JP5435464B2 - モータ始動方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動するためのインバータを用いたモータ始動方法に関する。

ファン、ブロアあるいはコンプレッサなどの風量・水量制御に、インバータを用いた高圧交流モータ可変速ドライブ技術を導入することによって、従来のダンパ制御によるものに比べて大幅な省エネルギーを達成することができる。

上述のような大型の負荷に対応すべくインバータの大容量化・高圧化の手法として、変換器用変圧器を用いた多重化方式がある。これに対し、近年、高耐圧化が可能なダイオードクランプ形マルチレベル変換器を用いたトランスレスモータドライブシステムが提案されている（例えば、非特許文献１参照。）。

しかしながら、マルチレベル変換器では、直流分圧コンデンサの電圧不均一が生じ、これを抑制するために直流リンクに電圧均一化回路を接続する必要がある。また、出力電圧のレベル数を増加させようとするとクランプダイオード数は増えてしまい、実装が難しくなる。

これに対し、実装が容易で大容量・高圧用途に適したモジュラーマルチレベルインバータ（Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ：ＭＭＩ）が提案されている（例えば、非特許文献２および非特許文献３参照。）。

図１０は、モジュラーマルチレベルインバータの主回路構成を示す回路図であり、図１１は、モジュラーマルチレベルインバータの一構成要素であるチョッパセルを示す回路図、図１２は、モジュラーマルチレベルインバータの一構成要素である３端子結合リアクトルを示す回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。また、各相の回路構成、動作原理および制御方法は同様であるため、以下、主としてｕ相について説明する。

図１０に示すモジュラーマルチレベルインバータ１（以下、単に「インバータ１」とも称する。）は、ｕ相、ｖ相およびｗ相の電圧形フルブリッジインバータである。インバータ１の直流側（直流リンク）には、大容量の平滑コンデンサ（図示せず）が接続され、直流電圧Ｅが印加されることになる。直流電圧Ｅは必ずしも固定値である必要はなく、例えばダイオード整流器に起因する低次高調波成分やスイッチングリプル成分を含んでいても構わない。したがって、平滑コンデンサは省略可能である。

図１０に示すインバータ１のｕ、ｖおよびｗ各相は、図１１に示すチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜８、以下同様。）と、図１２に示す３端子結合リアクトル１２とで構成される。なお、図１０におけるチョッパセル１１−ｊについては、理解を容易にするために、図１１に示すチョッパセル１１−ｊにおける直流コンデンサＣを当該チョッパセル１１−ｊの外側に記載している。

図１０に示す例では、一例として、各相におけるチョッパセルの個数を８個としており、このため、インバータ１の出力は、相電圧が９レベル、線間電圧が１７レベルのＰＷＭ波形となる。

図１１に示すように、チョッパセル１１−ｊは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２と、直流コンデンサＣとを有する２端子回路であり、双方向チョッパの一部とみなせる。チョッパセル１１−ｊは、２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は互いに直列接続され、これに、直流コンデンサＣが並列接続されることで構成される。２つの半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のうち、図示の例では半導体スイッチＳＷ２の各端子が、当該チョッパセル１１の出力端となる。本明細書では、直流コンデンサの電圧値をｖ_Cju（ただし、ｊ＝１〜８）、チョッパセル１１−ｊの出力電圧（すなわち、半導体スイッチＳＷ２の両端の電圧）の値を、ｕ相の場合、ｖ_juと定義する。

上述のように、インバータ１は電圧形インバータであるため、各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、それぞれ、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、で構成される。半導体スイッチング素子Ｓは例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｐａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。

ｕ相における８個のチョッパセル１１−１〜１１−８のうち、チョッパセル１１−１〜１１−４は、それぞれの出力端を介してカスケード接続される。本明細書では、これを第１のアーム（ａｒｍ）２ｕ−Ｐと称する。また、チョッパセル１１−５〜１１−８は、それぞれの出力端を介してカスケード接続される。本明細書では、これを第２のアーム２ｕ−Ｎと称する。ｖ相およびｗ相についても同様であり、それぞれ、第１のアーム２ｖ−Ｐおよび第２のアーム２ｖ−Ｎ、ならびに第１のアーム２ｗ−Ｐおよび第２のアーム２ｗ−Ｎが構成される。本明細書では、ｕ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pu、第２のアームに流れる電流をｉ_Nu、ｖ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pv、第２のアームに流れる電流をｉ_Nv、ｗ相については、第１のアームに流れる電流をｉ_Pw、第２のアームに流れる電流をｉ_Nw、と定義し、以下、「アーム電流」と称する。

３端子結合リアクトル１２（以下、単に「結合リアクトル１２」と称する。）は、第１の端子ａ、第２の端子ｂ、および、第１の端子ａと第２の端子ｂとの間の巻線上に位置する第３の端子ｃを有する。ｕ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｕ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｕーＮが、それぞれ接続される。結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、インバータ１のｕ相の出力端となる。同様に、ｖ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｖ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｖーＮが、それぞれ接続され、結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、インバータ１のｖ相の出力端となる。また、ｗ相について言えば、結合リアクトル１２の第１の端子ａには第１のアーム２ｗ−Ｐが、結合リアクトル１２の第２の端子ｂには第２のアーム２ｗーＮが、それぞれ接続され、結合リアクトル１２の第３の端子ｃは、インバータ１のｗ相の出力端となる。つまり、ｕ、ｖおよびｗ各相の各結合リアクトル１２の第３の端子ｃが、インバータ１のｕ、ｖおよびｗ各相の出力端となる。

また、ｕ相において、第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子には、大容量の平滑コンデンサ（図示せず）が接続され、直流側の電源電圧Ｅが印加されることになる。同様に、ｖ相においては、第１のアーム２ｖ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子に、ｗ相においては、第１のアーム２ｗ−Ｐおよび第２のアーム２ｗ−Ｎの、結合リアクトル１２が接続されない側の各端子に、直流側の電源電圧Ｅがそれぞれ印加されることになる。

本明細書では、インバータ１のｕ相、ｖ相およびｗ相の各出力端から流れ出る電流（すなわち、インバータ１の負荷として例えばモータが接続された場合はモータに流れ込む電流）を、それぞれ、ｉ_u、ｉ_vおよびｉ_uと定義し、以下、「負荷側電流」と称する。

このとき、ｕ相について、リアクトル１２のインダクタンスをｌとしたとき、式１で表わされる回路方程式が成り立つ。

上記式１から、負荷を経由しない閉回路が存在することがわかるが、本明細書ではこの閉回路を「直流ループ」と称することにする。ｕ相の直流ループを循環する電流をｉ_Zu（以下、「循環電流」と称する。）としたとき、アーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuと負荷側電流ｉ_uとの間には以下の関係が成立する。

次に、図１０〜１２に示すインバータ１の動作原理および制御方法について、主としてｕ相について説明する。

モジュラーマルチレベルインバータであるインバータ１における各チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuの制御は、２つの制御からなる。

その１つは、各相独立に実行される、チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveを所望のコンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる制御である。本明細書では、この制御を「平均値制御（Ａｖｅｒａｇｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ）」と称する。

もう１つは、各チョッパセル１１−ｊの直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを所望の直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる制御である。本明細書では、この制御を「バランス制御（Ｂａｌａｎｃｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ）」と称する。

平均値制御の動作原理は以下の通りである。図１３は、モジュラーマルチレベルインバータにおける直流コンデンサの平均値制御を示すブロック図である。ここで、ｕ相の直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveは式５で表わされる。

図１３より、循環電流ｉ_Zuの電流指令値ｉ_Zu ^*は、Ｋ₁およびＫ₂をゲインとしたとき、式６で表わされる。

このとき、平均値制御の電圧指令値Ｖ_Au ^*は、Ｋ₃およびＫ₄をゲインとしたとき、式７で表わされる。

平均値制御では、循環電流の実際の電流量ｉ_Zuを指令値ｉ_Zu ^*に追従させるための電流マイナーループを構成する。実際の循環電流ｉ_Zuは式４より導出されるが、この循環電流ｉ_Zuを電流マイナーループを介して制御することによって、負荷電流ｉ_uに影響を与えることなく平均値制御を実現することができる。式６において、直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveが直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*よりも小さい場合（ｖ_Cuave＜ｖ_C ^*）、電流指令値ｉ_Zu ^*は増加する。実際の循環電流ｉ_Zuが電流指令値ｉ_Zu ^*よりも減少した場合（ｉ_Zu＜ｉ_Zu ^*）、各チョッパセル１１−ｊの出力電圧ｖ_juを直流側の電源電圧Ｅに対して減少させ、循環電流ｉ_Zuを増加させる。一方、実際の循環電流ｉ_Zuが電流指令値ｉ_Zu ^*よりも増加した場合（ｉ_Zu＞ｉ_Zu ^*）、各チョッパセル１１−ｊの出力電圧ｖ_juを直流側の電源電圧Ｅに対して増加させ、循環電流ｉ_Zuを減少させる。

バランス制御の動作原理は以下の通りである。図１４は、モジュラーマルチレベルインバータにおける直流コンデンサのバランス制御を示すブロック図である。上述のように、バランス制御は、各チョッパセル１１−ｊの直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを所望の直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる制御である。ここで、バランス制御の電圧指令値をｖ_Bju ^*で表わす。

各チョッパセル１１−ｊの出力電圧ｖ_juとアーム電流ｉ_Puおよびｉ_Nuとの間で有効電力を形成することで、直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる。例えば、図１０に示す第１のアーム２ｕ−Ｐ内の各チョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）において、直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuが直流コンデンサ電圧指令値ｖ^* _Cuよりも小さい場合（ｖ_Cju＜ｖ^* _Cu）、直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを増加させるためにチョッパセル１１−ｊに正の有効電流を流入させる。このために、式８で示されるバランス制御の電圧指令値ｖ_Bju ^*（ただし、ｊ＝１〜４）を用いる。ここで、Ｋ₅をゲインとする。

式８において、ｖ_u ^*は負荷に印加すべき電圧の指令値を表す。線間電圧指令値の実効値をＶ^*、周波数をｆとしたとき、式９で表わされる。

モータドライブの場合、ｖ_u ^*と負荷電流ｉ_uは同相と見なせる。直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuが直流コンデンサ電圧指令値ｖ^* _Cよりも小さい場合（ｖ_Cju＜ｖ^* _C）、アーム電流ｉ_Puと電圧指令値ｖ_Bju ^*は式９より同相となる。したがって、チョッパセル１１−ｊには正の有効電力「ｖ^* _Bju×ｉ_Pu」が流入する。一方、直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuが直流コンデンサ電圧指令値ｖ^* _Cよりも大きい場合（ｖ_Cju＞ｖ^* _C）、アーム電流ｉ_Puと電圧指令値ｖ_Bju ^*は式９より逆相となる。したがって、チョッパセル１１−ｊには負の有効電力「ｖ^* _Bju×ｉ_Pu」が流入する。

同様に、図１０に示す第２のアーム２ｕ−Ｐ内の各チョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）については、式１０で示されるバランス制御の電圧指令値ｖ_Bju ^*（ただし、ｊ＝５〜８）を用いる。ここで、Ｋ₅をゲインとする。

このように、モジュラーマルチレベルインバータであるインバータ１における各チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuは、上記平均値制御および上記バランス制御により制御される。

各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング信号を生成するのに用いられる出力電圧指令値の生成について説明する。図１５は、モジュラーマルチレベルインバータにおける各チョッパセルについての出力電圧指令値の生成を示すブロック図である。

各チョッパセル１１−ｊの出力電圧指令値ｖ_ju ^*は、第１のアーム２ｕ−Ｐ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）については式１１、第１のアーム２ｕ−Ｎ内のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）については式１２で表わされる。出力電圧指令値ｖ_ju ^*の生成にあたっては、直流側の電源電圧Ｅをフィードフォワード項として利用する。

上述のようにして生成される出力電圧指令値ｖ_ju ^*は、各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuで規格化された後、キャリア周波数ｆ_cの三角波キャリア信号と比較され、ＰＷＭのスイッチング信号が生成される。生成されたスイッチング信号は、対応するチョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチングに用いられる。なお、各チョッパセル１１−ｊのスイッチング周波数ｆ_sはキャリア周波数ｆ_cと等しい。チョッパセルが例えば８個の場合には、各チョッパセル１１−ｊに対応するキャリア信号の初期位相は４５度ずつずらす。すなわち、初期位相は、チョッパセル１１−１については０度、チョッパセル１１−２については９０度、チョッパセル１１−３については１８０度、チョッパセル１１−４については２７０度、チョッパセル１１−５については４５度、チョッパセル１１−６については１３５度、チョッパセル１１−７については２２５度、チョッパセル１１−８については３１５度とする。また、各相のキャリア信号の初期位相については、１２０度ずつずらす。これにより、インバータ１の出力電圧の線間電圧は１７レベルの交流波形となり、等価スイッチング周波数は８ｆ_cとなる。

上述のチョッパセル内のスイッチＳＷ１およびＳＷ２のためのスイッチング信号の生成は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。

図１０に示したモジュラーマルチレベルインバータ１の変形例として、３端子結合リアクトルを、通常のリアクトル（すなわち、非結合リアクトル）を用いたものもある。図１６は、モジュラーマルチレベルインバータの別の例の主回路構成を示す回路図であり、図１７は、図１６に示すモジュラーマルチレベルインバータ内のリアクトルの配置例を示す回路図である。この例では、第１のアーム２ｕ−Ｐ内にチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）とリアクトル１２−１とを備え、第２のアーム２ｕ−Ｎ内にチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）とリアクトル１２−１とを備える。第１のアーム２ｕ−Ｐにおいては、４個のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝１〜４）が、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトル１２−１が、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続される。また、第２のアーム２ｕ−Ｎにおいては、４個のチョッパセル１１−ｊ（ただし、ｊ＝５〜８）が、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトル１２−２が、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続される。図１６に示すモジュラーマルチレベルインバータ１においては、リアクトル１２−１については、一方の端子にチョッパセル１１−４が接続され、他方の端子にはリアクトル１２−２が接続される。また、リアクトル１２−２については、一方の端子にリアクトル１２−１が接続され、他方の端子にはチョッパセル１１−５が接続される。第１のアーム２ｕ−Ｐおよび第２のアーム２ｕ−Ｎの、互いが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加される。また、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子が、インバータ１のｕ相の出力端子となる。

図１６に示すような非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルインバータ１においては、リアクトル１２−１および１２−２は、互いにカスケード接続されたチョッパセル１１−ｊ間の任意の位置に接続される。図１７（ａ）は、図１６に示す第１のアームを示したものであるが、リアクトルの配置位置の他の例として、例えば図１７（ｂ）に示すように、チョッパセル１１−１の、直流電源電圧が印加される側の端子に接続してもよい。また、図１７（ｃ）に示すように、チョッパセル１１−３とチョッパセル１１−４との間に接続してもよい。

なお、これ以外の回路構成要素については図１０に示す回路構成要素と同様であるので、同一の回路構成要素には同一符号を付して当該回路構成要素についての詳細な説明は省略する。

近藤洋介、Ｈａｔｔｉ Ｎａｔｃｈｐｏｎｇ、赤木泰文著、「５レベルダイオードクランプＰＷＭ整流器・インバータによる誘導電動機可変駆動システム」、電気学会論文誌Ｄ、１２８、３、ｐｐ２５９〜２６６、２００８年 萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、１２８、７、ｐｐ９５７〜９６５、２００８年７月 西村和敏、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブシステムへの応用−４００Ｖ，１５ｋＷミニモデルによる実験的検証−」、電気学会半導体電力変換研究会、ＳＰＣ−０９−２４、ｐｐ１９〜２４、２００９年１月

モータを汎用インバータを用いて駆動する場合、可変電圧可変周波数速度制御（以下、「Ｖ／ｆ制御」と称する。）が広く用いられている。Ｖ／ｆ制御は、モータの始動時から定格周波数に達するまでの間にわたって定トルク運転を実現できる点に特長がある。

しかしながら、上述のモジュラーマルチレベルインバータ１を用いてモータを駆動するのにＶ／ｆ制御を用いた場合、非特許文献３に記載されているように、チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサの電圧に、モータ駆動周波数を主成分とする交流電圧変動が生じる。図１０のチョッパセル１１−１の直流コンデンサの電圧ｖ_C1uに含まれる交流変動分ｖ_C1u’は、非特許文献３に記載されているように式１３および式１４で近似できる。

ここで、ΔＶ_C1uはｖ_C1u’の最大電圧変動、Ｉはモータに流れ込む電流（以下、単に「モータ電流」と称する。）の実効値、ｆはモジュラーマルチレベルインバータ１の出力周波数、Ｃはチョッパセル１１−１内の直流コンデンサの静電容量を表わす。

式１３および式１４より、交流変動分ｖ_C1u’は、モータ電流の実効値Ｉに比例し、出力周波数ｆに反比例する。したがって、低周波数領域において定格電流と同程度の始動電流が発生するＶ／ｆ制御をモジュラーマルチレベルインバータ１を用いたモータ駆動に適用すると、モータの始動時に、定格周波数動作時の数倍の交流電圧変動が発生してしまう。

このように、モジュラーマルチレベルインバータを用いたモータ駆動では、モータの始動時に不安定動作が発生するといった問題がある。

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、モジュラーマルチレベルインバータを用いてモータを安定に始動させるモータ始動方法を提供することにある。

上記目的を実現するために、本発明の第１の態様においては、モータの始動に用いられるインバータは、直列接続された２つの半導体スイッチとこれら２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり上記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数のチョッパセルが、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続された第１および第２のアームと、第１の端子、第２の端子、および第１の端子と第２の端子との間の巻線上に位置する第３の端子を有する３端子結合リアクトルであって、第１の端子には第１のアームが、第２の端子には第２のアームが、第３の端子には駆動すべきモータが、それぞれ接続される３端子結合リアクトルと、を備えるものであり、ここで、第１および第２のアームの、３端子結合リアクトルが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるモジュラーマルチレベルインバータである。すなわち、本発明の第１の態様によれば、上記インバータを用いてモータを始動させるモータ始動方法は、インバータがＰＷＭ変換器として動作する電圧値よりも大きい第１の電圧値からインバータがモータに印加する初期電圧値を出力することができる第２の電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を追従させるようインバータを制御する第１の制御ステップと、第１の制御ステップの後、所定の時間期間に亘って、第２の電圧値から直流コンデンサの定格電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、各直流コンデンサの電圧を追従させるよう制御するとともに、初期電圧値からモータの定格電圧値まで増加する電源周波数よりも小さい一定周波数を有する電圧が、３端子結合リアクトルの第３の端子から出力されるよう制御する第２の制御ステップと、を備える。

本発明の第２の態様においては、モータの始動に用いられるインバータは、直列接続された２つの半導体スイッチとこれら２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり上記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルおよびリアクトルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数のチョッパセルが、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトルが、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続された第１および第２のアーム、を備えるものであり、ここで、第１および第２のアームの、互いが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるモジュラーマルチレベルインバータである。このようなモジュラーマルチレベルインバータの第１のアームと第２のアームとの接続端子に、駆動すべきモータが接続される。すなわち、本発明の第２の態様によれば、上記インバータを用いてモータを始動させるモータ始動方法は、インバータがＰＷＭ変換器として動作する電圧値よりも大きい第１の電圧値からインバータがモータに印加する初期電圧値を出力することができる第２の電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を追従させるようインバータを制御する第１の制御ステップと、第１の制御ステップの後、所定の時間期間に亘って、第２の電圧値から直流コンデンサの定格電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、各直流コンデンサの電圧を追従させるよう制御するとともに、初期電圧値からモータの定格電圧値まで増加する電源周波数よりも小さい一定周波数を有する電圧が、第１のアームと第２のアームとの接続端子から出力されるよう制御する第２の制御ステップと、を備える。

上記目的を実現するために、本発明の第３の態様においては、モータの始動に用いられるインバータは、本発明の第１の態様におけるインバータと同様のものであり、すなわち、直列接続された２つの半導体スイッチとこれら２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり上記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数のチョッパセルが、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続された第１および第２のアームと、第１の端子、第２の端子、および第１の端子と第２の端子との間の巻線上に位置する第３の端子を有する３端子結合リアクトルであって、第１の端子には第１のアームが、第２の端子には第２のアームが、第３の端子には駆動すべきモータが、それぞれ接続される３端子結合リアクトルと、を備えるものであり、ここで、第１および第２のアームの、３端子結合リアクトルが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるモジュラーマルチレベルインバータである。すなわち、本発明の第３の態様によれば、上記インバータを用いてモータを始動させるモータ始動方法は、インバータがＰＷＭ変換器として動作する電圧値よりも大きい第１の電圧値からインバータがモータに印加する当該モータの定格電圧値を出力することができる第２の電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を追従させるようインバータを制御する第１の制御ステップと、第１の制御ステップの後、第２の電圧値から直流コンデンサの定格電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、各直流コンデンサの電圧を追従させるよう制御するとともに、電源周波数よりも小さい一定周波数を有する定格電圧値の電圧が、３端子結合リアクトルの第３の端子から出力されるよう制御する第２の制御ステップと、を備える。

本発明の第４の態様においては、モータの始動に用いられるインバータは、本発明の第２の態様におけるインバータと同様のものであり、すなわち、直列接続された２つの半導体スイッチとこれら２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり上記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルおよびリアクトルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数のチョッパセルが、当該チョッパセルが有する出力端を介してカスケード接続されるとともに、リアクトルが、互いにカスケード接続されたチョッパセル間の任意の位置に接続された第１および第２のアーム、を備えるものであり、ここで、第１および第２のアームの、互いが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるモジュラーマルチレベルインバータである。このようなモジュラーマルチレベルインバータの第１のアームと第２のアームとの接続端子に、駆動すべきモータが接続される。すなわち、本発明の第４の態様によれば、上記インバータを用いてモータを始動させるモータ始動方法は、インバータがＰＷＭ変換器として動作する電圧値よりも大きい第１の電圧値からインバータがモータに印加する当該モータの定格電圧値を出力することができる第２の電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を追従させるようインバータを制御する第１の制御ステップと、第１の制御ステップの後、第２の電圧値から直流コンデンサの定格電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、各直流コンデンサの電圧を追従させるよう制御するとともに、電源周波数よりも小さい一定周波数を有する定格電圧値の電圧が、第１のアームと第２のアームとの接続端子から出力されるよう制御する第２の制御ステップと、を備える。

本発明の第１〜第４の態様における第１および第２の制御ステップは、モジュラーマルチレベルインバータの第１および第２のアームを流れる各アーム電流、各チョッパセルにおける直流コンデンサの電圧、直流リンク電圧、および、インバータから出力される各相の電流（すなわち、負荷であるモータに流れ込む各相の電流））を、公知の検出器で検出し、この検出結果を用いてＤＳＰなどの演算処理装置で演算処理することで実現される。

本発明によれば、モータ駆動に用いられるモジュラーマルチレベルインバータ内の直流コンデンサの交流電圧変動が抑制され、モータを安定に始動させることができる。本発明によれば、制御のし易さ、電磁ノイズ（ＥＭＩ）の抑制、トルク脈動の低減など、優れた特性を有する。本発明は、発生可能な始動トルクは定格トルクの４０％程度に制限されるが、ファン、ブロア、ポンプおよびコンプレッサなど２乗低減トルク負荷のものであれば適用することができる。

本発明の第１の実施例によるモータ始動方法の動作フローを示すフローチャートである。 本発明の第１および第３の実施例によるモジュラーマルチレベルインバータを示す回路図である。 本発明の第１の実施例によるモータ始動方法についての実験結果を示す図である。 図３の拡大図である。 本発明の第１の実施例によるモータ始動方法についてのシミュレーション結果を示す図である。 図５の拡大図である。 本発明の第１の実施例によるモータ始動方法についての実験およびシミュレーションに用いた回路を示す図である。 本発明の第２および第４の実施例によるモジュラーマルチレベルインバータを示す回路図である。 本発明の第３の実施例によるモータ始動方法の動作フローを示すフローチャートである。 モジュラーマルチレベルインバータの主回路構成を示す回路図である。 モジュラーマルチレベルインバータの一構成要素であるチョッパセルを示す回路図である。 モジュラーマルチレベルインバータの一構成要素である３端子結合リアクトルを示す回路図である。 モジュラーマルチレベルインバータにおける直流コンデンサの平均値制御を示すブロック図である。 モジュラーマルチレベルインバータにおける直流コンデンサのバランス制御を示すブロック図である。 モジュラーマルチレベルインバータにおける各チョッパセルについての出力電圧指令値の生成を示すブロック図である。 モジュラーマルチレベルインバータの別の例の主回路構成を示す回路図である。 図１６に示すモジュラーマルチレベルインバータ内のリアクトルの配置例を示す回路図である。

以下に説明する第１〜第４の実施例については、主としてｕ相について説明するが、ｖ相およびｗ相についても同様である。また、各実施例では、チョッパセルの個数は８個としたが、本発明はこれに限定されるものではなく、チョッパセルの個数は偶数個であればよい。

図１は、本発明の第１の実施例によるモータ始動方法の動作フローを示すフローチャートである。また、図２は、本発明の第１および第３の実施例によるモジュラーマルチレベルインバータを示す回路図である。また、図３は、本発明の第１の実施例によるモータ始動方法についての実験結果を示す図であり、図４は、図３の拡大図である。また、図５は、本発明の第１の実施例によるモータ始動方法についてのシミュレーション結果を示す図であり、図６は、図５の拡大図である。図７は、本発明の第１の実施例によるモータ始動方法についての実験およびシミュレーションに用いた回路を示す図である。

本発明の第１の実施例によるモータ始動方法は、図１０〜１５を参照して説明したモジュラーマルチレベルインバータをモータの駆動に用いた場合の当該モータの始動方法に関するものである。すなわち、図２に示すモジュラーマルチレベルインバータ１の回路構成自体は、図１０に示したそれと同様であり、チョッパセル１１−ｊは図１１に示されたものであり、３端子結合リアクトル１２は図１２に示されたものである。チョッパセル１１−ｊ内の各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２が、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子Ｓと、半導体スイッチング素子Ｓに逆並列に接続された帰還ダイオードＤと、を有する点も同様である。

図２に示すように、モジュラーマルチレベルインバータ１の各チョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作の指示に用いられるスイッチング信号は、参照符号１０で示されるＤＳＰによって生成される。ＤＳＰ１０には、公知の検出器によって検出された、モジュラーマルチレベルインバータ１の第１のアーム２ｕ−Ｐ、２ｖ−Ｐおよび２ｗ−Ｐを流れるアーム電流ｉ_Pu、ｉ_Pv、およびｉ_Pw、第２のアーム２ｕ−Ｎ、２ｖ−Ｎおよび２ｗ−Ｎを流れるアーム電流ｉ_Nu、ｉ_Nv、およびｉ_Nw、各チョッパセル１１−ｊにおける直流コンデンサの電圧ｖ_Cju、ｖ_Cjv、ｖ_Cjw、ならびに、インバータ１から出力される各相の電流（すなわち、負荷であるモータに流れ込む各相の電流））ｉ_u、ｉ_v、およびｉ_w、が入力され、演算処理が実行される。

実験およびシミュレーションには、図７に示す回路を用いた。表１は、図７に示す回路の回路定数を示す。

実験およびシミュレーションにおける制御システムは、ＤＳＰおよびＦＰＧＡをベースとした全ディジタル制御により実現し、デッドタイムは４μ秒、各チョッパセル１１−ｊのキャリア周波数ｆ_cは１ｋＨｚとした。負荷であるモータとしては、３８０Ｖ、１５ｋＷ定格、極対数２の誘導電動機ＩＭを用いた。表２は、実験およびシミュレーションにおいて負荷として用いた誘導電動機の仕様を示す。

また、図７に示す回生負荷は、インバータ１で駆動するモータの始動負荷トルクを模擬するためのものであり、１９０Ｖ、１５ｋＷ定格、極対数２の誘導発電機ＩＧとＢＴＢ（Ｂａｃｋ−ｔｏ−Ｂａｃｋ）構成の変換器２１および２２とで構成した。これにより、ベクトル制御を適用することで誘導電動機ＩＭの瞬時負荷トルクτ_Lを可変にした。

なお、実験波形の計測について、サンプリング速度は、「Ｓ／秒」を１秒間あたりのサンプリング回数としたとき、図３に関しては１ｋＳ／秒（したがって、１秒間に１０００ポイントのサンプリングを行う。）、図４に関しては１０ｋＳ／秒（したがって、１秒間に１００００ポイントのサンプリングを行う。）とした。

図３および４において、ｖ_C ^*は、チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサの電圧指令値、Ｖ^*は、モータに印加される電圧（すなわち、インバータ１の出力電圧）の指令値の線間電圧実効値、ｖ_C1uおよびｖ_C5uはそれぞれｕ相のチョッパセル１１−１および１１−５内の直流コンデンサの電圧、ｉ_uはモータに流れ込む電流（モータ電流）、Ｎ_mはモータの回転数、を表わす。

上述の回路を用いた実験結果およびシミュレーション結果を参照しながら、以下、本発明の第１の実施例によるモータ始動方法の動作について、主としてｕ相に関して説明する。なお、上述の通り、下記各ステップにおける各演算処理は、ＤＳＰ１０によって実行されるものである。

インバータ１の各チョッパセル１１−ｊ内の直流コンデンサが未だ充電されていない初期状態において、まず、図１の第１の充電ステップＳ１０１において、インバータ１内の各半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２をオフにして、直流コンデンサを初期充電する。このとき、図１１に示すチョッパセル１１−ｊ内の半導体スイッチＳＷ１およびＳＷ２におけるスイッチング素子Ｓをオフにした場合、インバータ１の直流リンク側の直流電圧Ｅにより、チョッパセル内に２つある帰還ダイオードＤのうち、順方向に直流電圧が印加されることになる帰還ダイオードＤ（紙面上側）に電流が流れて直流コンデンサＣが充電される。一方、逆方向に直流電圧が印加されることになる帰還ダイオードＤ（紙面下側）には電流は流れない。図７に示す回路で言えば、チョッパセル１１−ｊは８個存在するので、各直流コンデンサの電圧は７０Ｖ（≒５４０Ｖ／８）に充電される。図３に示す実験結果および図５に示すシミュレーション結果においても、チョッパセル１１−１および１１−５の直流コンデンサの電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uは、およそ７０Ｖに充電されている。実験およびシミュレーションでは時刻ｔ₁まで直流コンデンサを初期充電した。

次いで、図１の第２の充電ステップＳ１０２において、直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveが、インバータ１がＰＷＭ変換器として動作する電圧値よりも大きい第１の電圧値に達するよう、制御する。すなわち、第２の充電ステップＳ１０２では、インバータ１の各チョッパセル１１−ｊ内のスイッチ素子ＳＷ１およびＳＷ２のスイッチング動作が開始され、直流コンデンサの電圧に関して上述の「平均値制御」が実行される。上述の通り、平均値制御は、第１のアームを流れる電流ｉ_Puと第２のアームを流れる電流ｉ_Nuとの和の半分である循環電流の値ｉ_Zuを、直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*と直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveとを用いて生成された電流指令値ｉ_u ^*に追従させる制御を含む。
インバータ１がＰＷＭ変換器として動作するためには、上述の第１の充電ステップＳ１０１で充電された直流コンデンサの電圧値よりも大きい電圧値に、直流コンデンサを充電する必要がある。図７に示す回路で言えば、第１の充電ステップで直流コンデンサは７０Ｖに充電されたが、インバータ１をＰＷＭ変換器として動作できるようにするために、時刻ｔ₁に、直流コンデンサの電圧指令値ｖ_C ^*（上記第１の電圧値に相当）を８０Ｖに設定した。この結果、図３に示す実験結果および図５に示すシミュレーション結果に示すように、チョッパセル１１−１および１１−５の直流コンデンサの電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uは、時刻ｔ₁以降、およそ８０Ｖに達した。なお、時刻ｔ₁直後にチョッパセル１１−１および１１−５の直流コンデンサの電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uにオーバーシュートが発生しているが、これは、平均値制御にＰＩ制御を使用しているためである。

次いで、図１の第１の制御ステップＳ１０３において、上記第１の電圧値から第２の電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に、直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveを追従させるようインバータを制御する。すなわち、第１の制御ステップＳ１０１では、直流コンデンサの電圧に関して、上述の「平均値制御」が実行される。上述の通り、平均値制御は、第１のアームを流れる電流ｉ_Puと第２のアームを流れる電流ｉ_Nuとの和の半分である循環電流の値ｉ_Zuを、直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*と直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveとを用いて生成された電流指令値ｉ_u ^*に追従させる制御を含む。ここで、第１の電圧値は、上述のとおり、インバータ１がＰＷＭ変換器として動作することができる電圧値よりも大きい値である。また、第２の電圧値は、インバータ１がモータＩＭに印加する初期電圧値を出力することができる電圧値である。図７に示す回路で言えば、時刻ｔ₂では８０Ｖ（上記第１の電圧値）にあった直流コンデンサの電圧指令値ｖ_C ^*を、時刻ｔ₃では１００Ｖとなるようにランプ関数状に増加させた。なお、「ランプ関数状」としたのはあくまでも一例であり、第２の電圧値が第１電圧値より大きくなるのであれば他の増加関数であってもよく、例えばステップ関数状に増加させてもよい。図３に示す実験結果および図５に示すシミュレーション結果に示すように、チョッパセル１１−１および１１−５の直流コンデンサの電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uは、時刻ｔ₂以降時刻ｔ₃まで増加していることがわかる。なお、実験およびシミュレーションでは時刻ｔ₂から時刻ｔ₃の間を０．５秒とした。

ここで、インバータ１がモータＩＭに印加する初期電圧値を出力することができる第２の電圧値は次のように設定すればよい。インバータ１の直流側の電源の電圧値をＥ、いずれかの直流コンデンサの電圧値をｖ_Cju、チョッパセルの個数を２ｎとしたとき、インバータが出力する電圧の線間電圧実効値Ｖは、式１５の関係式を満たす。なお、チョッパセルが８個の場合、「ｎ＝４」となる。

例えば、直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuが１００Ｖ、直流側の電源の電圧値Ｅが５４０Ｖの場合、式１５より、「Ｖ≦１５９Ｖ」の関係が得られる。したがって、インバータ１は、モータＩＭに対して１５９Ｖ以下の初期電圧を出力することができる。

式１５を用いれば、インバータの直流側の電源の電圧値をＥ、上記第２の電圧値をｖ_C ^*、第１および第２のアームが有するチョッパセルの総数を２ｎ（ただし、ｎは整数）としたとき、初期電圧値の線間電圧実効値Ｖは、式１６で表わされることになる。

次いで、図１の第２の制御ステップＳ１０４において、所定の時間期間に亘って、上記第２の電圧値から直流コンデンサの定格電圧値まで増加する直流コンデンサの電圧指令値ｖ_C ^*に、各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを追従させるよう制御するとともに、初期電圧値からモータＩＭの定格電圧値まで増加する電源周波数よりも小さい一定周波数を有する電圧が、３端子結合リアクトル１２の第３の端子から出力されるよう制御する。上述の通り、３端子結合リアクトル１２の第３の端子からの出力が、インバータ１の出力である。

第２の制御ステップＳ１０４における各直流コンデンサ電圧の制御について説明すると次の通りである。第２の制御ステップＳ１０４以降、各直流コンデンサの電圧の制御として、平均値制御およびバランス制御が実行される。すなわち、第２の制御ステップＳ１０４における各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuをコンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる制御は、直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveをコンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる平均値制御と、各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを、直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させるバランス制御と、を含む。上述のように、平均値制御は、第１のアームを流れる電流ｉ_Puと第２のアームを流れる電流ｉ_Nuとの和の半分である循環電流の値ｉ_Zuを、直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*と直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveとを用いて生成された電流指令値ｉ_u ^*に追従させる制御を含むものである。図７に示す回路で言えば、時刻ｔ₃では１００Ｖ（上記第２の電圧）であった直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*を、時刻ｔ₄では定格電圧値である１４０Ｖになるよう、ランプ関数状に増加させる。なお、「ランプ関数状」としたのはあくまでも一例であり、他の増加関数であってもよい。なお、実験およびシミュレーションでは時刻ｔ₃から時刻ｔ₄の間を１０秒としたが、これについては後述する。図３および４に示す実験結果および図５に示すシミュレーション結果に示すように、チョッパセル１１−１および１１−５の直流コンデンサの電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uは、時刻ｔ₃以降時刻ｔ₄まで増加していることがわかる。特に図４および図６に示すように、チョッパセル１１−１および１１−５の直流コンデンサの電圧ｖ_C1uおよびｖ_C5uには、始動電流と同一の周波数である３０Ｈｚの交流電圧変動が発生している。これは、１００Ｖを中心とした変動であり、最大値は１４９Ｖとなる。したがって、本実施例によるモータ始動方法によれば、始動時には過電圧が発生しないことがわかる。

また、第２の制御ステップＳ１０４におけるインバータ１の出力について説明すると次の通りである。すなわち、初期電圧値からモータＩＭの定格電圧値まで増加する電源周波数よりも小さい一定周波数を有する電圧が、３端子結合リアクトル１２の第３の端子から出力されるよう制御する。図７に示す回路で言えば、直流コンデンサの電圧指令値ｖ_C ^*が１００Ｖに達した時刻ｔ₃において、式１５および式１６に関して説明したようにインバータ１は、モータＩＭに対して１５９Ｖ以下の初期電圧を出力することができるが、一例として初期電圧を６０Ｖに設定する。また、図７に示す回路におけるモータＩＭの定格電圧は１９０Ｖである。すなわち、第２の制御ステップＳ１０４では、時刻ｔ₃では６０ＶであったモータＩＭの線間電圧指令値の実効値Ｖ^*を、時刻ｔ₄では１９０Ｖになるよう、ランプ関数状に増加させる。なお、「ランプ関数状」としたのはあくまでも一例であり、他の増加関数であってもよい。またさらに、第２の制御ステップＳ１０４におけるインバータ１の出力電圧の周波数は、０Ｈｚより大きく電源周波数よりも小さい一定周波数に設定する。電源周波数が５０Ｈｚの場合、例えば３０Ｈｚに設定する。

上述の第２の制御ステップＳ１０４により、モータＩＭには始動電流が流れ、これにより、始動トルクが発生し、その結果、モータの回転速度Ｎ_mは上昇する。図３に示す実験結果にあるように、モータ電流ｉ_uは、モータＩＭの線間電圧指令値の実効値Ｖ^*の上昇と共に増大し、最大で５８Ａに達する。なお、モータ電流ｉ_uの最大値を抑制するには、モータＩＭの線間電圧指令値の実効値Ｖ^*の立ち上げ時間である時刻ｔ₃から時刻ｔ₄の間を長く設定すればよい。実験およびシミュレーションでは時刻ｔ₃から時刻ｔ₄の間を１０秒とした。この時間期間については、実際のファン、ブロアなどの負荷の場合、最大電流を抑制する観点から、負荷の慣性モーメントに応じて適宜設定変更すればよい。

これ以降、モータは定常運転に入る。図３および４の実験結果および図５および６のシミュレーション結果は、図７の回路について同じパラメータに基づいて得られたものであるが、モータ電流ｉ_uの最大値、モータＩＭの回転数Ｎ_mの立ち上がり時間、図４および６に示す時間軸拡大波形など、両者は良好に一致しており、本実施例によるモータ始動方法の有効性が示されている。

上述の第１の実施例は３端子結合リアクトルを用いたものであるが、図１６を参照して説明した非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルインバータを用いても、第１の実施例によるモータ始動方法の動作原理を適用することができ、本明細書ではこれを第２の実施例として扱う。図８は、本発明の第２および第４の実施例によるモジュラーマルチレベルインバータを示す回路図である。すなわち、本発明の第２の実施例は、図２における３端子結合リアクトル１２を、図８では非結合リアクトル１２−１および１２−２に置き換えたものである。インバータ１の出力端子は、第１の実施例の場合は３端子結合リアクトル１２の第３の端子であったが、第２の実施例では、ｕ相の場合、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子である。これ以外の回路構成要素とこのインバータ１を用いたモータ始動方法の動作原理および制御方法については図１〜７を参照して説明した第１の実施例と同様である。

本発明の第３の実施例は、第１の実施例と同じ図２に示すモジュラーマルチレベルインバータ１を用いてモータＩＭを始動させるものであるが。第１の実施例のステップＳ１０４を置き換えたものである。

図９は、本発明の第３の実施例によるモータ始動方法の動作フローを示すフローチャートである。図９に示す第３の実施例における第１の充電ステップＳ２０１、第２の充電ステップＳ２０２、および第１の制御ステップＳ２０３は、図２に示す第１の実施例における第１の充電ステップＳ１０１、第２の充電ステップＳ１０２、および第１の制御ステップＳ１０３と同様であり、上述の通りである。

図９の第２の制御ステップＳ２０４において、上記第２の電圧値から直流コンデンサの定格電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に、各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを追従させるよう制御するとともに、電源周波数よりも小さい一定周波数を有する定格電圧値の電圧が、３端子結合リアクトル１２の第３の端子から出力されるよう制御する。上述の通り、３端子結合リアクトル１２の第３の端子からの出力が、インバータ１の出力である。

第２の制御ステップＳ２０４における各直流コンデンサ電圧の制御は、上述の第１の実施例における第２の制御ステップＳ１０４における各直流コンデンサ電圧の制御と同様である。各直流コンデンサの電圧の制御として、平均値制御およびバランス制御が実行される。すなわち、第２の制御ステップＳ１０４における各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuをコンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる制御は、直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveをコンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させる平均値制御と、各直流コンデンサの電圧ｖ_Cjuを、直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*に追従させるバランス制御と、を含む。上述のように、平均値制御は、第１のアームを流れる電流ｉ_Puと第２のアームを流れる電流ｉ_Nuとの和の半分である循環電流の値ｉ_Zuを、直流コンデンサ電圧指令値ｖ_C ^*と直流コンデンサ全ての電圧を平均した値ｖ_Cuaveとを用いて生成された電流指令値ｉ_Zu ^*に追従させる制御を含むものである。

また、第２の制御ステップＳ２０４におけるインバータ１の出力について説明すると次の通りである。すなわち、電源周波数よりも小さい一定周波数を有する定格電圧値の電圧が、３端子結合リアクトル１２の第３の端子から出力されるよう制御する。図７に示す回路で言えば、インバータ１が、３０Ｈｚで定格電圧値である１９０Ｖの電圧を３端子結合リアクトル１２の第３の端子から出力されるよう制御する。

上述の第３の実施例は３端子結合リアクトルを用いたものであるが、図１６を参照して説明した非結合リアクトルを用いたモジュラーマルチレベルインバータを用いても、第３の実施例によるモータ始動方法の動作原理を適用することができ、本明細書ではこれを第４の実施例として扱う。第４の実施例によるモジュラーマルチレベルインバータの回路図は、図８に示したとおりであり、第２の実施例と同様である。すなわち、本発明の第４の実施例は、インバータ１の出力端子は、第１の実施例の場合は３端子結合リアクトル１２の第３の端子であったが、第１のアーム２ｕ−Ｐと第２のアーム２ｕ−Ｎとの接続端子である。これ以外の回路構成要素とこのインバータ１を用いたモータ始動方法の動作原理および制御方法については上述の第３の実施例と同様である。

本発明は、モータの駆動にモジュラーマルチレベルインバータを用いる場合における、モータの始動制御に適用することができる。本発明によるモータ始動方法を用いると発生可能な始動トルクは定格トルクの４０％程度に制限されるが、ファン、ブロア、およびコンプレッサなど、定格始動トルクを必要としない２乗低減トルク負荷のものであれば適用することができる。

１ モジュラーマルチレベルインバータ
２ｕ−Ｐ、２ｖ−Ｐ、２ｗ−Ｐ 第１のアーム
２ｕ−Ｎ、２ｖ−Ｎ、２ｗ−Ｎ 第２のアーム
１１−１、１１−２、１１−３、１１−４ チョッパセル
１１−５、１１−６、１１−７、１１−８ チョッパセル
１２ ３端子結合リアクトル
１２−１、１２−２ 非結合リアクトル
Ｃ 直流コンデンサ
Ｄ 帰還ダイオード
Ｓ 半導体スイッチング素子
ＳＷ１、ＳＷ２ 半導体スイッチ

Claims (10)

1. 直列接続された２つの半導体スイッチと前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり前記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各前記第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数の前記チョッパセルが、当該チョッパセルが有する前記出力端を介してカスケード接続された第１および第２のアームと、
   第１の端子、第２の端子、および前記第１の端子と前記第２の端子との間の巻線上に位置する第３の端子を有する３端子結合リアクトルであって、前記第１の端子には前記第１のアームが、前記第２の端子には前記第２のアームが、前記第３の端子には駆動すべきモータが、それぞれ接続される３端子結合リアクトルと、
   を備え、前記第１および第２のアームの、前記３端子結合リアクトルが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるインバータを用いて、前記モータを始動させるモータ始動方法であって、
   前記インバータがＰＷＭ変換器として動作する電圧値よりも大きい第１の電圧値から前記インバータが前記モータに印加する初期電圧値を出力することができる第２の電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、前記直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を追従させるよう前記インバータを制御する第１の制御ステップと、
   前記第１の制御ステップの後、所定の時間期間に亘って、前記第２の電圧値から直流コンデンサの定格電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、各前記直流コンデンサの電圧を追従させるよう制御するとともに、前記初期電圧値からモータの定格電圧値まで増加する電源周波数よりも小さい一定周波数を有する電圧が、前記第３の端子から出力されるよう制御する第２の制御ステップと、
   を備えることを特徴とするモータ始動方法。
2. 直列接続された２つの半導体スイッチと前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり前記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルおよびリアクトルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各前記第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数の前記チョッパセルが、当該チョッパセルが有する前記出力端を介してカスケード接続されるとともに、前記リアクトルが、互いにカスケード接続された前記チョッパセル間の任意の位置に接続された第１および第２のアーム、を備え、前記第１および第２のアームの、互いが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるインバータを用いて、前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子に接続された駆動すべきモータを始動させるモータ始動方法であって、
   前記インバータがＰＷＭ変換器として動作する電圧値よりも大きい第１の電圧値から前記インバータが前記モータに印加する初期電圧値を出力することができる第２の電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、前記直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を追従させるよう前記インバータを制御する第１の制御ステップと、
   前記第１の制御ステップの後、所定の時間期間に亘って、前記第２の電圧値から直流コンデンサの定格電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、各前記直流コンデンサの電圧を追従させるよう制御するとともに、前記初期電圧値からモータの定格電圧値まで増加する電源周波数よりも小さい一定周波数を有する電圧が、前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子から出力されるよう制御する第２の制御ステップと、
   を備えることを特徴とするモータ始動方法。
3. 直列接続された２つの半導体スイッチと前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり前記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各前記第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数の前記チョッパセルが、当該チョッパセルが有する前記出力端を介してカスケード接続された第１および第２のアームと、
   第１の端子、第２の端子、および前記第１の端子と前記第２の端子との間の巻線上に位置する第３の端子を有する３端子結合リアクトルであって、前記第１の端子には前記第１のアームが、前記第２の端子には前記第２のアームが、前記第３の端子には駆動すべきモータが、それぞれ接続される３端子結合リアクトルと、
   を備え、前記第１および第２のアームの、前記３端子結合リアクトルが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるインバータを用いて、前記モータを始動させるモータ始動方法であって、
   前記インバータがＰＷＭ変換器として動作する電圧値よりも大きい第１の電圧値から前記インバータが前記モータに印加する当該モータの定格電圧値を出力することができる第２の電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、前記直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を追従させるよう前記インバータを制御する第１の制御ステップと、
   前記第１の制御ステップの後、前記第２の電圧値から直流コンデンサの定格電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、各前記直流コンデンサの電圧を追従させるよう制御するとともに、電源周波数よりも小さい一定周波数を有する前記定格電圧値の電圧が、前記第３の端子から出力されるよう制御する第２の制御ステップと、
   を備えることを特徴とするモータ始動方法。
4. 直列接続された２つの半導体スイッチと前記２つの半導体スイッチに並列接続された直流コンデンサとからなり前記２つの半導体スイッチのうちの一方の半導体スイッチの各端子を出力端とするチョッパセルおよびリアクトルを、それぞれが備える第１および第２のアームであって、各前記第１および第２のアームにおいてそれぞれ同数の前記チョッパセルが、当該チョッパセルが有する前記出力端を介してカスケード接続されるとともに、前記リアクトルが、互いにカスケード接続された前記チョッパセル間の任意の位置に接続された第１および第２のアーム、を備え、前記第１および第２のアームの、互いが接続されない側の各端子に、直流電源電圧が印加されるインバータを用いて、前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子に接続された駆動すべきモータを始動させるモータ始動方法であって、
   前記インバータがＰＷＭ変換器として動作する電圧値よりも大きい第１の電圧値から前記インバータが前記モータに印加する当該モータの定格電圧値を出力することができる第２の電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、前記直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を追従させるよう前記インバータを制御する第１の制御ステップと、
   前記第１の制御ステップの後、前記第２の電圧値から直流コンデンサの定格電圧値まで増加するコンデンサ電圧指令値に、各前記直流コンデンサの電圧を追従させるよう制御するとともに、電源周波数よりも小さい一定周波数を有する前記定格電圧値の電圧が、前記第１のアームと前記第２のアームとの接続端子から出力されるよう制御する第２の制御ステップと、
   を備えることを特徴とするモータ始動方法。
5. 各前記半導体スイッチは、
   オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、
   該半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、
   を有する請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ始動方法。
6. 前記第１の制御ステップの実行の前に、前記インバータ内の各前記半導体スイッチをオフにして、前記直流コンデンサを充電する第１の充電ステップと、
   前記第１の充電ステップの後、前記直流コンデンサ全ての電圧を平均した値が、前記第１の電圧値に達するよう制御する第２の充電ステップと、
   をさらに備える請求項５に記載のモータ始動方法。
7. 前記第２の充電ステップおよび前記第１の制御ステップにおける前記直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を前記コンデンサ電圧指令値に追従させる制御は、
   前記第１のアームを流れる電流と前記第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流の値を、前記直流コンデンサ電圧指令値と前記直流コンデンサ全ての電圧を平均した値とを用いて生成された電流指令値に追従させる制御を含む請求項６に記載のモータ始動方法。
8. 前記第２の制御ステップにおける各前記直流コンデンサの電圧を前記コンデンサ電圧指令値に追従させる制御は、
   前記直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を前記コンデンサ電圧指令値に追従させる制御と、
   各前記直流コンデンサの電圧を、前記直流コンデンサ電圧指令値に追従させる制御と、
   を含む請求項６に記載のモータ始動方法。
9. 前記第２の制御ステップにおける前記直流コンデンサ全ての電圧を平均した値を前記コンデンサ電圧指令値に追従させる制御は、
   前記第１のアームを流れる電流と前記第２のアームを流れる電流との和の半分である循環電流の値を、前記直流コンデンサ電圧指令値と前記直流コンデンサ全ての電圧を平均した値とを用いて生成された電流指令値に追従させる制御を含む請求項８に記載のモータ始動方法。
10. 前記インバータの直流側の電源の電圧値をＥ、前記第２の電圧値をｖ_Ｃ ^＊、前記第１および第２のアームが有する前記チョッパセルの総数を２ｎ（ただし、ｎは整数）としたとき、前記初期電圧値の線間電圧実効値Ｖは、
    

    

    の関係式を満たす請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ始動方法。

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