KR20130119338A

KR20130119338A - 정류 회로 및 그것을 이용한 모터 구동 장치

Info

Publication number: KR20130119338A
Application number: KR1020130014792A
Authority: KR
Inventors: 야스오 노토하라; 아츠시 오쿠야마; 와타루 하츠세
Original assignee: 히타치 어플라이언스 가부시키가이샤
Priority date: 2012-04-23
Filing date: 2013-02-12
Publication date: 2013-10-31
Also published as: JP5928946B2; JP2013225998A; CN103378754B; KR101457569B1; CN103378754A

Abstract

본 발명은 적은 스위칭 동작으로 더 고효율화가 가능한 정류 회로를 제공하는 것을 과제로 한다.
이러한 과제를 해결하기 위한 수단으로서, 교류 전원에 접속되는 교류 리액터와, 교류측은 상기 교류 리액터를 통해서 상기 교류 전원에 접속되고, 직류측은 직류 부하에 접속되는 정류기와, 상기 정류기의 직류측과 상기 직류 부하 사이에 설치되는 직렬 접속된 복수의 평활 콘덴서와, 상기 정류기의 교류측과 상기 직렬 접속된 복수의 평활 콘덴서의 접속점 사이에 설치되는 쌍방향 스위치 회로를 구비하고, 상기 직렬 접속된 복수의 평활 콘덴서의 각 충전 전압은 언밸런스이다.

Description

정류 회로 및 그것을 이용한 모터 구동 장치{RECTIFIER CIRCUIT AND MOTOR DRIVING DEVICE USING THE SAME}

본 발명은, 영구 자석 동기 모터를 가변속(可變速) 구동하는 모터 구동 장치 및 그것을 사용한 기기에 관한 것이며, 주로 교류 전원의 정류 동작과 직류 전압의 승압 동작을 행하는 정류 회로에 관한 것이다.

영구 자석 동기 모터(이하 「모터」, 또는 「PM 모터」라 칭함)는, 유도 모터에 비해서 고효율인 특성을 갖기 때문에, 가전 제품으로부터 산업 기기 또는 전동 차량 분야로 적용 범위가 넓어지고 있다.

또한, 상기 기기는, 지구 온난화 방지나 에너지 절약화의 움직임에 수반하여, 통상 운전 영역에서의 효율 향상(저중속역(低中速域)의 고효율화)이 요망되는 반면, 기기의 사용감을 향상시키기 위해서 고출력화(고속역(高速域)의 구동 범위 확대)도 동시에 요망된다.

예를 들면, 가전 제품인 에어컨의 경우, 에너지 절약의 지표인 APF(Annual Performance Factor, 연간 에너지 소비 효율)의 향상과, 고출력화의 지표인 저온 난방 능력(외기온이 2℃에서의 난방 능력)의 향상의 양립이 요구된다.

예를 들면, 모터 구동 장치에 의한 고효율화(특히 저중속역)의 수단으로서는, 자석량 및 권선(捲線) 증가에 의한 모터의 저속 설계화가 있다.

또한, 저속 설계된 모터를 고속 구동하는 수단의 하나로서, 직류 전압을 승압하는 방식이 있다.

또한, 교류 전원의 배전압(倍電壓) 정류 회로 동작을 이용해서 직류 전압을 승압하는 방식으로서는, 예를 들면 특허문헌 1, 2에 기재된 방식이 있다. 이들에 의하면, 상기한 직류 전압을 승압할 때에 승압 초퍼(Chopper) 회로를 이용한 방식에 비해서 비교적 저속의 스위칭 동작으로 승압 동작이 가능하기 때문에, 회로 손실의 저감을 도모할 수 있다.

특허문헌 1에서는, 교류 전원에 리액터를 통해서 접속되는 정류기와, 상기 정류기의 출력 단자에 직렬로 접속되는 콘덴서와, 상기 정류기의 한쪽의 입력 단자와 상기 직렬로 접속되는 콘덴서 사이의 접속점에 삽입된 제1 스위칭 수단과, 상기 정류기의 다른 쪽의 입력 단자를 상기 직렬로 접속되는 콘덴서 사이의 접속점에 삽입된 제2 스위칭 수단을 구비한 회로 구성에 있어서, 상기 제1 스위칭 수단과 상기 제2 스위칭 수단을 1∼5㎑의 저주파로 밸런스 좋게 PWM(Pulse Width Modulation) 제어함으로써 상기 정류기의 입력 전류를 정현파화(正弦波化)하는 방법이 개시되어 있다.

또한, 특허문헌 2에도, 특허문헌 1과 같은 회로 구성으로, 상기 제1 스위칭 수단과 상기 제2 스위칭 수단을 전원 주기보다 짧은 주기로 교호(交互)로 반복하여 동작시킴으로써 직류 전압을 승압시키는 방법이 개시되어 있다.

일본국 특개2010-68552호 공보 일본국 특개2005-110491호 공보

그러나, 자석량 및 권선 증가에 의한 모터의 저속 설계화에서는, 고속역에서 발생하는 유기 전압이 증대한다. 따라서, 고속 구동이 곤란해지므로, 구동 범위가 한정되어, 모터로서의 효율이 대폭 저하한다는 문제가 있다.

또한, 직류 전압을 승압하는 방식에 있어서, 정류 회로에 승압 초퍼 회로를 추가해서 고속 스위칭 동작을 행하는 방법은, 직류 전압을 승압하기 때문에 회로 손실이 증가한다는 문제가 있다.

또한, 특허문헌 1 및 특허문헌 2에 있어서는, 상기한 바와 같이, 제1 스위칭 수단과 제2 스위칭 수단을 교호로 스위칭 동작시킴으로써, 전원 전류의 정현파화 또는 직류 전압의 승압 동작은 가능하지만, 2개의 스위칭 수단을 1㎑ 이상의 고주파로 스위칭할 필요가 있어, 스위칭 손실이 크다는 문제가 있다.

그래서, 본 발명은 이러한 문제점을 해결하는 것이며, 그 목적으로 하는 바는, 적은 스위칭 동작으로 더 고효율화가 가능한 정류 회로를 제공하는 것에 있다.

상기한 과제를 해결하여, 본 발명의 목적을 달성하기 위해서, 이하와 같이 구성했다.

즉, 제1 발명의 정류 회로는, 교류 전원에 접속되는 교류 리액터와, 교류측은 상기 교류 리액터를 통해서 상기 교류 전원에 접속되고, 직류측은 직류 부하에 접속되는 정류기와, 상기 정류기의 직류측과 상기 직류 부하 사이에 설치되는 직렬 접속된 복수의 평활 콘덴서와, 상기 정류기의 교류측과 상기 직렬 접속된 복수의 평활 콘덴서의 접속점 사이에 설치되는 쌍방향 스위치 회로를 구비하고, 상기 직렬 접속된 복수의 평활 콘덴서의 각 충전 전압은 언밸런스인 것을 특징으로 한다.

또한, 제2 발명의 정류 회로는, 교류 전원에 접속되는 교류 리액터와, 교류측은 상기 교류 리액터를 통해서 상기 교류 전원에 접속되고, 직류측은 직류 부하에 접속되는 정류기와, 상기 정류기의 직류측과 상기 직류 부하 사이에 설치되는 직렬 접속된 제1 평활 콘덴서와 제2 평활 콘덴서와, 상기 정류기의 교류측과 상기 직렬 접속된 상기 제1 평활 콘덴서와 상기 제2 평활 콘덴서의 접속점 사이에 설치되는 쌍방향 스위치 회로를 구비하고, 상기 제2 평활 콘덴서의 양단의 전압이 직류 전압의 반분(半分)보다 저전압이고, 상기 제1 평활 콘덴서의 양단의 전압이 직류 전압의 반분보다 고전압인 것을 특징으로 한다.

또한, 그 외의 수단은, 발명을 실시하기 위한 형태 중에서 설명한다.

본 발명에 따르면, 적은 스위칭 동작으로 더 고효율화가 가능한 정류 회로를 제공할 수 있다.

도 1은, 본 발명의 제1 실시형태의 정류기의 회로 구성과, 교류 전원과 부하의 접속 관계를 나타내는 도면.
도 2는, 본 발명의 제1 실시형태의 전원 전압과 입력 전류와 평활 콘덴서 전압, 및 쌍방향 스위치 회로의 스위칭 소자의 게이트 신호 파형을 나타내는 타임 차트.
도 3은, 본 발명의 제1 실시형태의 소정의 부하, 전원 전압, 평활 콘덴서 전압(고전압측), 평활 콘덴서 전압(저전압측)으로 설정했을 때의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.
도 4는, 본 발명의 제1 실시형태의 다른 소정의 부하, 전원 전압, 평활 콘덴서 전압(고전압측), 평활 콘덴서 전압(저전압측)으로 설정했을 때의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.
도 5는, 본 발명의 제2 실시형태에 있어서의 쌍방향 스위치 회로의 다른 스위칭 방법을 나타내는 도면이며, 도 5의 (a)는 게이트 신호(Gsw2)를 PWM 제어한 방식, 도 5의 (b)는 제1 실시형태의 스위칭 방법을 기초로, 교류 전원을 교류 리액터를 통해서 단락하는 단락 모드를 병용했을 경우의 방식, 도 5의 (c)는 도 5의 (a)의 스위칭 방식에, 단락 모드를 병용한 방식이다.
도 6은, 본 발명의 제2 실시형태에 있어서의 쌍방향 스위치 회로의 도 5의 (a)의 스위칭 방식(동작 조건은 도 3과 동일함)으로 동작시켰을 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.
도 7은, 본 발명의 제2 실시형태에 있어서의 쌍방향 스위치 회로의 도 5의 (b)의 스위칭 방식(동작 조건은 도 3과 동일함)으로 동작시켰을 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.
도 8은, 본 발명의 제2 실시형태에 있어서의 쌍방향 스위치 회로의 도 5의 (c)의 스위칭 방식(동작 조건은 도 3과 동일함)으로 동작시켰을 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.
도 9는, 본 발명의 제2 실시형태에 있어서의 쌍방향 스위치 회로의 도 5의 (b)의 스위칭 방식(동작 조건은 도 4와 동일함)으로 동작시켰을 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.
도 10은, 본 발명의 제2 실시형태에 있어서의 쌍방향 스위치 회로의 도 5의 (c)의 스위칭 방식(동작 조건은 도 4와 동일함)으로 동작시켰을 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.
도 11은, 본 발명의 제3 실시형태의 모터 구동 장치의 전체 구성을 나타내는 도면.
도 12는, 본 발명의 제3 실시형태의 모터 구동 장치에 있어서의 제1 예로서, 모터의 회전수에 따라 직류 전압을 제어할 경우의 동작을 설명하는 도면.
도 13은, 본 발명의 제3 실시형태의 모터 구동 장치에 있어서의 제2 예로서, 모터의 부하의 크기로 전파(全波) 정류 전압과 최대 전압을 전환할 경우의 동작을 설명하는 도면.

이하, 본 발명을 실시하기 위한 형태를, 도면을 참조해서 설명한다.

(제1 실시형태·정류 회로)

본 발명에 따른 정류 회로의 제1 실시형태를 도 1 내지 도 4를 참조해서 설명한다. 우선, 도 1과 도 2를 참조해서, 기본 회로 구성과 기본 동작에 대하여 설명한다.

<회로 구성>

도 1은, 제1 실시형태의 정류 회로(10)의 회로 구성과, 교류 전원(1)과 부하(5)의 접속 관계를 나타내는 도면이다.

도 1에 있어서, 제1 실시형태의 정류 회로(10)는, 교류 리액터(2), 정류기(3), 평활 콘덴서군(4), 쌍방향 스위치 회로(6), 제어기(9)를 구비해서 구성된다.

교류 전원(1)로부터 출력되는 교류 전력은, 일단은 직접적으로, 타단은 교류 리액터(2)를 통해서, 정류기(3)와, 쌍방향 스위치 회로(6)에 구비된 정류기(61)의 각각의 교류측의 단자(2 단자)에 접속된다.

정류기(61)는, 다이오드(611, 612, 613, 614)에 의해 전파 정류의 기능을 갖고 있다. 정류기(61)의 교류측의 단자는, 다이오드(611)의 애노드와 다이오드(613)의 캐소드의 접속점인 제1 단자와, 다이오드(612)의 애노드와 다이오드(614)의 캐소드의 접속점인 제2 단자로 이루어진다.

정류기(61)의 직류측의 단자는, 다이오드(611)의 캐소드와 다이오드(612)의 캐소드의 접속점인 제3 단자와, 다이오드(613)의 애노드와 다이오드(614)의 애노드의 접속점인 제4 단자로 이루어진다.

정류기(3)도 정류기(61)와 마찬가지로 다이오드 4개로 구성되어, 전파 정류의 기능을 갖고, 교류측의 단자와 직류측의 단자를 구비하고 있다.

평활 콘덴서군(4)은, 직렬로 접속된 평활 콘덴서(41)(제1 평활 콘덴서)와 평활 콘덴서(42)(제2 평활 콘덴서), 및 평활 콘덴서(43)(제3 평활 콘덴서)를 구비하고 있다.

평활 콘덴서(43)는, 직렬로 접속된 평활 콘덴서(41)와 평활 콘덴서(42)의 양단에 병렬로 접속되어 있다.

정류기(3)의 직류측의 단자(2 단자)는, 직렬로 접속된 평활 콘덴서(41)와 평활 콘덴서(42)의 양단, 및 평활 콘덴서(43)의 양단에 접속되어 있다.

또한, 평활 콘덴서군(4)은, 부하(직류 부하)(5)에 접속되어 있다.

한편, 병렬 접속되어 있는 평활 콘덴서(43)는, 직류 전압의 맥동 억제를 위해서 접속되어 있다. 그리고, 평활 콘덴서(41)와 평활 콘덴서(42)는, 후기하는 본 발명의 승압 동작의 기능에 관련된다.

쌍방향 스위치 회로(6)는, 정류기(61)와 스위칭 소자(62, 63)를 구비해서 구성되어 있다.

스위칭 소자(62)와 스위칭 소자(63)는, 직렬로 접속되며, 정류기(61)의 직류측의 단자(2 단자)에 접속되어 있다.

스위칭 소자(62)와 스위칭 소자(63)의 접속점은, 평활 콘덴서군(4) 중의 평활 콘덴서(41)와 평활 콘덴서(42)의 접속점에 접속되어 있다.

스위칭 소자(62)와 스위칭 소자(63)는, 제어기(9)에 의해 온오프(ON/OFF)가 제어된다. 이 제어 방법의 상세에 대해서는, 후기한다.

<쌍방향 스위치 회로(6)의 제어 방법과 정류 회로(10)의 동작>

다음으로, 쌍방향 스위치 회로(6)의 제어 방법과 정류 회로(10)의 동작에 대하여 설명한다.

《기본적인 개념과 제어 방법의 개략》

본 발명의 제1 실시형태에 있어서는, 적은 스위칭 횟수로 고조파(高調波) 전류의 억제와 직류 전압의 승압을 양립시키기 위한 것이다.

2개의 평활 콘덴서(41, 42)를 사용해서 직류 전압을 승압하는 과정에 있어서, 2개의 평활 콘덴서(41, 42)를 충전하는 과정이 있지만, 전원 전압(순시(瞬時)값)과 평활 콘덴서(41, 42)의 충전 전압의 차이에 의해 입력 전류가 흐르는 기본 구성이므로, 충전의 방법에 따라 승압의 효율이나 고조파 전류의 발생 상황이 상이하다.

따라서, 전원 전압(정현파의 순시값)이 작은 영역에서는, 저전압의 충전 전압(Vc2)으로 충전된 평활 콘덴서(42)를 충전하고, 반대로, 전원 전압(정현파의 순시값)이 큰 영역에서는, 고전압의 충전 전압(Vc1)으로 충전된 평활 콘덴서(41)를 충전하도록, 상기 쌍방향 스위치 회로(6)를 동작시킨다.

보다 구체적으로는, 쌍방향 스위치 회로(6)는, 상기 직렬 접속된 평활 콘덴서(42)를 직류 전압의 반분보다 저전압, 상기 직렬 접속된 평활 콘덴서(41)를 직류 전압의 반분보다 고전압이 되도록(상기 평활 콘덴서의 충전 전압이 언밸런스해지도록) 동작시킨다.

이 방법에 의해, 충전의 시에는 충분한 전위차가 있는 상태에서 행하므로 충전의 효율이 향상함과 함께, 전원 전압의 입력 파형(정현파)의 상태에 맞춰서 충전하므로 고조파의 발생이 저감된다.

또한, 쌍방향 스위치 회로(6)는, 교류 전원(1)을 교류 리액터(2)를 통해서 단락하는 단락 모드와, 직렬로 접속된 평활 콘덴서(41, 42)의 임의의 한쪽을 충전하는 배전압 정류 모드와, 직렬로 접속된 평활 콘덴서(41, 42)의 양쪽을 충전하는 전파 정류 충전 모드를 갖는다.

그리고, 상기 단락 모드와 상기 배전압 충전 모드와 상기 전파 정류 충전 모드를 사용해서, 직류 전압의 승압 동작을 행하는 구성으로 한다.

이상의 구성에 의해, 상기 쌍방향 스위치 회로의 스위칭 횟수를 줄여도 입력 전류의 고조파 성분의 억제가 가능해지고, 임의의 직류 전압으로 승압도 가능해진다.

즉, 적은 스위칭 횟수로 고조파 전류의 억제와 직류 전압의 승압을 양립시키도록 하는 것이다.

《제어 방법에 대해서》

다음으로, 보다 구체적인 쌍방향 스위치 회로(6)의 동작을 설명한다.

도 2는, 전원 전압(Vs)과 입력 전류(Is)와 평활 콘덴서의 충전 전압(Vc0, Vc1, Vc2) 및 쌍방향 스위치 회로의 스위칭 소자의 게이트 신호(Gsw1, Gsw2)의 파형을 나타내는 타임 차트이다.

도 2에 있어서, 가로축은 시간의 추이(推移)로서, 전원 전압(Vs)의 주기의 1주기분(정전압 기간을 대략 중앙 부근에 배치)를 나타내고 있으며, 전원 전압(Vs)의 정현파형이 낮은 전압으로부터 높은 전압으로 이행하는 시간대를 영역(Ⅰ)으로 하고, 정현파형이 상대적으로 높은 시간대를 영역(Ⅱ)으로 하고, 정현파형이 높은 전압으로부터 낮은 전압으로 이행하는 시간대를 영역(Ⅲ)으로 표기하고 있다.

또한, Vs, Is, VcO, Vc1, Vc2, Gsw1, Gsw2의 각 기호는, 도 1에 있어서의 각 기호와 대응하고 있다.

평활 콘덴서(42)(도 1)에는 직류 전압의 반분보다 저전압의 충전 전압(Vc2)(예를 들면 50V), 평활 콘덴서(41)(도 1)에는 직류 전압의 반분보다 고전압의 충전 전압(Vc1)(예를 들면 240V)이 충전되어 있다.

전원 전압(정현파)(Vs)이 상승 시(낮은 전압)인 영역(Ⅰ)에 있어서, 게이트 신호(Gsw2)의 제어 펄스(P22)에 의해, 스위칭 소자(62)(도 1)가 온(on)되어, 평활 콘덴서(42)에 상대적으로 낮은 전압으로 충전이 행해진다. 이때 충전 전압(Vc2)은 저전압이므로 충전이 가능하다.

한편, 제어 펄스(P22)의 펄스 폭이나 타이밍에 의해, 평활 콘덴서(42)에 충전되는 전압(Vc2)의 크기를 제어할 수 있다.

또한, 전원 전압(정현파)(Vs)이 높은 전압인 영역(Ⅱ)에 있어서, 게이트 신호(Gsw1)의 제어 펄스(P11)에 의해, 스위칭 소자(63)(도 1)가 온되어, 평활 콘덴서(41)에 상대적으로 높은 전압으로 충전이 행해진다.

한편, 제어 펄스(P11)의 펄스 폭이나 타이밍에 의해, 평활 콘덴서(41)에 충전되는 전압(Vc1)의 크기를 제어할 수 있다.

또한, 전원 전압(정현파)(Vs)이 하강 시인 영역(Ⅲ)에 있어서, 게이트 신호(Gsw2)의 제어 펄스(P23)에 의해, 스위칭 소자(62)(도 1)가 온된다.

한편, 전원 전압의 상승 시(영역(Ⅰ))에는, 스위칭 소자(62)의 온 시간을 비교적 길게(P22), 전원 전압의 하강 시(영역(Ⅲ))에는, 스위칭 소자의 온 시간을 비교적 짧게(P23) 설정한다. 이 설정에 의해, 입력 전류(Is)는 전원 위상에 일치한 파형이 되며, 또한 비교적 정현파에 가까운 파형이 되어, 고조파 성분이 적어진다.

이상의 게이트 신호(Gsw2)의 제어 펄스(P22)와 게이트 신호(Gsw1)의 제어 펄스(P11)는, 전원 전압(정현파)(Vs)이 정(正)의 반주기(半週期)였지만, 부(負)의 반주기에 있어서는, 게이트 신호(Gsw2)의 제어 펄스(P24, P21)와 게이트 신호(Gsw1)의 제어 펄스(P12)에 의해, 평활 콘덴서(42)와 평활 콘덴서(41)에 충전이 행해진다. 한편, 전원 전압(정현파)(Vs)은, 정류기(3, 61)에 의해 전파 정류되므로, 전원 전압(정현파)(Vs)이 정의 반주기이어도 부의 반주기이어도 마찬가지로 행해진다.

한편, 게이트 신호(Gsw2)의 제어 펄스(P21, P22, P23, P24), 및 게이트 신호(Gsw1)의 제어 펄스(P11, P12)의 펄스 폭이나 삽입 타이밍은 일례에 지나지 않는다. 실제로는 실태(實態)에 따른 펄스 폭과 타이밍이 선택된다.

이상과 같이, 본 실시형태는, 상기 직렬로 접속된 평활 콘덴서의 충전 전압을 언밸런스하게 제어하여, 전원 전압(순시값)이 작은 영역에서는, 충전 전압이 저전압으로 되어 있는 평활 콘덴서를 충전하도록, 전원 전압(순시값)이 큰 영역에서는, 충전 전압이 고전압으로 되어 있는 평활 콘덴서를 충전하도록, 상기 쌍방향 스위치 회로를 동작시킨다. 이에 따라, 스위칭 횟수가 적어도, 고조파 전류의 억제와 직류 전압의 승압을 양립시키는 것이 가능한 방식이 된다.

한편, 도 2는, 직렬로 접속된 평활 콘덴서(42, 43)의 임의의 한쪽을 충전하는 배전압 정류 모드이다.

또한, 전원 전압(Vs)의 교류 주파수는, 일본 국내이면 50㎐ 또는 60㎐이므로, 쌍방향 스위치 회로(6)의 게이트 신호(Gsw1, Gsw2)는 대략 수십 ㎐ 내지 백수십 ㎐정도로서, 종래예에 비교하면 저주파이다.

<시뮬레이션 결과>

다음으로, 도 3, 도 4에(도 2에 나타내는 스위칭 동작 시의) 시뮬레이션 결과의 일례를 나타낸다.

도 3은, 부하 2900W, 전원 전압 200V, 평활 콘덴서 전압(고전압측) Vc1=240V, 평활 콘덴서 전압(저전압측) Vc2=50V로 설정했을 때의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.

또한, 도 4는, 부하 2900W, 전원 전압 200V, 평활 콘덴서 전압(고전압측) Vc1=300V, 평활 콘덴서 전압(저전압측) Vc2=50V로 설정했을 때의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.

도 3, 도 4에 있어서, 가로축은 시간의 추이를 나타내고, 세로 방향에 있어서 위로부터, 전압(Vs, VcO, Vc1, Vc2), 입력 전류(Is), 게이트 신호(Gsw1, Gsw2)의 파형을 나타내고 있다.

한편, 도 3, 도 4의 결과 모두, 입력 전류(Is)의 파형은, 일본의 고조파 억제 대책 가이드라인(도시 생략)을 클리어하고 있다.

한편, 도 1∼도 4에 있어서, 평활 콘덴서(41, 42)의 충전 전압(Vc1, Vc2)은, 고전압측인 Vc1이 소망의 직류 전압값(VcO)의 반분보다 큰 값, 저전압측인 Vc2가 소망의 직류 전압값(Vc0)의 반분보다 작은 값이며, 합계값이 소망의 직류 전압(Vc0)이 되도록 설정하면 된다.

또한, 전술한 바와 같이, 입력 전류 파형의 고조파 억제를 목적으로 할 경우에는, 저전압측의 설정 전압(Vc2)은, 되도록 작은 값으로 설정하는 것이 바람직하다.

단, 평활 콘덴서의 용량과 부하를 감안하여, 저전압측의 평활 콘덴서의 충전 전압(Vc2)이 전원 주기 내에서 0이 되지 않을 정도의 값으로 설정할 필요도 있다.

따라서, 도 3, 도 4의 시뮬레이션에 있어서는, 저전압측의 설정 전압(Vc2)은, 예를 들면 50V 정도가 바람직한 결과가 얻어지고 있다.

(제2 실시형태·스위칭 방법)

다음으로, 도 1의 회로 구성을 그대로 사용하지만, 쌍방향 스위치 회로(6)의 제1 실시형태에서 설명한 방법 이외의 다른 스위칭 방법을 제2 실시형태로서 설명한다.

<다른 스위칭 방법>

도 5는, 쌍방향 스위치 회로(6)의 다른 스위칭 방법을 나타내는 도면이며, 도 5의 (a)는 게이트 신호(Gsw2)를 PWM 제어한 방식, 도 5의 (b)는 제1 실시형태의 스위칭 방법을 기초로, 교류 전원(1)을 교류 리액터(2)를 통해서 단락하는 단락 모드를 병용했을 경우의 방식, 도 5의 (c)은 도 5의 (a)의 스위칭 방식에, 단락 모드를 병용한 방식이다.

《PWM 제어한 방식》

도 5의 (a)에 있어서, 쌍방향 스위치 회로(6)(도 1)에 의한 스위칭 소자(63)(도 1)의 게이트 신호(Gsw1)의 제어 펄스(P11, P12)는, 도 2에 있어서의 제어 펄스(P11, P12)와 동일하다.

단, 스위칭 소자(62)의 게이트 신호(Gsw2)가, PWM 제어한 방식의 P21W, P22W로 되어 있다. 게이트 신호(Gsw2)를 PWM 신호에 의한 극히 세밀한 제어로 함으로써, 정류 회로(10)에 있어서의 고조파를 억제할 수 있다.

이를테면, 게이트 신호(Gsw1)의 제어 펄스(P11, P12)가 발생해 있을 때에는, 게이트 신호(Gsw2)의 PWM 신호는 정지되어 있다.

한편, 종래 방식의 초퍼에서는 16㎑ 정도가 사용되지만, 도 5의 (a)의 게이트 신호(Gsw2)의 PWM 신호는, 캐리어가 1㎑ 정도이므로, PWM 제어에 의해 도 2의 제어방식보다도 소비 전력은 증가하지만, 종래 방식의 초퍼 방식과 비교하면 저소비 전력이다.

한편, 도 5의 (a)의 경우의 시뮬레이션의 결과의 상세는, 도 6을 참조함과 함께 후기한다.

《단락 모드를 병용한 방식》

다음으로, 도 5의 (b)에 있어서, 게이트 신호(Gsw1)에는, 단락 모드가 되는 제어 펄스(PS1, PS2)가 새로이 추가되어 있다.

한편, 게이트 신호(Gsw1)의 제어 펄스(P11, P12)와, 게이트 신호(Gsw2)의 제어 펄스(P21, P22, P23, P24)는, 도 2와 마찬가지이다.

단락 모드가 되는 제어 펄스(PS1)가 게이트 신호(Gsw1)에 발생했을 경우에는, 게이트 신호(Gsw2)에 있어서도 제어 펄스(P22)가 발생하고 있으므로, 스위칭 소자(62)와 스위칭 소자(63)는, 모두 온된다. 이때, 교류 리액터(2)에 교류 전원(1)의 전원 전압(Vs)이 인가되어, 교류 리액터(2)는 전력을 축적한다.

이 단락 모드가 들어감으로써, 입력 전류(Is)의 파형이 매끄러워진다. 즉 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 억제된다.

한편, 도 5의 (b)에 나타내는 바와 같이, 단락 모드가 되는 제어 펄스(PS1, PS2)는, 전원 전압(Vs)의 전압 파형인 정현파(교류 전압 파형)가 0(0볼트)을 교차하는 타이밍에서 행하는 것이 보다 바람직하다.

이것은, 스위칭 소자(62, 63)에 있어서는, 제로 크로스 스위칭이 되는 것이 노이즈나 고조파의 억제로 이어지기 때문이다.

또한, 도 5의 (b)의 경우의 시뮬레이션의 결과의 상세는, 도 7, 도 9를 참조해서 후기한다.

《PWM 제어와 단락 모드를 병용한 방식》

다음으로, 도 5의 (c)에 있어서, 게이트 신호(Gsw1)에는, 도 5의 (a)의 제어 펄스(P11, P12) 이외에, 단락 모드가 되는 제어 펄스(PS1, PS2)가 새로이 추가되어 있다.

또한, 도 5의 (a)에 있어서의 게이트 신호(Gsw2)의 제어 펄스(P21w)와 제어 펄스(P22w)는, 도 5의 (c)에 있어서, 각각 (P31w, P22S, P32w), (P33w, P24S, P34w)로 되어 있다.

게이트 신호(Gsw1)에 있어서의 단락 모드가 되는 제어 펄스(PS1, PS2)에 대해서, 게이트 신호(Gsw2)에 있어서, P22S, P24S가 각각 발생하고 있으므로, 스위칭 소자(62)와 스위칭 소자(63)는, 모두 온된다.

따라서, 교류 리액터(2)에 교류 전원(1)의 전압이 인가되어, 교류 리액터(2)는 전력을 축적하는 효과와, PWM 제어에 의한 효과가 함께 일어남으로써, 입력 전류(Is)의 피크값을 저감할 수 있음과 동시에, 파형이 더 매끄러워진다. 즉 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 억제된다.

한편, 도 5의 (c)에 나타내는 바와 같이, 단락 모드가 되는 제어 펄스(PS1, PS2, 및 P22S, P24S)는, 전원 전압(Vs)의 전압 파형인 정현파(교류 전압 파형)가 0(0볼트)을 교차하는 타이밍에서 행하는 것이 보다 바람직하다.

또한, 도 5의 (c)의 경우의 시뮬레이션 결과의 상세는, 도 8, 도 10을 참조해서 후기한다.

<시뮬레이션 결과>

다음으로, 도 6 내지 도 10에, 도 5의 (a), 도 5의 (b), 도 5의 (c)에서 나타낸 스위칭 방식으로 동작시켰을 때의 시뮬레이션 결과를 나타낸다.

한편, 도 6 내지 도 10에 있어서, 가로축은 시간의 흐름을 나타내고, 세로 방향에 있어서 위로부터, 전압(Vs, Vc0, Vc1, Vc2), 입력 전류(Is), 게이트 신호(Gsw1, Gsw2)의 각각의 파형을 나타내고 있다.

《도 6 : 도 5의 (a)의 스위칭 방식의 시뮬레이션 결과·도 3의 조건》

도 6은, 도 5의 (a)의 스위칭 방식(동작 조건은 도 3과 동일함, 부하 2900W, 전원 전압 200V, 평활 콘덴서 전압(고전압측) Vc1 : 240V, 평활 콘덴서 전압(저전압측) Vc2 : 50V로 설정)으로 동작시켰을 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.

도 6과 도 3의 각각의 입력 전류(Is)의 전류 파형을 비교하면, 도 6에 있어서의 전류 파형이 매끄러워져 있으며, 고조파 성분의 억제, 특히 저차(低次) 고조파 성분의 저감이 가능해진다.

《도 7 : 도 5의 (b)의 스위칭 방식의 시뮬레이션 결과·도 3의 조건》

도 7은, 도 5의 (b)의 스위칭 방식(동작 조건은 도 3과 동일함)으로 동작시켰을 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.

도 7과 도 3의 각각의 입력 전류(Is)의 전류 파형을 비교하면, 단락 모드가 들어가기 때문에, 입력 전류(Is)의 상승이 빨라져, 입력 전류(Is)의 피크값을 약간 저감할 수 있다. 그만큼 고조파 성분의 발생이 억제되어 있다.

《도 8 : 도 5의 (c)의 스위칭 방식의 시뮬레이션 결과·도 3의 조건》

도 8은, 도 5의 (c)의 스위칭 방식(동작 조건은 도 3과 동일함)으로 동작시켰을 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.

도 8과 도 7의 각각의 입력 전류(Is)의 전류 파형을 비교하면, 단락 모드가 들어가기 때문에, 입력 전류(Is)의 피크값을 저감할 수 있음과 동시에, 파형이 더매끄러워져 있다. 즉 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 억제된다.

《도 9 : 도 5의 (b)의 스위칭 방식의 시뮬레이션 결과·도 4의 조건》

도 9는, 도 5의 (b)의 스위칭 방식(동작 조건은 도 4와 동일함, 부하 2900W, 전원 전압 200V, 평활 콘덴서 전압(고전압측) Vc1 : 310V, 평활 콘덴서 전압(저전압측) Vc2 : 50V로 설정)으로 동작시켰을 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.

도 9와 도 4를 비교하면, 단락 모드가 들어가기 때문에, 직류 전압(Vc0)을 더 승압 가능해진다.

《도 10 : 도 5의 (c)의 스위칭 방식의 시뮬레이션 결과·도 4의 조건》

도 10은, 도 5의 (c)의 스위칭 방식(동작 조건은 도 4와 동일함)으로 동작시켰을 경우의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.

도 10과 도 9를 비교하면, PWM 동작이 들어가기 때문에, 입력 전류(Is)의 전류 파형이 정현파 형상에 가까워진다. 직류 전압(Vc0)의 승압도 가능하다.

이상과 같이, 상기 쌍방향 스위치 회로(6)의 스위칭 소자의 스위칭 방법을 변경함으로써, 전류 파형의 개선이나 직류 전압의 제어가 자유롭게 행해진다.

따라서, 도시하지 않지만, 본 정류 회로에 접속되는 부하의 상태(입력 전류, 직류 전압 등)에 따라 스위칭 방법을 변경하는 것도 가능하다.

또한, 경부하(輕負荷) 시(예를 들면, 직류 전압의 승압이 불요한 때)에는, 상기 스위칭 소자 2개를 동시 온시키는 단락 모드만을 사용해서, 전파 정류 회로+전류 고조파 억제 모드로서 동작시키는 것도 가능하다.

(제3 실시형태·모터 구동 장치)

다음으로, 제3 실시형태로서, 제1, 제2 실시형태의 정류 회로를 모터 구동 장치의 정류 회로로서 적용했을 경우를 나타낸다.

도 11은, 본 발명의 제3 실시형태의 모터 구동 장치의 전체 구성을 나타내는 도면이다. 모터 구동 장치는, 정류 회로(11)와 인버터 장치(인버터 회로)(7)를 구비해서 구성되어 있다.

도 11에 있어서, 교류 전원(1), 교류 리액터(2), 정류기(3), 평활 콘덴서군(4), 제어기(9)에 대해서는, 도 1과 마찬가지의 구성과 기능 및 동작이므로, 중복되는 설명은 생략한다.

도 11에 있어서, 도 1과 상이한 부분은, 쌍방향 스위치 회로(60)의 회로 구성과, 정류 회로(11)의 부하로서 PM 모터(8)와 상기 PM 모터(8)를 구동하는 인버터 장치(7)가 접속된 부분의 구성이다.

쌍방향 스위치 회로(60)는, 다이오드(641)와 다이오드(642)를 갖는 정류기(64)와, 다이오드(65)와, 스위칭 소자(62, 63)를 구비해서 구성되어 있다.

정류기(64)와 다이오드(65)에 의해, 도 1의 정류기(61)와 등가의 기능을 수행한다.

따라서, 도 11의 쌍방향 스위치 회로(60)는, 도 1에서 기술한 쌍방향 스위치 회로(6)와 대략 마찬가지의 동작을 하므로, 상세한 설명은 생략한다.

도 11에 나타내는 정류 회로(11)의 회로 구성은, 도 1에서 기술한 정류 회로(10)와 비교해서, 다이오드의 부품수를 1개, 삭감할 수 있는 장점이 있다.

또한, 인버터 장치(7)는, 입력인 직류 전력(직류 전압)을 임의의 주파수와 교류 전압의 삼상(三相) 교류 전력으로 변환하여 출력하는 것으로서, PM 모터(Permanent Magnet 모터, 영구 자석 모터, 영구 자석 동기 모터, 모터)(8)를 회전수 제어할 수 있는 제어기 및 제어 방법이 구비되어 있다.

제3 실시형태의 모터 구동 장치의 특징은, 전술한 정류 회로(11)(또는 정류 회로(10))를 사용한 것에 있으므로, 인버터 장치(7)에 대한 상세한 설명은 생략한다.

여기에서는, 도 12, 도 13을 사용해서, 모터 구동 장치로서 생각했을 경우의, 직류 전압의 승압 방법과 총합 효율의 관계로부터 정류 회로(11(10))의 동작에 대해서 기술한다.

<모터 구동 장치의 직류 전압의 승압 방법과 총합 효율>

도 12, 도 13에, 가로축에 모터의 회전수 또는 부하(부하 상태), 세로축에 직류 전압 및 모터를 포함하는 모터 구동 장치의 총합 효율(인버터 장치(7)가 출력하는 삼상 교류 전력/정류기(11)에 입력하는 교류 전력)의 변화 이미지를, 각각 제1 예, 제2 예로서 나타낸다.

한편, 도 12, 도 13에 있어서, 총합 효율은, 전파 정류 전압(쌍방향 스위치 회로 정지 상태)으로 모터를 구동했을 경우(실선)와, 직류 전압을 변화(쌍방향 스위치 회로 동작 상태)시켜서 모터를 구동했을 경우(점선)로 나타낸다.

《제1 예 : 모터의 회전수에 따라 직류 전압을 제어하는 방식》

도 12는, 제1 예로서, 모터의 회전수에 따라 직류 전압을 제어할 경우의 동작을 설명하는 도면이다. 가로축은 모터의 회전수(단위 시간의 회전수)이며, 세로 방향에는 정류 회로의 효율과, 정류 회로가 정류한 직류 전압의 상대적인 특성값을 나타내고 있다.

도 12에 있어서, 저회전 시에는, 상기 쌍방향 스위치 회로의 동작을 정지(스위치 회로 정지역(停止域))하고, 전파 정류 회로로서 사용한다.

이때, 직류 전압은 전파 정류 전압(특성선(123A))이 되어, 낮은 직류 전압으로 모터를 구동할 수 있기 때문에, 총합 효율은 향상한다(쌍방향 스위치 회로의 손실이 발생하지 않는다 : 특성선(120)).

그러나, 고속 회전이 되면, 낮은 직류 전압으로는 구동을 할 수 없어져, 약화 계자(界磁) 제어(무효 전류를 많이 흘리는 제어) 기술을 사용해서 구동할 필요가 있기 때문에, 총합 효율이 저하한다(특성선(122)).

그래서, 쌍방향 스위치 회로(60)(도 11)를 동작(스위치 회로 조작역, 도통 시간 가변역)시킴으로써, 소망의 직류 전압(특성선(123B))으로 제어하면, 모터는 약화 계자 제어를 사용하지 않고 구동을 할 수 있기 때문에, 효율적으로 구동이 가능해진다(특성선(121)).

한편, 회전수가 더 상승했을 경우에는, 쌍방향 스위치 회로(60)와 평활 콘덴서군(4)(도 11)의 조합에 의한 승압의 최대 전압(특성선(123C))에 도달한다.

또한, 여기에서 쌍방향 스위치 회로(60)의 스위칭 방법은, 제1, 제2 실시형태에 있어서의 방법을 조합시킴으로써 가능하다.

또한, 제3 실시형태 및 제1 실시형태에서 나타낸 정류 회로(쌍방향 스위치 회로(60)는, PWM 제어 시에도 대략 1㎑, PWM 제어를 하지 않을 경우에는 더 저주파수)는, 승압 초퍼 회로와 같이 고속(대략 16㎑)의 스위칭 동작에 의한 승압을 하고 있지 않기 때문에, 스위칭 손실이 적어, 승압 초퍼 회로를 사용한 방식에 비해서도 총합 효율을 향상할 수 있다.

《제2 예 : 모터의 부하의 크기로 전파 정류 전압과 최대 전압을 전환하는 방식》

도 13은, 모터의 부하의 크기로 전파 정류 전압과 최대 전압을 전환할 경우의 동작을 설명하는 도면이다. 즉, 도 13은, 도 12에 나타낸 바와 같이 직류 전압의 가변은 행하지 않고, 소정의 부하 조건으로 전파 정류 동작(쌍방향 스위치 회로 동작 정지)과 최대 전압 동작(쌍방향 스위치 회로 동작)을 전환하는 방식의 예를 나타내고 있다.

또한, 가로축은 부하의 값(부하 상태)이고, 세로 방향에는 정류 회로의 효율과, 정류 회로가 정류한 직류 전압의 상대적인 특성값을 나타내고 있다.

도 13에 있어서, 부하가 가볍고, 스위치 회로 정지역(쌍방향 스위치 회로 동작 정지)에서는, 전파 정류 동작을 행하므로 전파 정류 전압은, 특성선(133A)으로 나타내는 바와 같이 대략 일정하고, 총합 효율은 특성선(130)과 같이, 비교적 높은 효율이다.

그러나 부하가 상승해 가면, 정류 회로(11)(도 11)가 적절한 직류 전압을 인버터 장치(7)(도 11)에 공급할 수 없기 때문에, 총합 효율을 나타내는 특성선(130)은 저하해 간다.

부하가 더 무거워지면, 스위치 회로 정지인채로는, 특성선(132)으로 나타내는 바와 같이, 현저하게 총합 효율이 저하해 간다.

따라서, 소정의 부하에 도달했을 때에, 쌍방향 스위치 회로(60)(도 11)를 동작시킨다(스위치 회로 조작역). 그러면 정류 회로(11)의 정류된 직류 전압은, 특성선(133C)으로 나타내는 최대 전압이 된다.

이때, 인버터 장치(7)에 충분한 직류 전압이 공급되므로, 총합 효율은, 특성선(131)(스위치 회로 동작)으로 나타내는 바와 같이, 스위치 회로 정지인채로의 특성선(132)의 효율과 비교해서 현격히 개선할 수 있다.

본 방식은, 직류 전압을 세밀하게 제어하지 않으므로 제어 구성은 간소화할 수 있다. 따라서, 통상은 경부하에서의 구동이 주이고, 가끔 고부하 기동이 필요한 애플리케이션(예를 들면 냉장고 등)에 적용하면 좋다.

이상, 제1 예, 제2 예에 나타내는 바와 같이, 본 발명의 정류 회로를 모터 구동 장치에 적용했을 경우, 모터(8)의 경부하 시에는 쌍방향 스위치 회로(60)의 동작을 정지시키고, 고부하 시에는 쌍방향 스위치 회로(60)의 동작을 행하게 하도록 모터(8)의 부하 상태에 따라 동작을 변경함으로써 고효율화와 광범위 구동화의 양립이 가능한 모터 구동 장치, 및 이것을 사용한 기기를 실현하는 것이 가능해진다.

(그 외의 실시형태)

본 발명은 상기한 실시형태에 한정되는 것이 아니다. 이하에 예를 든다.

《3단 이상으로 직렬로 접속된 평활 콘덴서》

도 1, 도 11에 있어서, 평활 콘덴서군(4)에 있어서의 승압 동작을 하는 평활 콘덴서(41)와 평활 콘덴서(42)는 2개의 콘덴서를 직렬로 구성한 것이었다.

그러나, 2개의 콘덴서에 한정되는 것이 아니다. 예를 들면 3개(제1, 제2, 제3)의 콘덴서(평활 콘덴서)를 직렬로 접속해서, 교류 전원(1)(도 1)의 전원 전압(Vs)의 파형의 전압이 상대적으로 낮은 전압일 때에는 제3 콘덴서에 충전한다(Vc3). 그리고, 전원 전압(Vs)의 파형의 전압이 상대적으로 중간 정도의 전압일 때에는 제2 콘덴서에 충전한다(Vc2). 또한, 전원 전압(Vs)의 파형의 전압이 상대적으로 높은 전압일 때에는 제1 콘덴서에 충전한다(Vc1).

이상과 같이, 3개(제1, 제2, 제3)의 콘덴서에 충전하도록 쌍방향 스위치 회로(도 1의 쌍방향 스위치 회로(6)에 대응)를 구성한다. 한편, 이때 쌍방향 스위치 회로에 있어서의 정류기는, 도 1의 정류기(61)와 동일해도 되지만, 스위칭 소자는 적어도 3개가 필요하며, 또한 제어기(9)(도 1)의 제어 방법을 상기한 충전의 제어가 적절히 행해지도록 설계한다.

이때, 평활 콘덴서군(4)이 출력하는 직류 전압은 (Vc1+Vc2+Vc3)이 되어 승압의 효율이 좋아진다. 한편, 3개의 콘덴서의 각 충전 전압(Vc1, Vc2, Vc3)은, 각각 상이하도록 언밸런스하게 설정된다.

또한, 제1, 제2, 제3 콘덴서의 충전 시에, 전원 전압(Vs)의 파형의 전압이 상대적으로 낮은 전압, 중간 정도의 전압, 높은 전압의 각각의 경우에 따라, 분담해서 충전되므로, 전원 전압(Vs)의 정현파형의 변화에 따라 각 충전이 이루어지기 때문에 고조파 전류의 발생도 더 억제된다.

따라서, 적은 스위칭 횟수로 고조파 전류의 억제와 직류 전압의 승압을 양립시키는 정류 회로를 제공할 수 있다.

또한, 평활 콘덴서군(4)에 있어서의 승압 동작을 하는 평활 콘덴서의 직렬의 단수(개수)는, 3단 이하로 한정되는 것이 아니다. 4단 이상으로 해도 된다.

이때, 승압 효율이 더 향상되고, 고조파 전류의 발생이 억제된다. 한편, 4단 이상의 복수의 콘덴서의 각 충전 전압은, 상기한 특성의 향상을 위해서, 각각 상이하도록 언밸런스하게 설정된다.

《스위칭 소자의 디바이스》

또한, 도 1, 도 11에 있어서, 쌍방향 스위치 회로(6, 60)에 있어서의 스위칭 소자(62, 63)는, 스위칭 기능을 가지면 되므로, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), M0SFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), 바이폴러 트랜지스터(Bipolar junction transistor), BiCMOS(Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor) 등의 소자, 디바이스를 적용할 수 있다.

《스위칭 소자의 병렬 다이오드》

또한, 도 1, 도 11에 있어서, 쌍방향 스위치 회로(6, 60)에 있어서의 스위칭 소자(62, 63)에는, 각각 다이오드가 병렬로 접속되어 있도록 표기되어 있지만, 예를 들면 MOSFET이면, 기생 다이오드가 존재하므로, 굳이 외부 부착 다이오드를 부가할 필요는 없다.

《쌍방향 스위치 회로의 스위칭 방법》

본 발명은, 도 2 및 도 5에 나타내는 스위칭 방법에 한정하는 것이 아니라, 그 외의 스위칭 방법이어도 적용 가능하다. 즉, 발생하는 펄스의 타이밍이나, 펄스 폭, PWM 방식의 유무의 변경이나 조합이 다양하게 가능하다.

《모터 구동 장치에 사용하는 정류 회로》

제3 실시형태의 모터 구동 장치에 있어서는, 정류 회로(11)를 사용해서 설명했지만, 도 1에서 설명한 정류 회로(10)를 사용해도 된다. 또한, 정류 회로(11, 10)에 있어서의 쌍방향 스위치 회로(60, 6)의 제어 방법도 다양하게 가능하다.

1 : 교류 전원
2 : 교류 리액터
3, 61, 64 : 정류기
4 : 평활 콘덴서군
5 : 부하, 직류 부하
6, 60 : 쌍방향 스위치 회로
7 : 인버터 장치(인버터 회로)
8 : PM 모터(모터, 영구 자석 동기 모터)
9 : 제어기
10, 11 : 정류 회로
41 : 평활 콘덴서(제1 평활 콘덴서)
42 : 평활 콘덴서(제2 평활 콘덴서)
43 : 평활 콘덴서(제3 평활 콘덴서)
62, 63 : 스위칭 소자
65, 611, 612, 613, 614, 641, 642 : 다이오드

Claims

교류 전원에 접속되는 교류 리액터와,
교류측은 상기 교류 리액터를 통해서 상기 교류 전원에 접속되고, 직류측은 직류 부하에 접속되는 정류기와,
상기 정류기의 직류측과 상기 직류 부하 사이에 설치되는 직렬 접속된 복수의 평활 콘덴서와,
상기 정류기의 교류측과 상기 직렬 접속된 복수의 평활 콘덴서의 접속점 사이에 설치되는 쌍방향 스위치 회로를 구비하고,
상기 직렬 접속된 복수의 평활 콘덴서의 각 충전 전압은 언밸런스인 것을 특징으로 하는 정류 회로.
교류 전원에 접속되는 교류 리액터와,
교류측은 상기 교류 리액터를 통해서 상기 교류 전원에 접속되고, 직류측은 직류 부하에 접속되는 정류기와,
상기 정류기의 직류측과 상기 직류 부하 사이에 설치되는 직렬 접속된 제1 평활 콘덴서와 제2 평활 콘덴서와,
상기 정류기의 교류측과 상기 직렬 접속된 상기 제1 평활 콘덴서와 상기 제2 평활 콘덴서의 접속점 사이에 설치되는 쌍방향 스위치 회로를 구비하고,
상기 제2 평활 콘덴서의 양단의 전압이 직류 전압의 반분(半分)보다 저전압이고, 상기 제1 평활 콘덴서의 양단의 전압이 직류 전압의 반분보다 고전압인 것을 특징으로 하는 정류 회로.
제2항에 있어서,
상기 쌍방향 스위치 회로는,
상기 교류 전원을 상기 교류 리액터를 통해서 단락하는 단락 모드와,
상기 직렬로 접속된 제1, 제2 평활 콘덴서의 임의의 한쪽을 충전하는 배전압(倍電壓) 정류 모드와,
상기 직렬로 접속된 제1, 제2 평활 콘덴서의 양쪽을 충전하는 전파(全波) 정류 충전 모드를 갖는 것을 특징으로 하는 정류 회로.
제3항에 있어서,
상기 단락 모드는 상기 교류 전원의 교류 전압이 0볼트가 되는 타이밍에서 행해지고 있는 것을 특징으로 하는 정류 회로.
제2항에 있어서,
상기 쌍방향 스위치 회로는,
상기 교류 전원의 순시(瞬時) 전압이 소정값보다 낮은 영역에서는, 상기 제2 평활 콘덴서를 충전하고,
상기 교류 전원의 순시 전압이 소정값보다 같거나 높은 영역에서는, 상기 제1 평활 콘덴서를 충전하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 정류 회로.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 정류 회로가 접속되어 있는 직류 부하에 흐르는 전류값이 소정값보다 작을 때에는, 상기 쌍방향 스위치 회로의 동작을 정지하는 것을 특징으로 하는 정류 회로.
제1항 또는 제2항에 기재된 정류 회로를 구비하고,
상기 직류 부하로서 인버터 회로 및 모터로 이루어지는 모터 구동 장치를 접속하고, 상기 모터의 부하 상태 또는 회전수에 따라, 상기 쌍방향 스위치 회로의 스위칭 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
제7항에 있어서,
상기 모터의 부하 상태 또는 회전수에 따라, 상기 쌍방향 스위치 회로의 스위칭 동작을 정지하는 모드와, 상기 쌍방향 스위치 회로의 스위칭 동작을 행하게 하는 모드를 구비하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.