CN103378754A - 整流电路及采用整流电路的电动机驱动装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能够以较少的开关动作实现进一步的高效化的整流电路。该整流电路具备：交流电抗器，其与交流电源相连接；整流器，其交流侧经由所述交流电抗器与所述交流电源相连接，直流侧与直流负载相连接；多个平滑电容器，其被设置在所述整流器的直流侧和所述直流负载之间且被串联连接；以及双向开关电路，其被设置在所述整流器的交流侧与被串联连接的所述多个平滑电容器的连接点之间，被串联连接的所述多个平滑电容器的各充电电压为不平衡。

Description

整流电路及采用整流电路的电动机驱动装置
技术领域
本发明涉及对永磁同步电动机进行可变速驱动的电动机驱动装置及采用该电动机驱动装置的设备，尤其涉及进行交流电源的整流动作和直流电压的升压动作的整流电路。
背景技术
永磁同步电动机(以下称作“电动机”、或者“PM电动机”)，与感应电动机相比，由于具有高效特性，因此应用范围从家电产品扩展到产业设备或者电动车领域。
另外，关于上述设备，随着防止地球温室化以及节能化的动向，要求在通常运转区域的效率提高(低中速段的高效化)，但为了使设备的使用感提高，同时还要求高输出化(扩大高速段的驱动范围)。
例如，在作为家电产品的空调的情况下，追求兼顾作为节能指标的APF(Annual Performance Factor，年能量消耗率)的提高、和作为高输出化的指标的低温供暖能力(户外气温为2℃的情况下的供暖能力)的提高。
例如，作为电动机驱动装置的高效化(尤其是低中速段)的措施，有通过增加磁铁量以及增加线圈从而实现电动机的低速设计。
另外，作为对低速设计的电动机进行高速驱动的措施之一，有对直流电压进行升压的方式。
另外，作为利用交流电源的倍压整流电路动作对直流电压进行升压的方式，有例如专利文献1、2所记载的方式。根据这些方式，在对上述的直流电压进行升压时，由于可通过与利用了升压斩波电路的方式相比较低速的开关(switching)动作实现升压动作，从而能实现电路损耗的降低。
在专利文献1中公开了如下方法：在一种电路结构中，具备：经由电抗器与交流电源连接的整流器；与上述整流器的输出端子串联连接的电容器；插入到上述整流器的一个输入端子与所述串联连接的电容器间的连接点之间的第1开关单元；插入到上述整流器的另一输入端子与所述串联连接的电容器间的连接点之间的第2开关单元，在该电路结构中，通过对上述第1开关单元和上述第2开关单元以1～5kHz的低频率平衡性良好地进行PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)控制，从而对上述整流器的输入电流进行正弦波化。
另外，在专利文献2中还公开了如下方法：采用与专利文献1同样的电路构成，通过使上述第1开关单元和上述第2开关单元以比电源周期短的周期交替反复执行动作，从而使直流电压升压。
专利文献1：日本特开2010-68552号公报
专利文献2：日本特开2005-110491号公报
然而，在通过增加磁铁量以及线圈而实现的电动机的低速设计化方案中，在高速段产生的感应电压会增大。因此，由于难以实现高速驱动，因而驱动范围被限制，存在电动机的效率大幅降低的问题。
另外，在对直流电压进行升压的方式中，在整流电路中增加升压斩波电路以进行高速开关动作的方法，由于对直流电压进行升压因此存在电路损耗增加的问题。
另外，在专利文献1以及专利文献2中，如上述，通过使第1开关单元和第2开关单元交替执行开关动作，从而可实现电源电流的正弦波化或者直流电压的升压动作，但需要以1kHz以上的高频对两个开关单元进行开关，存在开关损耗大的问题。
发明内容
因而，本发明用于解决这样的问题，其目的在于提供一种整流电路，能够以较少的开关动作实现进一步的高效化。
为了解决上述课题，达成本发明的目的，本发明按照如下方式构成。
即，第1发明的整流电路，其特征在于，具备：交流电抗器，其与交流电源相连接；整流器，其交流侧经由所述交流电抗器与所述交流电源相连接，直流侧与直流负载相连接；多个平滑电容器，其被设置在所述整流器的直流侧和所述直流负载之间且被串联连接；以及双向开关电路，其被设置在所述整流器的交流侧与被串联连接的所述多个平滑电容器的连接点之间，被串联连接的所述多个平滑电容器的各充电电压为不平衡。
另外，第2发明的整流电路，其特征在于，具备：交流电抗器，其与交流电源相连接；整流器，其交流侧经由所述交流电抗器与所述交流电源连接，直流侧与直流负载连接；第1平滑电容器和第2平滑电容器，其被设置在所述整流器的直流侧与所述直流负载之间且被串联连接；以及双向开关电路，其被设置在所述整流器的交流侧与被串联连接的所述第1平滑电容器和所述第2平滑电容器的连接点之间，所述第2平滑电容器的两端电压为比直流电压的一半低的电压，所述第1平滑电容器的两端电压为比直流电压的一半高的电压。
另外，其他方案在实施发明的实施方式中进行说明。
(发明效果)
根据本发明，能够提供一种能够以较少的开关动作实现进一步的高效化的整流电路。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施方式的整流器的电路构成、交流电源与负载之间的连接关系的图。
图2是表示本发明的第1实施方式的电源电压、输入电流、平滑电容器电压、以及双向开关电路的开关元件的选通信号波形的时间图。
图3是表示本发明的第1实施方式的设定为规定的负载、电源电压、平滑电容器电压(高电压侧)、平滑电容器电压(低电压侧)时的模拟结果的图。
图4是表示本发明的第1实施方式的设定为另外的规定的负载、电源电压、平滑电容器电压(高电压侧)、平滑电容器电压(低电压侧)时的模拟结果的图。
图5是表示本发明的第2实施方式中的双向开关电路的另外的开关方法的图，其中的(a)是对选通信号Gsw2进行PWM控制的方式，(b)是基于第1实施方式的开关方法，并用了通过交流电抗器使交流电源短路的短路模式的情况下的方式，其中的(c)是在(a)的开关方式中并用了短路模式的方式。
图6是表示本发明的第2实施方式中的双向开关电路以图5(a)的开关方式(动作条件与图3相同)执行动作的情况下的模拟结果的图。
图7是表示本发明的第2实施方式中的双向开关电路以图5(b)的开关方式(动作条件与图3相同)执行动作的情况下的模拟结果的图。
图8是表示本发明的第2实施方式中的双向开关电路以图5(c)的开关方式(动作条件与图3相同)执行动作的情况下的模拟结果的图。
图9是表示本发明的第2实施方式中的双向开关电路以图5(b)的开关方式(动作条件与图4相同)执行动作的情况下的模拟结果的图。
图10是表示本发明的第2实施方式中的双向开关电路以图5(c)的开关方式(动作条件与图4相同)执行动作的情况下的模拟结果的图。
图11是表示本发明的第3实施方式的电动机驱动装置的整体构成的图。
图12是作为本发明的第3实施方式的电动机驱动装置中的第1例，对根据电动机的转速对直流电压进行控制的情况下的动作进行说明的图。
图13是作为本发明的第3实施方式的电动机驱动装置中的第2例，对按电动机的负载的大小对全波整流电压和最大电压进行切换的情况下的动作进行说明的图。
具体实施方式
以下，参照附图，对实施本发明的实施方式进行说明。
(第1实施方式·整流电路)
参照图1至图4对本发明涉及的整流电路的第1实施方式进行说明。首先，参照图1和图2，针对基本电路构成和基本动作进行说明。
<电路构成>
图1是表示第1实施方式的整流电路10的电路构成、和交流电源1与负载5之间的连接关系的图。
图1中，第1实施方式的整流电路10的构成具备：交流电抗器2、整流器3、平滑电容器组4、双向开关电路6、和控制器9。
从交流电源1被输出的交流电力的一端直接与整流器3、双向开关电路6所具备的整流器61的各个交流侧的端子(双端子)连接，另一端经由交流电抗器2，与整流器3、双向开关电路6所具备的整流器61的各个交流侧的端子(双端子)连接。
整流器61通过二极管611、612、613、614而具有全波整流的功能。整流器61的交流侧的端子由作为二极管611的阳极与二极管613的阴极之间的连接点的第1端子、以及作为二极管612的阳极与二极管614的阴极之间的连接点的第2端子组成。
整流器61的直流侧的端子，由作为二极管611的阴极与二极管612的阴极之间的连接点的第3端子、以及作为二极管613的阳极与二极管614的阳极之间的连接点的第4端子组成。
整流器3也与整流器61同样由四个二极管构成，具有全波整流的功能，具备交流侧的端子和直流侧的端子。
平滑电容器组4具备：串联连接的平滑电容器41(第1平滑电容器)和平滑电容器42(第2平滑电容器)、以及平滑电容器43(第3平滑电容器)。
平滑电容器43，与被串联连接的平滑电容器41和平滑电容器42的两端并联连接。
整流器3的直流侧的端子(双端子)，与被串联连接的平滑电容器41和平滑电容器42的两端、以及平滑电容器43的两端连接。
并且，平滑电容器组4与负载(直流负载)5连接。
另外，被并联连接的平滑电容器43是为了抑制直流电压的脉动而进行连接的。而且，平滑电容器41和平滑电容器42，与后述的本发明的升压动作的功能关联。
双向开关电路6的构成具备：整流器61和开关元件62、63。
开关元件62和开关元件63被串联连接，且与整流器61的直流侧的端子(双端子)相连接。
开关元件62和开关元件63之间的连接点，与平滑电容器组4中的平滑电容器41和平滑电容器42之间的连接点相连接。
开关元件62和开关元件63通过控制器9被控制接通断开(ON/OFF)。关于该控制方法的详细情况后述。
<双向开关电路6的控制方法和整流电路10的动作>
接着，针对双向开关电路6的控制方法和整流电路10的动作进行说明。
《基本思路和控制方法的概要》
在本发明的第1实施方式中，实现以较少的开关次数兼顾高次谐波电流的抑制与直流电压的升压。
在采用两个平滑电容器41、42对直流电压进行升压的过程中，存在对两个平滑电容器41、42进行充电的过程，但由于是根据电源电压(瞬间值)与平滑电容器41、42的充电电压之差而流动输入电流的基本构成，因此升压效率、高次谐波电流的产生状况会因充电方法的不同而不同。
因此，使上述双向开关电路6执行动作以实现：在电源电压(正弦波的瞬间值)小的区域，对被充电至低电压的充电电压Vc2的平滑电容器42进行充电，相反，在电源电压(正弦波的瞬间值)大的区域，对被充电至高电压的充电电压Vc1的平滑电容器41进行充电。
更具体而言，使双向开关电路6执行动作使得上述被串联连接的平滑电容器42成为比直流电压的一半低的电压，使上述被串联连接的平滑电容器41成为比直流电压的一半高的电压(使上述平滑电容器的充电电压变得不平衡)。
采用该方法，由于充电是在存在足够的电位差的状态下进行的，因此充电效率提高，并且由于根据电源电压的输入波形(正弦波)的状态进行充电，因此能降低高次谐波的发生。
另外，双向开关电路6具有：通过交流电抗器2使交流电源1短路的短路模式；对被串联连接的平滑电容器41、42的任意一方进行充电的倍压整流模式；以及对被串联连接的平滑电容器41、42双方进行充电的全波整流充电模式。
而且，设计为采用上述短路模式和上述倍压充电模式以及上述全波整流充电模式进行直流电压的升压动作的构成。
通过以上所述的构成，即使减少上述双向开关电路的开关次数也能够抑制输入电流的高次谐波分量，还能够升压至任意的直流电压。
即，实现以较少的开关次数兼顾高次谐波电流的抑制和直流电压的升压。
《关于控制方法》
接着，对更具体的双向开关电路6的动作进行说明。
图2是表示电源电压Vs、输入电流Is、平滑电容器的充电电压Vc0、Vc1、Vc2以及双向开关电路的开关元件的选通信号Gsw1、Gsw2的波形的时间图。
在图2中，横轴表示时间的推移，示出了电源电压Vs的一个周期(将正电压期间配置在大约接近中央处)，将电源电压Vs的正弦波形从低电压向高电压过渡的时间段作为区域I，将正弦波形相对高的时间段作为区域II，将正弦波形从高电压向低电压过渡的时间段记作区域II I。
另外，Vs、Is、Vc0、Vc1、Vc2、Gsw1、Gsw2的各标号与图1中的各标号对应。
对平滑电容器42(图1)充电比直流电压的一半低的电压的充电电压Vc2(例如50V)，对平滑电容器41(图1)充电比直流电压的一半高的电压的充电电压Vc1(例如240V)。
在电源电压(正弦波)Vs处于上升时(低电压)的区域I，通过选通信号Gsw2的控制脉冲P22将开关元件62(图1)接通，对平滑电容器42以相对较低的电压进行充电。这时，由于充电电压Vc2是低电压，因此可进行充电。
另外，根据控制脉冲P22的脉宽或定时，能够控制对平滑电容器42充电的电压Vc2的大小。
另外，在电源电压(正弦波)Vs为高电压的区域II，通过选通信号Gsw1的控制脉冲P11将开关元件63(图1)接通，对平滑电容器41以相对较高的电压进行充电。
另外，根据控制脉冲P11的脉宽或定时，能够控制对平滑电容器41充电的电压Vc1的大小。
并且，在电源电压(正弦波)Vs处于下降时的区域II I，通过选通信号Gsw2的控制脉冲P23将开关元件62(图1)接通。
另外，在电源电压的上升时(区域I)，将开关元件62的接通时间设定得比较长(P22)，在电源电压的下降时(区域III)，将开关元件的接通时间设定得比较短(P23)。通过该设定，输入电流Is变成与电源相位一致的波形，并且成为与正弦波比较接近的波形，高次谐波分量变少。
关于以上选通信号Gsw2的控制脉冲P22和选通信号Gsw1的控制脉冲P11，电源电压(正弦波)Vs处于正的半周期，但在负的半周期，采用选通信号Gsw2的控制脉冲P24、P21和选通信号Gsw1的控制脉冲P12对平滑电容器42和平滑电容器41进行充电。另外，由于电源电压(正弦波)Vs被整流器3、61进行全波整流，因此无论电源电压(正弦波)Vs处于正的半周期还是负的半周期都同样地进行。
另外，选通信号Gsw2的控制脉冲P21、P22、P23、P24、以及选通信号Gsw1的控制脉冲P11、P12的脉宽、插入定时只是一例。实际情况下选择与实际状况相应的脉宽和定时。
如以上所述，本实施方式，使上述双向开关电路执行动作以实现将上述被串联连接的平滑电容器的充电电压控制为不平衡，在电源电压(瞬间值)小的区域，对充电电压成为低电压的平滑电容器进行充电，在电源电压(瞬间值)大的区域，对充电电压成为高电压的平滑电容器进行充电。这样，成为一种即使开关次数少，也能够兼顾高次谐波电流的抑制和直流电压的升压的方式。
另外，图2是对被串联连接的平滑电容器42、43的任意一方进行充电的倍压整流模式。
并且，电源电压Vs的交流频率在日本国内是50Hz或者60Hz，因此双向开关电路6的选通信号Gsw1、Gsw2是大概数十Hz至百数十Hz程度，与现有例相比为低频。
<模拟结果>
接着，图3、图4示出(图2所示的开关动作时的)模拟结果的一例。
图3是表示设定为负载2900W、电源电压200V、平滑电容器电压(高电压侧)Vc1＝240V、平滑电容器电压(低电压侧)Vc2＝50V时的模拟结果的图。
另外，图4是表示设定为负载2900W、电源电压200V、平滑电容器电压(高电压侧)Vc1＝300V、平滑电容器电压(低电压侧)Vc2＝50V时的模拟结果的图。
在图3、图4中，横轴表示时间的推移，在纵向从上至下示出电压(Vs、Vc0、Vc1、Vc2)、输入电流Is、选通信号Gsw1、Gsw2的波形。
另外，根据图3、图4的结果，输入电流Is的波形均实现了日本的高次谐波抑制对策方针(未图示)。
另外，在图1～图4中，平滑电容器41、42的充电电压Vc1、Vc2只要按照高电压侧的Vc1成为比所希望的直流电压值Vc0的一半大的值，低电压侧的Vc2成为比所希望的直流电压值Vc0的一半小的值，总计值成为所希望的直流电压Vc0的方式进行设定即可。
并且，如前述，在以输入电流波形的高次谐波抑制为目的的情况下，优选将低电压侧的设定电压(Vc2)设定为尽量小的值。
只是，鉴于平滑电容器的电容和负载，还需要将低电压侧的平滑电容器的充电电压Vc2设定为在电源周期内不会成为0的程度的值。
因此，在图3、图4的模拟中，得到优选低电压侧的设定电压(Vc2)为例如50V左右的结果。
(第2实施方式·开关方法)
接着，直接采用图1的电路构成，将在双向开关电路6的第1实施方式中说明了的方法以外的另外的开关方法作为第2实施方式进行说明。
<另外的开关方法>
图5是表示双向开关电路6的另外的开关方法的图，其中的(a)是对选通信号Gsw2进行PWM控制的方式，(b)是在第1实施方式的开关方法的基础上，并用经由交流电抗器2使交流电源1短路的短路模式的情况下的方式，(c)是在(a)的开关方式中并用短路模式的方式。
《进行PWM控制的方式》
在图5(a)中，双向开关电路6(图1)的开关元件63(图1)的选通信号Gsw1的控制脉冲P11、P12，与图2中的控制脉冲P11、P12相同。
其中，开关元件62的选通信号Gsw2成为进行了PWM控制的方式下的P21W、P22W。通过对选通信号Gsw2进行基于PWM信号的极其精细的控制，从而能够抑制整流电路10中的高次谐波。
另外，在产生选通信号Gsw1的控制脉冲P11、P12时，选通信号Gsw2的PWM信号停止。
另外，现有方式的斩波器中采用16kHz左右，但图5(a)的选通信号Gsw2的PWM信号由于载波是1kHz左右，因此虽然通过PWM控制与图2的控制方式相比消耗电力增加，但若与现有方式的斩波方式相比，则为低消耗电力。
另外，图5(a)的情况下的模拟结果的详细情况，参照图6进行后述。
《并用短路模式的方式》
接着，在图5(b)中，在选通信号Gsw1中新增加成为短路模式的控制脉冲PS1、PS2。
另外，选通信号Gsw1的控制脉冲P11、P12和选通信号Gsw2的控制脉冲P21、P22、P23、P24与图2相同。
在选通信号Gsw1中产生了成为短路模式的控制脉冲PS1的情况下，在选通信号Gsw2中也产生控制脉冲P22，因此将开关元件62和开关元件63均接通。这时，对交流电抗器2施加交流电源1的电源电压Vs，交流电抗器2储存电力。
通过加入该短路模式，输入电流Is的波形变得平滑。即，输入电流Is的高次谐波分量被抑制。
另外，如图5(b)所示，成为短路模式的控制脉冲PS1、PS2优选在作为电源电压Vs的电压波形的正弦波(交流电压波形)穿过0(0伏特)的时刻进行。
这是因为对于开关元件62、63而言，零交叉开关(zero crossswitching)关系着噪声以及高次谐波的抑制。
另外，图5(b)的情况下的模拟结果的详细情况，参照图7、图9进行后述。
《PWM控制与短路模式并用的方式》
接着，图5(c)中，在选通信号Gsw1中除了图5(a)的控制脉冲P11、P12之外，还新增加成为短路模式的控制脉冲PS1、PS2。
并且，图5(a)中的选通信号Gsw2的控制脉冲P21w和控制脉冲P22w，在图5(c)中分别成为(P31w、P22S、P32w)、(P33w、P24S、P34w)。
对于选通信号Gsw1中的成为短路模式的控制脉冲PS1、PS2，由于在选通信号Gsw2中分别产生P22S、P24S，因此将开关元件62和开关元件63均接通。
因此，对交流电抗器2施加交流电源1的电压，使得交流电抗器2储存电力的效果、以及基于PWM控制的效果同时产生，从而能够降低输入电流Is的峰值，同时波形进一步变得平滑。即，输入电流Is的高次谐波分量被抑制。
另外，如图5(c)所示，成为短路模式的控制脉冲PS1、PS2、以及P22S、P24S优选在作为电源电压Vs的电压波形的正弦波(交流电压波形)穿过0(0伏特)的定时进行。
这是因为对于开关元件62、63而言，零交叉开关关系着噪声以及高次谐波的抑制。
另外，图5(c)的情况下的模拟结果的详细情况，参照图8、图10进行后述。
<模拟结果>
接着，图6至图10表示以图5(a)、(b)、(c)所示的开关方式执行动作时的模拟结果。
另外，图6至图10中，横轴表示时间的推移，在纵向从上至下示出电压(Vs、Vc0、Vc1、Vc2)、输入电流Is、选通信号Gsw1、Gsw2各自的波形。
《图6：图5(a)的开关方式的模拟结果·图3的条件》
图6是表示以图5(a)的开关方式(动作条件与图3相同，设定负载为2900W、电源电压为200V、平滑电容器电压(高电压侧)Vc1为240V、平滑电容器电压(低电压侧)Vc2为50V)执行动作的情况下的模拟结果的图。
将图6与图3的各自的输入电流Is的电流波形相比较，图6中的电流波形变得平滑，能够实现高次谐波分量的抑制、尤其是较低次高次谐波分量的降低。
《图7：图5(b)的开关方式的模拟结果·图3的条件》
图7是表示以图5(b)的开关方式(动作条件与图3相同)执行动作的情况下的模拟结果的图。
图7与图3的各自的输入电流Is的电流波形相比，由于加入短路模式，因此输入电流Is的上升变快，能够将输入电流Is的峰值降低一些。相应地，高次谐波分量的产生被抑制。
《图8：图5(c)的开关方式的模拟结果·图3的条件》
图8是表示以图5(c)的开关方式(动作条件与图3相同)执行动作的情况下的模拟结果的图。
图8与图7的各自的输入电流Is的电流波形相比，由于加入短路模式，因此能够降低输入电流Is的峰值，同时波形进一步变得平滑。即，输入电流Is的高次谐波分量被抑制。
《图9：图5(b)的开关方式的模拟结果·图4的条件》
图9是表示以图5(b)的开关方式(动作条件与图4相同，设定负载为2900W、电源电压为200V、平滑电容器电压(高电压侧)Vc1为310V、平滑电容器电压(低电压侧)Vc2为50V)执行动作的情况下的模拟结果的图。
图9与图4相比，由于加入短路模式，因此可对直流电压(Vc0)进一步进行升压。
《图10：图5(c)的开关方式的模拟结果·图4的条件》
图10是表示以图5(c)的开关方式(动作条件与图4相同)执行动作的情况下的模拟结果的图。
图10与图9相比，由于加入PWM动作，因此输入电流Is的电流波形接近于正弦波状。还可实现直流电压(Vc0)的升压。
如以上所述，通过对上述双向开关电路6的开关元件的开关方法进行变更，从而能够自由地进行电流波形的改善、直流电压的控制。
因此，虽然未图示，但还可根据与本整流电路连接的负载的状态(输入电流、直流电压等)对开关方法进行变更。
另外，在轻负载时(例如，不需要直流电压的升压时)，还能够仅使用使上述两个开关元件同时接通的短路模式以使之作为全波整流电路+电流高次谐波抑制模式来执行动作。
(第3实施方式/电动机驱动装置)
接着，作为第3实施方式，示出将第1、第2实施方式的整流电路作为电动机驱动装置的整流电路来应用的情况。
图11是表示本发明的第3实施方式的电动机驱动装置的整体构成的图。电动机驱动装置的构成具备：整流电路11和逆变器装置(逆变器电路)7。
在图11中，关于交流电源1、交流电抗器2、整流器3、平滑电容器组4、以及控制器9，由于是与图1同样的构成和功能以及动作，因此省略重复说明。
在图11中，与图1不同的部分在于，双向开关电路60的电路构成、以及作为整流电路11的负载连接了PM电动机8和对上述PM电动机8进行驱动的逆变器装置7的部分的构成。
双向开关电路60的构成具备：具有二极管641和二极管642的整流器64；二极管65；以及开关元件62、63。
通过整流器64和二极管65实现与图1的整流器61等效的功能。
因此，图11的双向开关电路60，执行与图1所述的双向开关电路6大致相同的动作，因而省略详细的说明。
图11所示的整流电路11的电路构成，与图1所述的整流电路10相比，优点在于能够减少一件二极管部件。
另外，逆变器装置7，将作为输入的直流电力(直流电压)变换成任意频率和交流电压的三相交流电力并进行输出，具有能够对PM电动机(Permanent Magnet电动机、永磁电动机、永磁同步电动机、电动机)8进行转速控制的控制器以及控制方法。
第3实施方式的电动机驱动装置的特征在于，采用了上述整流电路11(或者整流电路10)，因此省略关于逆变器装置7的详细说明。
在此，采用图12、图13，根据作为电动机驱动装置来考虑的情况下的、直流电压的升压方式和综合效率的关系，针对整流电路11(10)的动作进行描述。
<电动机驱动装置的直流电压的升压的方式和综合效率>
图12、图13中分别作为第1例、第2例示出横轴为电动机的转速或者负载(负载状态)、纵轴为直流电压以及包含电动机在内的电动机驱动装置的综合效率(逆变器装置7所输出的三相交流电力/对整流器11输入的交流电力)的变化图。
另外，在图12、图13中，示出在采用全波整流电压(双向开关电路停止状态)来驱动电动机的情况下(实线)、和使直流电压改变(双向开关电路动作状态)来驱动电动机的情况下(虚线)的综合效率。
《第1例：根据电动机的转速对直流电压进行控制的方式》
图12是对作为第1例的、根据电动机的转速对直流电压进行控制的情况下的动作进行说明的图。横轴表示电动机的转速(单位时间的转速)，纵向表示整流电路的效率、和整流电路整流后的直流电压的相对特性值。
图12中，在低转速时，停止上述双向开关电路的动作(开关电路停止段)，作为全波整流电路使用。
这时，直流电压成为全波整流电压(特性线123A)，由于能够以低直流电压对电动机进行驱动，因此综合效率提高(未产生双向开关电路的损耗：特性线120)。
但是，若变成高转速，则变得无法以低直流电压进行驱动，需要使用弱磁控制(多流动无效电流的控制)技术来进行驱动，因此综合效率降低(特性线122)。
因而，如果通过使双向开关电路60(图11)执行动作(开关电路操作段、导通时间变化段)以控制在所希望的直流电压(特性线123B)，则由于电动机不采用弱磁控制便能够进行驱动，因此能够实现效率良好的驱动(特性线121)。
另外，在转速进一步上升的情况下，通过双向开关电路60和平滑电容器组4(图11)的组合达到升压的最大电压(特性线123C)。
另外，在此，可通过对第1、第2实施方式中的方法进行组合来实施双向开关电路60的开关方法。
另外，由于第3实施方式以及第1实施方式所示的整流电路(双向开关电路60在PWM控制时以大约1kHz，在未进行PWM控制的情况下以更低的频率)，未如升压斩波器电路那样基于高速(大约16kHz)的开关动作进行升压，因此开关损耗少，与采用了升压斩波电路的方式相比，也能够提高综合效率。
《第2例：按电动机的负载大小对全波整流电压和最大电压进行切换的方式》
图13是说明按电动机的负载大小对全波整流电压和最大电压进行切换的情况下的动作的图。即，图13示出未如图12所示那样进行直流电压的改变，而以规定的负载条件对全波整流动作(双向开关电路动作停止)和最大电压动作(双向开关电路动作)进行切换的方式的一例。
另外，横轴是负载的值(负载状态)，纵向表示整流电路的效率、和整流电路整流后的直流电压的相对特性值。
在图13中，在负载轻的开关电路停止段(双向开关电路动作停止)，由于进行全波整流动作，因此全波整流电压如特性线133A所示为大约固定，综合效率如特性线130所示为比较高的效率。
然而，若负载上升，则由于整流电路11(图11)无法将适当的直流电压提供给逆变器装置7(图11)，因此表示综合效率的特性线130下降。
若负载进一步变重，则在保持开关电路停止的状态下，如特性线132所示，综合效率显著下降。
因此，当达到规定的负载时，使双向开关电路60(图11)执行动作(开关电路操作段)。于是整流电路11进行整流后的直流电压成为特性线133C所示的最大电压。
这时，由于逆变器装置7被供给充足的直流电压，因此综合效率如特性线131(开关电路动作)所示那样，与保持开关电路停止状态的特性线132的效率相比，能够得到相当的改善。
本方式由于不对直流电压进行细微控制，因此控制构成能够简单化。从而，通常优选适用于以轻负载的驱动为主，偶尔需要进行高负载起动的应用方式(例如冰箱等)。
以上，如第1例、第2例所示，在将本发明的整流电路应用于电动机驱动装置的情况下，按照在电动机8的轻负载时使双向开关电路60的动作停止，在高负载时使双向开关电路60执行动作那样的、根据电动机8的负载状态变更动作，从而能够实现能够兼顾高效化和宽范围驱动化的电动机驱动装置、以及采用该电动机驱动装置的设备。
(其他实施方式)
本发明并非限定于上述实施方式。以下列举示例。
《串联连接为3级以上的平滑电容器》
在图1、图11中，平滑电容器组4中的执行升压动作的平滑电容器41和平滑电容器42是将两个电容器串联而构成的。
然而，不限定于2个电容器。例如将3个(第1、第2、第3)电容器(平滑电容器)串联连接，在交流电源1(图1)的电源电压Vs的波形的电压为相对较低的电压时，对第3电容器进行充电(Vc3)。然后，在电源电压Vs的波形的电压为相对中等程度的电压时，对第2电容器进行充电(Vc2)。另外，在电源电压Vs的波形的电压为相对较高的电压时，对第1电容器进行充电(Vc1)。
如以上所述，按照对3个(第1、第2、第3)电容器进行充电的方式构成双向开关电路(对应图1的双向开关电路6)。另外，此时双向开关电路中的整流器可以与图1的整流器61相同，但开关元件至少需要3个，且按照适当地进行上述充电的控制的方式来对控制器9(图1)的控制方法进行设计。
这时，平滑电容器组4输出的直流电压成为(Vc1+Vc2+Vc3)，升压效率变得良好。另外，按照3个电容器的各充电电压Vc1、Vc2、Vc3分别不同的方式被设定为不平衡。
另外，在第1、第2、第3电容器的充电时，由于根据电源电压Vs的波形电压为相对较低的电压、中等程度的电压、较高的电压的各个情况来分担进行充电，从而由于根据电源电压Vs的正弦波形的变化来进行各个充电，故而还能够进一步抑制高次谐波电流的产生。
因此，能够提供一种能够以较少的开关次数兼顾高次谐波电流的抑制和直流电压的升压的整流电路。
进而，平滑电容器组4中的进行升压动作的平滑电容器的串联级数(个数)不限定于3级以下。也可以是4级以上。
这时，能进一步实现升压效率的提高以及抑制高次谐波电流的发生。另外，为了提高上述特性，将4级以上的多个电容器的各充电电压按照各不相同的方式设定为不平衡。
《开关元件的器件》
另外，在图1、图11中，由于双向开关电路(6、60)中的开关元件62、63只要具有开关功能即可，因此能够应用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效晶体管)、双极晶体管(Bipolar junction transistor)、BiCMOS(Bipolar Complementary MetalOxide Semiconductor，双极互补金属氧化物半导体)等元件、器件。
《开关元件的并联二极管》
另外，在图1、图11中，标记了对双向开关电路(6、60)中的开关元件62、63分别并联连接二极管，但如果是例如MOSFET，则由于存在寄生二极管，因此不需要外置的二极管。
《双向开关电路的开关方法》
本发明不限定于图2以及图5所示的开关方法，还可以应用其他开关方法。即，还可以对所产生的脉冲的定时、脉宽、PWM方式的有无进行各种变更或组合。
《电动机驱动装置所采用的整流电路》
关于第3实施方式的电动机驱动装置虽然采用整流电路11进行了说明，但也可以采用图1所说明的整流电路10。另外，整流电路11、10中的双向开关电路(60、6)的控制方法也可以是各种各样的。
(符号说明)
1 交流电源
2 交流电抗器
3、61、64 整流器
4 平滑电容器组
5 负载、直流负载
6、60 双向开关电路
7 逆变器装置(逆变器电路)
8 PM电动机(电动机、永磁同步电动机)
9 控制器
10、11 整流电路
41 平滑电容器(第1平滑电容器)
42 平滑电容器(第2平滑电容器)
43 平滑电容器(第3平滑电容器)
62、63 开关元件
65、611、612、613、614、641、642 二极管

Claims (8)

1.一种整流电路，其特征在于，具备：
交流电抗器，其与交流电源相连接；
整流器，其交流侧经由所述交流电抗器与所述交流电源相连接，直流侧与直流负载相连接；
多个平滑电容器，其被设置在所述整流器的直流侧和所述直流负载之间且被串联连接；以及
双向开关电路，其被设置在所述整流器的交流侧与被串联连接的所述多个平滑电容器的连接点之间，
被串联连接的所述多个平滑电容器的各充电电压为不平衡。
2.一种整流电路，其特征在于，具备：
交流电抗器，其与交流电源相连接；
整流器，其交流侧经由所述交流电抗器与所述交流电源连接，直流侧与直流负载连接；
第1平滑电容器和第2平滑电容器，其被设置在所述整流器的直流侧与所述直流负载之间且被串联连接；以及
双向开关电路，其被设置在所述整流器的交流侧与被串联连接的所述第1平滑电容器和所述第2平滑电容器的连接点之间，
所述第2平滑电容器的两端电压为比直流电压的一半低的电压，所述第1平滑电容器的两端电压为比直流电压的一半高的电压。
3.根据权利要求2所述的整流电路，其特征在于，
所述双向开关电路具有：
通过所述交流电抗器使所述交流电源短路的短路模式；
对被串联连接的所述第1平滑电容器、所述第2平滑电容器的任意一方进行充电的倍压整流模式；以及
对被串联连接的所述第1平滑电容器、所述第2平滑电容器的双方进行充电的全波整流充电模式。
4.根据权利要求3所述的整流电路，其特征在于，
所述短路模式是在所述交流电源的交流电压成为0伏特的定时进行的。
5.根据权利要求2所述的整流电路，其特征在于，
所述双向开关电路，
在所述交流电源的瞬间电压比规定值低的区域，对所述第2平滑电容器进行充电，
在所述交流电源的瞬间电压与规定值相等或比规定值高的区域，按照对所述第1平滑电容器进行充电的方式执行动作。
6.根据权利要求1或2所述的整流电路，其特征在于，
在所述整流电路所连接的直流负载中流动的电流值比规定值小时，停止所述双向开关电路的动作。
7.一种电动机驱动装置，其特征在于，
具备权利要求1或2所述的整流电路，
作为所述直流负载连接由逆变器电路以及电动机组成的电动机驱动装置，根据所述电动机的负载状态或者转速，对所述双向开关电路的开关动作进行控制。
8.根据权利要求7所述的电动机驱动装置，其特征在于，
具备根据所述电动机的负载状态或者转速，停止所述双向开关电路的开关动作的模式；和使所述双向开关电路执行开关动作的模式。
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