給された交流電力を直流電力に変換しインバータ１０６に供給する。インバータ１０６は、供給された直流電力を任意の周波数の三相交流電力に変換し、モータ９５２を駆動する。なお、電力変換装置１００の構成は第１実施形態のもの（図１参照）と同様である。インバータ１０６は、図１における負荷装置１０４に対応する。
　これにより、本実施形態によれば、第１実施形態と同様に高効率な電力変換装置１００を安価に構成することができ、高効率な空気調和機９００を実現することができる。
［変形例］
　本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
（１）第１実施形態の電力変換装置１００は、第２実施形態の空気調和機９００のみならず、冷凍機、洗濯機、掃除機、工業機械、電気自動車、鉄道車両、船舶、エレベータ、エスカレータ等、種々の電気機器に適用することができる。これにより、これらの電気機器においては、リアクタの小型化を可能にしつつ電源電流の歪を抑制できる。
１０　電流検出器
１２，３４，３６　電圧検出器
１６，１６ａ，１６ｂ　リアクタ
４０　コンデンサ（第１のコンデンサ）
４２　コンデンサ（第２のコンデンサ）
５０　制御部
５２　動作モード設定部
５４　電流指令部
５６　スイッチング制御部
５８　インダクタンス値出力部
６０　スイッチング回路
１００　電力変換装置
１０２　交流電源
９００　空気調和機
α*　電圧比指令値
α　電圧比
ＤHALF　デューティ比（第１のデューティ比）
ＤSHORT　デューティ比（第２のデューティ比）
Ｅd　出力電圧
Ｌ　インダクタンス値
ＭＨ　高電圧モード（第１の動作モード）
ＭＬ　低電圧モード（第２の動作モード）
ＳＴ１　状態（第１の状態）
ＳＴ２　状態（第２の状態）
ＳＴ３　状態（第３の状態）
ＳＴ４　状態（第４の状態）

Claims (5)

  1. 　第１のコンデンサと、
    　前記第１のコンデンサの低圧側に直列接続された第２のコンデンサと、
    　リアクタと、
    　交流電源によって前記第１および第２のコンデンサの双方を充電する第１の状態と、前記交流電源によって前記第１のコンデンサを充電する第２の状態と、前記交流電源によって前記第２のコンデンサを充電する第３の状態と、前記リアクタを前記交流電源に接続する第４の状態と、のうち何れかの状態を選択できるスイッチング回路と、
    　前記第２のコンデンサの端子電圧を前記第１および第２のコンデンサが成す直列回路の端子電圧である出力電圧で除算した電圧比を、０．５よりも大きい電圧比指令値に近づけるように前記スイッチング回路を制御する制御部と、を備える
    　ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、前記リアクタに流れる電流に応じて変化するインダクタンス値を出力するインダクタンス値出力部を備え、
    　前記制御部は、前記インダクタンス値に基づいて前記スイッチング回路の状態を制御する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記電圧比指令値は、０．５よりも大きく０．６よりも小さい値である
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、
    　動作モードとして、第１のデューティ比で前記第１および第２の状態を交互に選択する第１の動作モード、または第２のデューティ比で前記第３および第４の状態を交互に選択する第２の動作モードのうち何れかを設定する動作モード設定部と、
    　前記動作モードに応じて前記スイッチング回路を制御するスイッチング制御部と、
    　を備え、
    　前記スイッチング制御部は、前記動作モードが前記第２の動作モードから前記第１の動作モードに切り替わった際、前記スイッチング回路が前記第２の状態になる期間が連続的に減少するように前記第１のデューティ比を連続的に変化させる
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　第１のコンデンサと、
    　前記第１のコンデンサの低圧側に直列接続された第２のコンデンサと、
    　リアクタと、
    　交流電源によって前記第１および第２のコンデンサの双方を充電する第１の状態と、前記交流電源によって前記第１のコンデンサを充電する第２の状態と、前記交流電源によって前記第２のコンデンサを充電する第３の状態と、前記リアクタを前記交流電源に接続する第４の状態と、のうち何れかの状態を選択できるスイッチング回路と、
    　前記第２のコンデンサの端子電圧を前記第１および第２のコンデンサが成す直列回路の端子電圧である出力電圧で除算した電圧比を、０．５よりも大きい電圧比指令値に近づけるように前記スイッチング回路を制御する制御部と、を有する電力変換装置を備える
    　ことを特徴とする空気調和機。
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