WO2013094261A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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慎二 長井
英正 久保田
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シャープ株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • This invention relates to the power converter device which has the function to suppress the noise resulting from a switching element.
  • the PFC (Power Factor Correction) circuit that suppresses harmonic current and improves the power factor, and the inverter that converts direct current to alternating current, are equipped with switching elements. These PFC circuits and inverters input a pulse signal to a switching element, and shape a voltage (current) waveform into a target waveform by the switching operation. A PWM (Pulse Width Modulation) signal is used as the input pulse signal.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • harmonic components having the fundamental frequency of the pulse signal appear as a peak of the frequency noise level.
  • the PFC circuit and the inverter are strongly required to satisfy the specified value defined in the EMI (Electro Magnetic Interference) standard for the frequency noise level.
  • a spread spectrum method is used in the pulse control device disclosed in Patent Document 1.
  • the fundamental frequency of the pulse signal is changed by a predetermined spread width ⁇ f.
  • the frequency noise level that is a harmonic component of the fundamental frequency can be dispersed and the peak can be lowered.
  • Patent Documents 1 and 2 disclose specific frequency determination means, but do not mention the original circuit operation.
  • the changing fundamental frequency is in a fixed pattern, it is referred to at random, and there is a concern that the referenced fundamental frequency may be biased, which may weaken the spectrum spreading effect. Yes, it cannot be said that stable operation can be realized.
  • An object of the present invention is to provide a power converter that can stably reduce the noise level.
  • the present invention includes a voltage input unit; A voltage output section; A power factor correction circuit that is connected between the voltage input unit and the voltage output unit and has a switching element and a switching control circuit that controls the switching element;
  • the switching control circuit is a power conversion device that controls a switching element by changing a switching frequency according to a reference voltage waveform.
  • the switching control circuit includes a frequency variation control unit for varying the frequency of the triangular wave carrier that determines the switching frequency, It is preferable that the frequency variation control unit includes an input voltage detection unit that detects an input voltage from the voltage input unit, and controls a variation in the frequency of a triangular wave carrier to be output according to the detected input voltage.
  • the frequency fluctuation control unit includes a triangular wave carrier output unit, and the triangular wave carrier output unit sets an inclination of the triangular wave carrier to be output according to an instantaneous value of the input voltage detected by the input voltage detecting unit. It is preferable that the switching frequency is controlled to be high when the instantaneous value of the input voltage is high, and the switching frequency is low when the instantaneous value of the input voltage is low.
  • the power factor correction circuit is preferably an active filter type power factor correction circuit.
  • the active filter type power factor correction circuit is preferably a bridgeless PFC type circuit, an interleave type circuit, or a single phase active filter type circuit.
  • the switching frequency is controlled according to the reference voltage waveform, and the switching element is controlled. Therefore, the switching frequency can be periodically changed, and can be changed randomly as in the prior art. In this case, it is possible to prevent the frequency deviation which is a concern, and to realize a stable reduction in the frequency noise level.
  • the input voltage from the voltage input unit is detected, and the fluctuation of the frequency of the triangular wave carrier that determines the switching frequency is controlled according to the detected input voltage.
  • the switching frequency can be varied.
  • the inclination of the triangular wave carrier to be output is determined according to the instantaneous value of the input voltage detected by the input voltage detecting means, and the inclination of the triangular wave carrier is changed and output, and the instantaneous value of the input voltage is high.
  • the switching frequency is high, the switching frequency is controlled low when the instantaneous value of the input voltage is low.
  • the switching frequency fluctuates in accordance with the change rate of the input current changed by the switching operation, the fluctuation of the switching frequency does not affect the input current shaping operation which is the original circuit operation of the PFC control circuit,
  • the frequency noise level can be reduced while maintaining a high power factor correction operation.
  • an active filter type power factor correction circuit can be used as the power factor improvement circuit, and the active filter type power factor improvement circuit is a bridgeless type circuit, an interleave type circuit, or a single-phase active filter.
  • a mold circuit is preferred.
  • the present invention achieves both a reduction in frequency noise level and a power factor improvement operation by varying the switching frequency according to the reference input voltage waveform.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a bridgeless PFC circuit 100 according to an embodiment of the present invention.
  • the bridgeless PFC circuit 100 includes a voltage input unit A, a PFC control circuit B, and a voltage output unit C.
  • the voltage input unit A includes an AC power source 1 that is an input power source, an input voltage detection unit 2 and an input current detection unit 3.
  • the voltage output unit C includes an output load 12 and output voltage detection means 13.
  • the PFC control circuit B includes a reactor 4 that contributes to shaping the current waveform of the AC power supply 1 and boosting the DC voltage, a rectifying element 5 and a switching element 7 connected in series, a rectifying element 6 and a switching element 8 connected in series, and two sets of these Rectifier 30 having upper and lower arms connected in parallel, smoothing capacitor 11 connected to the output of rectifier 30, detection value of input voltage detection means 2, detection value of input current detection means 3, and detection value of output voltage detection means 13
  • the PFC control unit 9 Based on the PFC control unit 9 that controls the switching operation of the switching element 7 and the switching element 8, and the PFC control unit 9 outputs a triangular wave carrier that is a command signal of a control signal for switching the switching element 7 and the switching element 8 on and off
  • the triangular wave output unit 10 is provided.
  • the power factor improving operation of the bridgeless PFC circuit 100 will be described.
  • the input current does not flow unless the AC voltage of the AC power supply 1 is larger than the voltage stored in the smoothing capacitor 11. Since the input current flows even at other times, the AC power supply 1 is short-circuited through the reactor 4, the switching element 7, and the switching element 8 by turning on the switching element 7 and the switching element 8. .
  • This short circuit allows an input current to flow.
  • the PFC control unit 9 turns on the switching element 7 and the switching element 8 when the input current is small with respect to the input voltage so that the input current waveform is similar to the input voltage waveform.
  • the switching element 7 and the switching element 8 are turned off. Further, when the switching element 7 and the switching element 8 are in the on state, energy is accumulated in the reactor 4, and in the off state, the energy is released to the output load 12, so that the output DC voltage is boosted. .
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the PFC control unit 9.
  • the PFC control unit 9 includes a comparison circuit 14 and a pulse signal output unit 15.
  • the PFC control unit 9 compares the detection results output from the input voltage detection unit 2 and the input current detection unit 3 with the comparison circuit 14 and outputs a pulse signal so that the input current waveform is similar to the input voltage waveform.
  • the output unit 15 is controlled.
  • the pulse signal output unit 15 outputs the pulse signal to the switching element 7 and the switching element 8 including the control for bringing the output voltage from the output voltage detection means 13 close to the target voltage value.
  • the triangular wave carrier signal 16 is a signal that determines the fundamental frequency of the pulse signal output from the pulse signal output unit 15. In general, when a triangular wave having a fixed frequency is used, there is a problem that a harmonic component is superimposed and a noise level peak becomes large.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the triangular wave output unit 10.
  • the absolute value block 17 converts the value into a positive value and generates a pulsating flow.
  • the value of this pulsating flow includes 0, and when 0 is input to the integration block 19 at the subsequent stage, the output also becomes 0, and the triangular wave is not output.
  • the addition block 18 adds a constant A to the value of the pulsating flow.
  • This constant A can be arbitrarily determined, and may be determined in consideration of setting values in other control blocks.
  • the integration block 19 multiplies the output (fV + A) of the addition block 18 by a constant B.
  • the output a of the integration block 19 is assumed to be a triangular wave slope. This output a is expressed by the following equation (1).
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing the operation of the triangular wave output unit 10 when the output of the integration block 19 is a1.
  • FIG. 4 shows the operation after the integration block 19.
  • the integration block 20 outputs a function a1 (t) from the slope a1 of the triangular wave output from the integration block 19 ((1) in FIG. 4) ((2) in FIG. 4).
  • the slope switching detection block 21 detects that the value of the function a1 (t) output from the integration block 20 is 10 or more and 0 or less.
  • the slope switching output block 22 outputs an output signal indicating a value 0 when the value becomes 10 or more, and outputs an output signal indicating a value 1 when the value becomes 0 or less.
  • the signal conversion block 23 receives the output signal output from the slope switching output block 22 and subtracts 0.5 from the signal. When the input output signal indicates 0, -0.5 is output to the integration block 19, and when the input output signal indicates 1, 0.5 is output and the sign of the slope is determined. To do. By this feedback operation, the integration block 20 outputs a1 (t) and -a1 (t) to generate a triangular wave carrier signal ((3) in FIG. 4).
  • the amount of current flowing during switching operation and the amount of current change required for power factor improvement differ depending on the input voltage waveform.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing an operation result by the control of the embodiment of the present invention.
  • the current change amount di / dt that flows when the power supply is short-circuited is small, but a large current change is required.
  • the switching frequency is lowered in this region. That is, although the current change amount di / dt is small, the short-circuit state of the power source continues for a long time when the switching frequency is lowered, so that the total current change amount can be increased.
  • the current change amount di / dt that flows when the power supply is short-circuited is large, but a large current change is not required.
  • the current change amount di / dt is large in this region, but since the short circuit state of the power supply is short by increasing the switching frequency, the total current change amount can be kept low.
  • the switching frequency is controlled so as to meet the requirement of the PFC circuit operation.
  • the frequency noise level is not impaired without impairing the power factor improvement effect. Can be reduced.
  • FIG. 6 is a diagram showing simulation results for the bridgeless PFC circuit 100 shown in FIG. FIG. 6 (1) shows the result when the switching frequency is fixed, and FIG. 6 (2) shows the result of the embodiment of the present invention.
  • the horizontal axis represents frequency (kHz), and the vertical axis represents noise level ( ⁇ ).
  • the peak has a width and the peak height can be suppressed.
  • FIG. 7 is a diagram showing the simulation result of FIG. 6 in decibel notation.
  • FIG. 7 (1) shows the result when the frequency is fixed
  • FIG. 7 (2) shows the result of the embodiment of the present invention.
  • the horizontal axis represents frequency (kHz)
  • the vertical axis represents noise level (dB).
  • the noise can be suppressed by about 6 dB in the low frequency region of the noise terminal voltage standard range and about 3 dB in the high frequency region.
  • FIG. 8 is a diagram showing simulation results for the bridgeless PFC circuit 100 shown in FIG. FIG. 8 (1) shows the noise level of the simulation result by the conventional random diffusion method in which the switching frequency is randomly changed, and FIG. 8 (2) shows the noise level of the simulation result by the control method of the embodiment of the present invention. Show. Since the range in which the switching frequency is spread is common to both systems, it can be said that the noise suppression effect is equivalent.
  • FIG. 9 is a diagram showing an input current waveform in the simulation result shown in FIG. FIG. 9 (1) shows the input current waveform of the simulation result by the random diffusion method, and FIG. 9 (2) shows the input current waveform of the simulation result by the control method of the embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a single-phase active filter type PFC circuit 101 according to another embodiment of the present invention.
  • the single-phase active filter type PFC circuit 101 has a configuration similar to that of the bridgeless type PFC circuit 100, and portions that perform the same operation are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted.
  • the single-phase active filter type PFC circuit 101 includes a voltage input unit A, a PFC control circuit B, and a voltage output unit C. The voltage input unit A and the voltage output unit C are common to the bridgeless PFC circuit.
  • the diode bridge 31 is connected to the front stage or the rear stage of the reactor 4, but the reactor 4, the rectifying element 5, the switching element 7, and the smoothing capacitor 11 are bridgeless PFC. It operates in the same manner as the circuit 100. That is, the bridgeless PFC circuit 100 and the single-phase active filter type PFC circuit 101 have the same basic circuit configuration and the same basic operation as PFC control.
  • FIG. 11 is a diagram showing simulation results for the single-phase active filter type PFC circuit 101 shown in FIG. FIG. 11 (1) shows the noise level of the simulation result by the conventional random diffusion method
  • FIG. 11 (2) shows the noise level of the simulation result by the control method of the present invention
  • FIG. 12 is a diagram showing an input current waveform in the simulation result shown in FIG. FIG. 12A shows the input current waveform of the simulation result by the conventional random diffusion method
  • FIG. 12B shows the input current waveform of the simulation result by the control method of the embodiment of the present invention. Similar to the result of the bridgeless type PFC circuit 100, the noise suppression effect is the same in both systems, but in the control result of the random diffusion method, the current waveform is greatly disturbed.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of an interleaved PFC circuit 102 which is still another embodiment of the present invention. Similar to the single-phase active filter type PFC circuit 101 described above, the basic configuration and basic operation of this circuit are almost the same as those of the bridgeless type PFC circuit 100. According to the present invention, the bridgeless type PFC circuit 100 and the single-phase active filter Similar to the type PFC circuit 101, it is possible to suppress noise while keeping the power factor improvement effect high.
  • the present invention is a technique for shaping the input AC current so as to approximate the input AC voltage waveform.
  • the reference voltage is the AC voltage
  • the object of switching control is also the AC voltage. It can be applied to a switching power supply.
  • an input current waveform whose amplitude changes in the time axis t direction is i (t)
  • an input voltage waveform whose voltage amplitude changes in the time axis direction is v (t)

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Abstract

　安定的にノイズレベルを低下させることができる電力変換装置を提供する。ＰＦＣ制御回路Ｂは、直列接続した整流素子５とスイッチング素子７、直列接続した整流素子６とスイッチング素子８およびＰＦＣ制御部９を備えており、ＰＦＣ制御部９は、入力電圧検出手段２の検出値に基づいて、スイッチング素子７およびスイッチング素子８のスイッチング周波数を変動させる。

Description

電力変換装置
　本発明は、スイッチング素子に起因するノイズを抑制する機能を有する電力変換装置に関する。
　高調波電流を抑制し、力率を改善するＰＦＣ(Power Factor Correction)回路や、直流を交流に変換するインバータなどは、スイッチング素子を備える。これらのＰＦＣ回路およびインバータは、スイッチング素子にパルス信号を入力し、そのスイッチング動作により、電圧（電流）波形を目標波形に整形する。入力するパルス信号として、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号が使われている。
　上記のスイッチング動作に伴い、パルス信号の周波数を基本周波数とする高調波成分が、周波数ノイズレベルのピークとして現れる。ＰＦＣ回路およびインバータには、この周波数ノイズレベルがＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）規格に定められた規定値を満足することが強く要求されている。
　この要求を満たすために、特許文献１に開示されるパルス制御装置では、スペクトラム拡散法が用いられている。スペクトラム拡散法は、パルス信号の基本周波数を所定の拡散幅Δｆで変化させる。この変化により、基本周波数の高調波成分である周波数ノイズレベルを分散し、ピークを低下させることができる。
　また、スペクトラム拡散法には、特許文献２に開示される電気車電力変換装置のように、予め基本周波数パターンを複数用意し、各周波数パターンをランダムに参照することで、基本周波数を変動させる方式も提案されている。
特開２００８－５６８２号公報 特開２０１０－１３０８５０号公報
　しかしながら、従来のスペクトラム拡散法においては、周波数ノイズレベルを低下させることと、スイッチング動作による本来の回路動作であるスイッチング動作を損なわないこととを両立するための、具体的な周波数決定手段および計算方法は、未だ確立されていない。
　特許文献１，２には、具体的な周波数決定手段は開示されているが、本来の回路動作への言及はされていない。特許文献２の方式では、変化する基本周波数は一定のパターン内ではあるが、ランダムに参照されており、参照される基本周波数に偏りが生じることが懸念され、スペクトラムの拡散効果が弱まる可能性があり、安定的な動作が実現できるとは言えない。
　また、特許文献１，２の方式に共通する課題として、本来の回路動作とは無関係にスイッチング周波数を変化させており、本来の回路動作に悪影響を与えるおそれがある。
　本発明の目的は、安定的にノイズレベルを低下させることができる電力変換装置を提供することである。
　本発明は、電圧入力部と、
　電圧出力部と、
　前記電圧入力部と電圧出力部との間に接続され、スイッチング素子および前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路を有する力率改善回路と、を備え、
　前記スイッチング制御回路は、基準とする電圧波形に応じて、スイッチング周波数を変動させ、前記スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置である。
　また本発明において、前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング周波数を決定する三角波キャリアの周波数を変動させるための周波数変動制御部を備え、
　前記周波数変動制御部は、前記電圧入力部からの入力電圧を検出する入力電圧検出手段を有し、検出した入力電圧に応じて、出力させる三角波キャリアの周波数の変動を制御することが好ましい。
　また本発明において、前記周波数変動制御部は、三角波キャリア出力部を備え、前記三角波キャリア出力部は、前記入力電圧検出手段が検出した入力電圧の瞬時値に応じて、出力させる三角波キャリアの傾きを決定し、三角波キャリアの傾きを変動させて出力することで、入力電圧の瞬時値が高い場合はスイッチング周波数を高く、入力電圧の瞬時値が低い場合はスイッチング周波数を低く制御することが好ましい。
　また本発明において、前記力率改善回路は、アクティブフィルタ型力率改善回路であることが好ましい。
　また本発明において、前記アクティブフィルタ型力率改善回路は、ブリッジレスＰＦＣ型回路、インターリーブ型回路、または単相アクティブフィルタ型回路であることが好ましい。
　本発明によれば、基準とする電圧波形に応じて、スイッチング周波数を変動させ、前記スイッチング素子を制御するので、スイッチング周波数を周期的に変化させることができ、従来技術のようにランダムに変化させた場合に懸念される、周波数の偏りを防ぐことができ、安定的な周波数ノイズレベルの低下を実現できる。
　本発明によれば、電圧入力部からの入力電圧を検出し、検出した入力電圧に応じて、スイッチング周波数を決定する三角波キャリアの周波数の変動を制御するので、本来の回路動作を踏まえた上で、スイッチング周波数を変動させることができる。
　本発明によれば、入力電圧検出手段が検出した入力電圧の瞬時値に応じて、出力させる三角波キャリアの傾きを決定し、三角波キャリアの傾きを変動させて出力し、入力電圧の瞬時値が高い場合はスイッチング周波数を高く、入力電圧の瞬時値が低い場合はスイッチング周波数を低く制御する。
　これにより、スイッチング動作で変化させる入力電流の変化率に合わせて、スイッチング周波数が変動するので、スイッチング周波数の変動が、ＰＦＣ制御回路の本来の回路動作である入力電流の成形動作に影響せず、高い力率改善動作を維持したまま、周波数ノイズレベルの低下を実現できる。
　本発明によれば、前記力率改善回路として、アクティブフィルタ型力率改善回路を用いることができ、前記アクティブフィルタ型力率改善回路は、ブリッジレス型回路、インターリーブ型回路、または単相アクティブフィルタ型回路であることが好ましい。
　本発明の目的、特色、および利点は、下記の詳細な説明と図面とからより明確になるであろう。
本発明の１実施形態であるブリッジレス型ＰＦＣ回路の構成を示す回路図である。 ＰＦＣ制御部の構成を示すブロック図である。 三角波出力部の構成を示す回路図である。 積算ブロックの出力がa１であった場合の三角波出力部の動作を示す模式図である。 本発明の実施形態の制御による動作結果を示す模式図である。 図１に示すブリッジレス型ＰＦＣ回路についてのシミュレーション結果で、本発明の実施形態の制御方式を適用した場合と、単一な周波数でスイッチングした場合のノイズレベルを示す図である。 図６のシミュレーション結果をデシベル表記にて示した図である。 図１に示すブリッジレス型ＰＦＣ回路についてのシミュレーション結果で、本発明の実施形態の制御方式を適用した場合と、ランダム拡散方式を適用した場合のノイズレベルを示す図である。 図８に示すシミュレーション結果で、入力電流波形を示す図である。 本発明の他の実施形態である単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路の構成を示す回路図である。 図１０に示す単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路についてのシミュレーション結果で、本発明の実施形態の制御方式を適用した場合と、ランダム拡散方式を適用した場合のノイズレベルを示す図である。 図１１に示すシミュレーション結果で、入力電流波形を示す図である。 本発明のさらに他の実施形態であるインターリーブ型ＰＦＣ回路の構成を示す回路図である。
　以下、添付図面を参照しながら、本発明におけるパルス制御装置の好ましい実施形態を説明する。
　本発明は、基準とする入力電圧波形に応じて、スイッチング周波数を変動させることで、周波数ノイズレベルの低下と、力率改善動作とを両立する。
　図１は、本発明の1実施形態であるブリッジレス型ＰＦＣ回路１００の構成を示す回路図である。ブリッジレス型ＰＦＣ回路１００は、電圧入力部Ａと、ＰＦＣ制御回路Ｂと、電圧出力部Ｃとを有する。
　電圧入力部Ａは、入力電源である交流電源１、入力電圧検出手段２および入力電流検出手段３を有する。
　電圧出力部Ｃは、出力負荷１２および出力電圧検出手段１３を有する。
　ＰＦＣ制御回路Ｂは、交流電源１の電流波形の整形と直流電圧の昇圧に寄与するリアクトル４、直列接続した整流素子５とスイッチング素子７、直列接続した整流素子６とスイッチング素子８、これら２組の上下アームを並列接続した整流部３０、整流部３０の出力に接続した平滑コンデンサ１１、入力電圧検出手段２の検出値と入力電流検出手段３の検出値と出力電圧検出手段１３の検出値とに基づいて、スイッチング素子７およびスイッチング素子８のスイッチング動作を制御するＰＦＣ制御部９、およびＰＦＣ制御部９においてスイッチング素子７とスイッチング素子８のオンオフを切り替える制御信号の指令信号である三角波キャリアを出力する三角波出力部１０を有する。
　次に、ブリッジレス型ＰＦＣ回路１００の力率改善動作について説明する。
　図１のようなコンデンサインプット型の整流回路においては、交流電源１の交流電圧が、平滑コンデンサ１１に蓄えられた電圧よりも大きくならないと入力電流は流れない。それ以外の時間でも入力電流を流すため、スイッチング素子７とスイッチング素子８とをオン状態にすることで、リアクトル４と、スイッチング素子７と、スイッチング素子８とを介して、交流電源１を短絡する。この短絡により、入力電流を流すことができる。この際、入力電流波形が入力電圧波形に対して相似形となるように、ＰＦＣ制御部９は、入力電圧に対して入力電流が少ない場合にはスイッチング素子７とスイッチング素子８とをオン状態にし、入力電圧に対して入力電流が多い場合にはスイッチング素子７とスイッチング素子８とをオフ状態にする。また、スイッチング素子７とスイッチング素子８とがオン状態の際、リアクトル４にはエネルギーが蓄積され、オフ状態の際には、そのエネルギーが出力負荷１２に放出されるため出力直流電圧は昇圧される。
　図２は、ＰＦＣ制御部９の構成を示すブロック図である。ＰＦＣ制御部９は、比較回路１４とパルス信号出力部１５とを有する。
　ＰＦＣ制御部９は、入力電圧検出手段２および入力電流検出手段３から出力される検出結果を比較回路１４で比較し、入力電流波形が入力電圧波形に対して相似形とするように、パルス信号出力部１５を制御する。
　出力電圧検出手段１３からの出力電圧を、目標電圧値に近付ける制御も含め、パルス信号出力部１５はパルス信号をスイッチング素子７およびスイッチング素子８に出力する。三角波キャリア信号１６は、パルス信号出力部１５が出力するパルス信号の基本周波数を決める信号である。一般的には周波数固定の三角波を用いると、高調波成分が重畳されてノイズレベルのピークが大きくなる問題がある。
　本発明の実施形態では、この三角波キャリアの周波数を固定するのではなく、入力電圧に応じて変動させることで、力率改善動作を損なうことなく、ノイズレベルのピークを抑制することを可能としている。以下にその原理を説明する。
　図３は、三角波出力部１０の構成を示す回路図である。
　絶対値ブロック１７は、入力電圧検出手段２からの入力電圧検出値ｆＶが負の値の場合、その値を正の値に変換し、脈流とする。この脈流の値は０を含んでおり、後段の積算ブロック１９に０が入力された場合、その出力も０となってしまい、三角波が出力されなくなってしまう。それを防ぐため加算ブロック１８は、その脈流の値に定数Ａを加える。この定数Ａは任意に決めることができ、その他の制御ブロックでの設定値などを考慮して決定すればよい。積算ブロック１９は、加算ブロック１８の出力（ｆＶ＋Ａ）を定数Ｂ倍する。積算ブロック１９の出力ａを三角波の傾きとする。この出力ａは、以下の式（１）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１）
　入力電圧検出手段２によって検出される入力電圧検出値ｆＶは、入力電圧に応じて変化するため、出力ａもｆＶに応じて変化することになる。この際、定数Ａ、定数Ｂによって、三角波の傾きの基準値である出力ａが決定されるため、出力したい三角波の傾きに応じてそれぞれの定数Ａ，Ｂを決定すればよい。本実施形態では、たとえばＡ＝４，Ｂ＝０．０８とした。
　図４は、積算ブロック１９の出力がa１であった場合の三角波出力部１０の動作を示す模式図である。図４には、積算ブロック１９から後段の動作について示している。
　積分ブロック２０は、積算ブロック１９で出力した三角波の傾きａ１（図４の（１））から、関数ａ１（ｔ）を出力する（図４の（２））。
　傾き切り替え検出ブロック２１は、積分ブロック２０で出力した関数ａ１（ｔ）の値が、１０以上になったことと、０以下になったこととを検出する。傾き切り替え出力ブロック２２は、値が１０以上になった場合は、値０を示す出力信号を出力し、０以下になった場合は、値１を示す出力信号を出力する。信号変換ブロック２３は、傾き切り替え出力ブロック２２から出力された出力信号が入力され、その信号を０．５減算する。入力された出力信号が０を示す場合は、積算ブロック１９に対して―０．５を出力し、入力された出力信号が１を示す場合は、０．５を出力し、傾きの正負を決定する。このフィードバック動作により、積分ブロック２０はａ１（ｔ）と－ａ１（ｔ）とを出力し、三角波キャリア信号を発生させる（図４の（３））。
　これにより、入力電圧が低いときは三角波キャリアの傾きを緩やかに（周波数を低く）、入力電圧が高いときは三角波キャリアの傾きを急に（周波数を高く）変動させ、三角波キャリアの周波数変動によって、結果としてスイッチング周波数を変動させる。
　電源を短絡させて電流を流すというＰＦＣ回路の動作において、入力電圧の波形に応じて、スイッチング動作時に流れる電流量、力率改善に求められる電流変化量は異なる。
　図５は、本発明の実施形態の制御による動作結果を示す模式図である。入力電圧の小さい領域では、電源の短絡時に流れる電流変化量ｄｉ／ｄｔは小さいが、大きな電流の変化が要求される。本発明の制御によれば、この領域でスイッチング周波数が低くなる。つまり、電流変化量ｄｉ／ｄｔは小さいが、スイッチング周波数が低くなることで電源の短絡状態が長く続くので、電流の総変化量を大きくすることができる。また、入力電圧の大きい領域では、電源の短絡時に流れる電流変化量ｄｉ／ｄｔは大きいが、大きな電流の変化は要求されない。本発明の制御によれば、この領域では、電流変化量ｄｉ／ｄｔは大きいが、スイッチング周波数が高くなることで電源の短絡状態が短いので、電流の総変化量を低く抑えることができる。
　このように、本発明の実施形態の制御によれば、ＰＦＣ回路動作の要求に合致するように、スイッチング周波数を制御しており、この動作により、力率改善効果を損なうことなく、周波数ノイズレベルを低下させることができる。
　図６は、図１に示すブリッジレス型ＰＦＣ回路１００についてのシミュレーション結果を示す図である。図６（１）は、スイッチング周波数を固定した場合の結果を示し、図６（２）は、本発明の実施形態の結果を示す。横軸は周波数（ｋＨｚ）を示し、縦軸はノイズレベル（－）を示す。
　周波数を固定した場合のノイズレベルでは、スイッチング周波数による基本周波数とその高調波について、するどいピークが現れている。この結果に対して本発明の実施形態を適用した場合のノイズレベルでは、ピークが幅を持ち、ピーク高さを抑えることができている。
　図７は、図６のシミュレーション結果をデシベル表記にて示した図である。図７（１）は、周波数を固定した場合の結果を示し、図７（２）は、本発明の実施形態の結果を示す。横軸は周波数（ｋＨｚ）を示し、縦軸はノイズレベル（ｄＢ）を示す。
　本発明の実施形態の結果と周波数を固定した場合の結果とを比較すると、雑音端子電圧規格範囲の低周波数領域において６ｄＢ程度、高周波数領域において３ｄＢ程度、ノイズを抑えることができている。
　図８は、図１に示すブリッジレス型ＰＦＣ回路１００についてのシミュレーション結果を示す図である。図８（１）は、スイッチング周波数をランダムに変化させる従来のランダム拡散方式によるシミュレーション結果のノイズレベルを示し、図８（２）は、本発明の実施形態の制御方式によるシミュレーション結果のノイズレベルを示す。スイッチング周波数を拡散させる範囲は両方式で共通としているため、ノイズ抑制効果は同等と言える。
　図９は、図８に示すシミュレーション結果で、入力電流波形を示す図である。図９（１）は、ランダム拡散方式によるシミュレーション結果の入力電流波形を示し、図９（２）は、本発明の実施形態の制御方式によるシミュレーション結果の入力電流波形を示す。
　ランダム拡散方式による制御結果では、電流波形の乱れが大きく出ているが、本発明の実施形態の制御結果では、電流波形の乱れは出ていない。上記のように得られた電流波形について、力率で両方式を比較すると、ランダム拡散方式では、９６．８１％であるのに対し、本発明では９８．０１％であり、本発明により１．２％改善している。つまり、従来技術ではノイズ抑制のために、本来の回路動作である力率改善効果が低下してしまっていたが、本発明では力率改善効果を高く保ったまま、ノイズを抑えることができている。
　図１０は、本発明の他の実施形態である単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路１０１の構成を示す回路図である。単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路１０１は、ブリッジレス型ＰＦＣ回路１００と類似の構成を有しており、同じ動作を行う部位については、同じ参照符号を付して詳細な説明は省略する。単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路１０１は、電圧入力部Ａと、ＰＦＣ制御回路Ｂと、電圧出力部Ｃとを有する。電圧入力部Ａと、電圧出力部Ｃとはブリッジレス方式ＰＦＣ回路と共通である。また、ＰＦＣ制御回路Ｂでは、リアクトル４の前段または後段にダイオードブリッジ３１が接続されているが、リアクトル４と、整流素子５と、スイッチング素子７と、平滑コンデンサ１１とについては、ブリッジレス型ＰＦＣ回路１００と同様に動作する。つまり、ブリッジレス型ＰＦＣ回路１００と単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路１０１とは、回路の基本構成が同じであり、ＰＦＣ制御としての基本動作も同じである。
　図１１は、図１０に示す単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路１０１についてのシミュレーション結果を示す図である。図１１（１）は、従来のランダム拡散方式によるシミュレーション結果のノイズレベルを示し、図１１（２）は、本発明の制御方式によるシミュレーション結果のノイズレベルを示す。また、図１２は、図１１に示すシミュレーション結果で、入力電流波形を示す図である。図１２（１）は、従来のランダム拡散方式によるシミュレーション結果の入力電流波形を示し、図１２（２）は、本発明の実施形態の制御方式によるシミュレーション結果の入力電流波形を示す。ブリッジレス型ＰＦＣ回路１００の結果と同様に、ノイズ抑制効果は、両方式で同等であるが、ランダム拡散方式の制御結果では、電流波形の乱れが大きく出ている。上記のように得られた電流波形について、力率で両方式を比較すると、ランダム拡散方式では、９５．２２％であるのに対し、本発明では９７．１２％であり、本発明により１．９％改善している。つまり、本発明により、単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路１０１においても、ブリッジレス型ＰＦＣ回路１００と同様に、力率改善効果を高く保ったまま、ノイズを抑えることができている。
　図１３は、本発明のさらに他の実施形態であるインターリーブ型ＰＦＣ回路１０２の構成を示す回路図である。本回路も上記の単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路１０１と同じく、回路の基本構成と基本動作はブリッジレス型ＰＦＣ回路１００とほぼ同じであり、本発明によりブリッジレス型ＰＦＣ回路１００および単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路１０１と同様に、力率改善効果を高く保ったまま、ノイズを抑えることができている。
　以上、本発明は入力交流電流を、入力交流電圧波形に近づくように成形する技術であり、上記の各実施形態に拘わらず、基準とする電圧が交流電圧であり、スイッチング制御の対象も交流電圧であるスイッチング電源に適用できる。すなわち、時間軸ｔ方向に振幅が変化する入力電流波形をｉ（ｔ）とし、時間軸方向に電圧振幅が変化する入力電圧波形をｖ（ｔ）とし、ｉ（ｔ）とｖ（ｔ）との位相のズレをαとし、比例係数をａおよびｂとし、成形後の電流波形をＩ（ｔ）とすると、ｉ（ｔ）＝ａ×ｖ（ｔ+ａ）で表される電流波形を、Ｉ（ｔ）＝ｂ×ｖ（ｔ）に成形するスイッチング電源に適用できる。この場合、比例係数をａおよびｂの関係が、ａ＝ｂであっても、ａ≠ｂであっても適用可能である。
　本発明は、その精神または主要な特徴から逸脱することなく、他のいろいろな形態で実施できる。したがって、前述の実施形態はあらゆる点で単なる例示に過ぎず、本発明の範囲は特許請求の範囲に示すものであって、明細書本文には何ら拘束されない。さらに、特許請求の範囲に属する変形や変更は全て本発明の範囲内のものである。
　１　　　交流電源
　２　　　入力電圧検出手段
　３　　　入力電流検出手段
　４　　　リアクトル
　５　　　整流素子
　６　　　整流素子
　７　　　スイッチング素子
　８　　　スイッチング素子
　９　　　ＰＦＣ制御部
　１０　　三角波出力部
　１１　　平滑コンデンサ
　１２　　出力負荷
　１３　　出力電圧検出手段
　１４　　比較回路
　１５　　パルス信号出力部
　１６　　三角波キャリア信号
　１７　　絶対値ブロック
　１８　　加算ブロック
　１９　　積算ブロック
　２０　　積分ブロック
　２１　　切り替え検出ブロック
　２２　　切り替え出力ブロック
　２３　　信号変換ブロック
　３０　　整流部
　３１　　ダイオードブリッジ
　３２　　リアクトル
　１００　ブリッジレス型ＰＦＣ回路
　１０１　単相アクティブフィルタ型ＰＦＣ回路
　１０２　インターリーブ型ＰＦＣ回路
　Ａ　　　電圧入力部
　Ｂ　　　ＰＦＣ制御回路
　Ｃ　　　電圧出力部

Claims (5)

  1. 　電圧入力部と、
    　電圧出力部と、
    　前記電圧入力部と電圧出力部との間に接続され、スイッチング素子および前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路を有する力率改善回路と、を備え、
    　前記スイッチング制御回路は、基準とする電圧波形に応じて、スイッチング周波数を変動させ、前記スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング周波数を決定する三角波キャリアの周波数を変動させるための周波数変動制御部を備え、
    　前記周波数変動制御部は、前記電圧入力部からの入力電圧を検出する入力電圧検出手段を有し、検出した入力電圧に応じて、出力させる三角波キャリアの周波数の変動を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  3. 　前記周波数変動制御部は、三角波キャリア出力部を備え、前記三角波キャリア出力部は、前記入力電圧検出手段が検出した入力電圧の瞬時値に応じて、出力させる三角波キャリアの傾きを決定し、三角波キャリアの傾きを変動させて出力することで、入力電圧の瞬時値が高い場合はスイッチング周波数を高く、入力電圧の瞬時値が低い場合はスイッチング周波数を低く制御することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
  4. 　前記力率改善回路は、アクティブフィルタ型力率改善回路であることを特徴とする請求項１～３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  5. 　前記アクティブフィルタ型力率改善回路は、ブリッジレスＰＦＣ方式、インターリーブ方式、または単相アクティブフィルタ方式であることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
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