JP2016144323A - 直流電源装置およびこれを用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】
大幅な力率改善あるいは大幅な高調波低減が可能な直流電源装置およびこれを用いた空気調和機を提供する。
【解決手段】
直流電源装置１１Ａは、交流電源１３からの交流電力を直流電力に変換する整流回路１７ａと、整流回路１７ａと交流電源１３の間に接続されたリアクタ１５と、整流回路１７ａの直流出力に接続される平滑コンデンサＣ１と、交流電源１３を、リアクタ１５を介して短絡するスイッチング回路部１７ｂ，１９と、スイッチング回路部を短絡および開放させる制御回路部３３と、を備え、制御回路部３３は、交流電源１３の半周期にスイッチング回路部を短絡および開放する周期を交流電源１３の電圧位相に応じて変化させる。また、本直流電源装置１１Ａは、回転速度制御型の圧縮機を搭載する空気調和機において、圧縮機の電動機を駆動するインバータ回路の直流電源装置として適用される。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する直流電源装置およびこれを用いた空気調和機に関する。

家庭用などの空気調和機には、地球環境保全の要請から、省資源、省エネルギーを強く求められるようになってきた。加えて、電子制御機器の急増に伴い、電源の品質に悪影響を与える高調波電流の規制に適合する製品が求められている。

こうした要求を満たすために、特許文献１に記載の電力供給装置が知られている。この電力供給装置においては、交流電源にその一端が接続されたリアクトルと、リアクトルを介して交流電源を短絡／開放する双方向通電性の短絡素子とが設けられる。短絡素子は、負荷量に応じて、短絡動作を行わない力率改善無しモード、短絡動作を電源電圧半周期に１回もしくは複数回行う部分スイッチングモード、または、短絡動作を電流フィードバック制御にて高周波で行う高周波スイッチングモードのいずれかのモードによって制御される。

特許文献１に記載される電力供給装置によれば、部分スイッチングモードにおいて、短絡素子の短絡開始時間（タイミング）、短絡時間幅、および短絡回数を制御することで、リアクトルに蓄積するエネルギーを制御することができる。その結果、効率向上および力率改善がなされると共に、高調波の問題の解消を図ることができる。

特開２００３−１５３５４３号公報

しかしながら、特許文献１の電力供給装置では、短絡素子の短絡時間幅の制御など、具体的な制御手段については考慮されていない。このため、大幅な力率改善や大幅な高調波の低減は難しい。

そこで、本発明は、大幅な力率改善あるいは大幅な高調波低減が可能な直流電源装置およびこれを用いた空気調和機を提供する。

上記課題を解決するために、本発明による直流電源装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、整流回路と交流電源の間に接続されたリアクタと、整流回路の直流出力に接続される平滑コンデンサと、交流電源を、リアクタを介して短絡するスイッチング回路部と、スイッチング回路部を短絡および開放させる制御回路部と、を備え、制御回路部は、交流電源の半周期にスイッチング部を短絡および開放する周期を、交流電源の電圧位相に応じて変化させる。

また、本発明による空気調和機は、回転速度制御型の圧縮機を搭載し、圧縮機の電動機と、直流電力を交流電力に変換し、交流電力により電動機を駆動するインバータ回路と、直流電力を出力する直流電源装置と、を備え、直流電源装置を上記本発明による直流電源装置とする。

本発明によれば、大幅な力率改善あるいは大幅な高調波低減が可能な直流電源装置並びにそれを用いる空気調和機を実現することができる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の第１実施形態に係る直流電源装置の回路構成を表すブロック図である。 第１実施形態における、ゼロクロス信号からの時間経緯と短絡・開放周期との関係を示す。 第１実施形態における入力電流の波形例である。 スイッチング部および全波整流回路からなる回路部の変形例を示す。 本発明の第２実施形態である空気調和機の概略構成図である。 本発明の第２実施形態である空気調和機の室外機の内部構造を示す斜視図である。 本発明の第２実施形態である空気調和機の室外機の天板を外した状態を示す平面図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。

［第１実施形態］
（直流電源装置の全体構成）
はじめに、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置（１１Ａ）の全体構成について説明する。

図１は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置の回路構成を表すブロック図である。なお、直流電源装置１１Ａの負荷として、電動機２３を駆動する三相インバータ回路２１を例示して説明する。

図１に示すように、直流電源装置１１Ａは、交流電源１３と、リアクタ１５と、第１および第２の全波整流回路１７ａおよび１７ｂと、スイッチング部１９と、平滑コンデンサＣ１と、入力電圧取得部２５と、入力電流取得部２７と、ゼロクロス検出部２９と、直流出力電圧取得部３１と、制御回路３３とを備えている。

交流電源１３は、例えば単相交流電源である。ただし、交流電源１３として三相交流電源を採用してもよい。交流電源１３の一方の配線Ｌ１には、リアクタ１５が接続されている。リアクタ１５は、交流電源１３の力率を改善する。

第１の全波整流回路１７ａは、図１に示すように、リアクタ１５を介して交流電源１３に接続され、相互にブリッジ接続された第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。第１の全波整流回路１７ａは、これら第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて交流電源１３の交流電圧波形を全波整流する。

第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４は、図１に示すように、Ｄ１，Ｄ３のカソード側が正の直流母線ＰＬに接続され、Ｄ２，Ｄ４のアノード側が負の直流母線ＮＬに接続される。第１および第２の整流ダイオードＤ１，Ｄ２の間に位置する第１の接続点Ｎｄ１と、第３および第４の整流ダイオードＤ３，Ｄ４の間に位置する第２の接続点Ｎｄ２との間には、交流電源１３が、リアクタ１５および電流センサ２７ａを介して接続されている。

第２の全波整流回路１７ｂは、第１の全波整流回路１７ａと同様の構成を備える。すなわち、第２の全波整流回路１７ｂは、図１に示すように、リアクタ１５を介して交流電源１３に接続され、相互にブリッジ接続された第５〜第８の整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を有する。第２の全波整流回路１７ｂは、これら第５〜第８の整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を用いて交流電源１３の交流電圧波形を全波整流する。

第５および第６の整流ダイオードＤ５，Ｄ６の間に位置する第３の接続点Ｎｄ３と、第７および第８の整流ダイオードＤ７，Ｄ８の間に位置する第４の接続点Ｎｄ４との間には、交流電源１３が、リアクタ１５および電流センサ２７ａを介して接続されている。

半導体スイッチング素子からなるスイッチング部１９は、第５〜第８の整流ダイオードＤ５〜Ｄ８における、Ｄ６，Ｄ８のアノード側とＤ５，Ｄ７のカソード側との間、すなわち全波整流回路１７ｂの直流出力に接続されている。半導体スイッチング素子としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）や、ＳｉＣ素子やＧａＮ素子などを適宜用いればよい。スイッチング部１９は、交流電源１３を、リアクタ１５を介して短絡する機能を有する。ここで、スイッチング部１９は、交流電源電圧の正負の半サイクルで短絡動作を行うが、全波整流回路１７ｂを介することにより一個の半導体スイッチング素子によって構成できる。すなわち、本実施形態では、一個のスイッチング部１９と全波整流回路１７ｂ］によって、交流電源電圧の正負の半サイクルの両方に対して短絡動作が可能な、短絡用のスイッチング回路部が構成されている。

スイッチング部１９は、後述する制御回路３３に含まれるスイッチング制御部４３の駆動制御信号に従って、短絡に係るタイミング、継続時間、および、回数が制御されるように構成されている。

平滑コンデンサＣ１は、第１の全波整流回路１７ａで全波整流された直流電圧を平滑化する。一対の端子を有する平滑コンデンサＣ１において、図１に示すように、一方の端子が正の直流母線ＰＬに接続され、他方の端子が負の直流母線ＮＬに接続される。平滑コンデンサＣ１の両端子から、三相インバータ回路２１を介して電動機２３を駆動するための直流電力が出力される。

直流電源装置１１Ａに対する負荷である三相インバータ回路２１は、第１の全波整流回路１７ａで整流され平滑コンデンサＣ１で平滑化された直流電力を、ｕ相、ｖ相およびｗ相の擬似的な三相交流電力に変換し、変換後の三相交流電力を電動機２３に供給する。

入力電流取得部２７は、交流電源１３から供給される電流の大きさを取得する機能を有する。ゼロクロス検出部２９は、交流電源１３の交流電圧波形のうちゼロクロス点（交流電圧波形がゼロ電位の時間軸上を通過する地点の時間情報）を取得する。直流出力電圧取得部３１は、第１の全波整流回路１７ａの出力である直流電圧を取得する。これら各取得部２７，３１における取得値、および、ゼロクロス検出部２９の検出値は、制御回路３３へと送られ、制御回路３３による制御に用いられる。

制御回路３３は、前記した各取得部２７，３１における取得値、および、ゼロクロス検出部２９の検出値に基づいて、スイッチング部１９の短絡に係るタイミング、継続時間、および、回数を制御する。このような機能を実現するために、制御回路３３は、コンバータ制御部３５と、短絡・開放周期算出部３９と、周波数算出部４１と、スイッチング制御部４３と、インバータ制御部４５と、ＰＷＭ出力部４７とを備えている。

コンバータ制御部３５は、交流電源１３の交流電力を直流電力に変換するという直流電源装置１１Ａの機能を統括的に制御している。

短絡・開放周期算出部３９は、スイッチング部１９の短絡時間と開放時間の和を短絡・開放周期としたとき、電圧位相に応じて短絡・開放周期を算出する。なお、短絡・開放周期算出部３９の算出手段は、負荷、電源電圧、出力電圧、電動機回転数等に変化があり、短絡・開放周期の調整を要する場合に、その要求に応じて変更可能に構成されていても良い。

周波数算出部４１は、ゼロクロス検出部２９のゼロクロス取得値に基づいて、交流電源１３の周波数を算出する。具体的には、周波数算出部４１は、ゼロクロス信号の時間的間隔を求め、求めた間隔が例えば９ｍｓよりも長ければ５０Ｈｚであり、９ｍｓよりも短ければ６０Ｈｚであるというように、交流電源１３の周波数を算出する。

スイッチング制御部４３は、短絡・開放周期算出部３９で算出された短絡・開放周期と、入力電流取得部２７で取得された入力電流、および、直流出力電圧取得部３１で取得された出力電圧、周波数算出部４１で算出される周波数の情報に基づいて、スイッチング部１９の短絡に係る継続時間を演算すると共に、この演算結果に従って、スイッチング部１９の短絡または開放動作を制御する。

インバータ制御部４５は、第１の全波整流回路１７ａで整流され平滑コンデンサＣ１で平滑化された直流電力を、ｕ相、ｖ相およびｗ相の擬似的な三相交流電力に変換するという三相インバータ回路２１の機能を統括的に制御する。

ＰＷＭ出力部４７は、電動機２３の駆動を制御するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力し、出力したＰＷＭ信号を、インバータドライバ４９を介して三相インバータ回路２１に供給する。

制御回路３３は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）などを備えたマイクロコンピュータ（以下「マイコン」と記す）を有する。このマイコンは、ＲＯＭに記憶されているプログラムを読み出して実行し、制御回路３３におけるスイッチング制御部４３などの各種機能部の実行制御を行う。

図４は、スイッチング部１９および全波整流回路１７ｂからなる短絡用のスイッチング回路部の変形例を示す。本変形例においては、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ９０，１００が、電流が流れる方向が逆方向になる様に直列接続される。ＩＧＢＴ９０，１００には、それぞれ、ダイオードＤ９，Ｄ１０が逆並列接続される。本変形例においては、交流電源電圧の正負の半サイクルごとに、オンして短絡動作させる半導体スイッチング素子を切り替える。なお、正負の一方の半サイクルにおいては、ＩＧＢＴ９０およびダイオードＤ１０からなる経路で短絡され、他方の半サイクルにおいては、ＩＧＢＴ１００およびダイオードＤ９からなる経路で短絡される。

（直流電源装置の動作）
次に、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの動作について説明する。

直流電源装置１１Ａの動作説明に先立って、まず、高調波電流の指標とする高調波の余裕度について説明する。電源周波数のｎ次の高調波電流の限度値は、ＪＩＳ Ｃ６１０００−３−２「電磁両立性−第３−２部：限度値−高調波電流発生限度値」に規定されている。この限度値Ｉｓｎに対して高調波電流をＩｎとするとき、ｎ次の余裕度を（１−Ｉｎ／Ｉｓｎ）と定義する。

この定義から明らかなように、ｎ次の余裕度が０より小さい場合、限度値Ｉｓｎ以上のｎ次の高調波電流が流れていることになり、規定不適合となる。一方、ｎ次の余裕度が０より大きい場合、限度値以下のｎ次の高調波電流が流れていることになり、規定適合となる。ｎ次の余裕度が１に近い場合、ｎ次の高調波電流は０に近づく。これは、電源に悪影響を与えるｎ次の高調波電流がほとんどなく、非常に良好な状態である。前述したｎ次の余裕度を２次から４０次まで求め、最も小さいものを高調波の余裕度として定義する。なお、空気調和機調和機については、入力電力によって限度値が変わる。

直流電源装置１１Ａは、図１に示すように、交流電源１３の交流電圧を第１の全波整流回路１７ａで整流し、平滑コンデンサＣ１で平滑化して直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を、負荷としての三相インバータ回路２１および電動機２３に供給する。

直流電源装置１１Ａにおける直流電圧の供給源は、平滑コンデンサＣ１に蓄えられた電荷である。このため、交流電源１３の交流電圧が、平滑コンデンサＣ１の両端に現れる直流電圧を超えた場合に、交流電源１３から平滑コンデンサＣ１へ電流が流れる。その結果、通電区間が短く、電流波形は鋭く尖って力率が低くなってしまう。そこで、力率を改善するためにリアクタ１５を設ける。これにより、電流波形の波高値が低くなり、通電区間は電流立ち上がり以降に伸びるので、力率が改善される。

さらに、ゼロクロス検出部２９で検出されたゼロクロス点に同期させてスイッチング部１９を短絡または開放させる制御を行うスイッチング制御部４３を設け、このスイッチング制御部４３によって、交流電源１３のゼロクロス点を基準とした適宜の時期に適宜の時間幅だけスイッチング部１９を短絡させ、力率の改善を図る。

なお、力率の改善がなされると、交流電源１３の供給者における設備負担の軽減に寄与することに加えて、直流電源装置１１Ａが接続されるブレーカ、または、コンセントの容量を上限まで活用して直流電源装置１１Ａの能力を最大限に発揮させて、利用者のコストパフォーマンスを実質的に向上することができる。また力率の改善に加えて電動機２３の効率を上げるために直流電圧の上昇（以後昇圧と呼ぶ）を行うことが有効であり、スイッチング部１９の短絡・開放制御を適切に行うことで昇圧できる。

しかし、本発明者の検討によれば、短絡の仕方や負荷の状況によっては、短絡により高調波電流が却って増加する場合がある。これに対し、本発明者の検討によれば、力率の向上および高調波電流の減少を図りながら、直流電圧を２^１／２×Ｖｓ（Ｖｓ：交流入力電圧の実効値）を超えた値に上昇させるには、スイッチング部１９を電源電圧半周期の期間内に４回以上４０回以下短絡させることが効果的である。また、直流電源装置１１Ａの効率を考慮すると、短絡回数は少ないほどよい。従って、このような短絡回数の制約条件を考慮して、短絡タイミング（短絡開始時刻）および短絡時間幅を設定することが好ましい。

しかし、従来技術では、短絡タイミング（短絡開始時刻）および短絡時間幅については考慮されていないため、本発明者は、短絡・開放周期、短絡時間幅、短絡タイミング（短絡開始時刻）を如何様にして設定するか検討した。その結果に基づき、本実施形態においては、スイッチング部１９の短絡・開放により発生する高調波を低減するため、次に説明するように、電圧位相に応じて短絡・開放周期を変化させる。

高調波電流は、スイッチング部１９の短絡・開放が切り替わることにより発生する。このため、入力電圧波形が大きいときは高調波電流も大きい。したがって、入力電圧が大きいときは短絡・開放周期を短くすることが好ましい。そこで、本実施形態においては、図２に示すように、短絡・開放周期を交流電源電圧の半周期内で変化させる。すなわち、短絡・開放周期は、交流電源電圧の半周期において、電圧位相０度から９０度へ進むにしたがって長くし、電圧位相９０度から１８０度へ進むにしたがって短くする。ここで、短絡・開放周期は、交流電源電圧の半周期において、短絡回数で分割される各時間幅に対して設定される。

図２は、本実施形態における、ゼロクロス信号からの時間経緯と短絡・開放周期との関係を示す。図２に示すように、交流電源１３の半周期において、電圧波形の頂点付近（電圧位相９０度）で短絡・開放周期を最も短くし、電圧が低下するにつれて単調に短絡・開放周期を長くすることが高調波低減に有効である。なお、交流電源１３の半周期を、予め設定された短絡回数（例えば、上述したような４〜４０回から選択される）に応じて半周期を複数の時間幅に区分して、各時間幅に対し、図２のように短絡・開放周期が設定される。なお、本発明者の検討によれば、図２に示すように、短絡・開放周期は、各時間幅に対して互いに異なる値が設定されることが、力率改善のためには好ましい。

図２に示すような短絡・開放周期は、短絡・開放周期算出部３９によって、設定される。より具体な手段例として、予め設定された短絡回数応じて設定される、短絡・開放回数交流電圧の半周期内における位相と短絡・開放周期の関係を示す所定の関数あるいはテーブルを用いて、ゼロクロス信号からの時間経緯に対応する位相に応じて短絡・開放周期が設定される。

図３は、本実施形態による入力電流の波形例である。本波形例においては、スイッチング部１９を交流電源の半周期内で８回短絡させる。なお、本波形例は、リアクトル１５のＬ値を８ｍＨ、交流電源１３の入力電圧実効値を２００Ｖ、周波数を５０Ｈｚ，入力電流実効値を１８Ａとし、出力直流電圧平均値を３００Ｖとして、本発明者がシミュレーションにより検討した結果である。

本図３の波形例について、入力電流の１０周期分をＦＦＴ（高速フーリエ変換）にかけると、最も余裕度が小さい次数は２３次、その余裕度は１５．１％であり、規格による限度値を満足している。

上記のような短絡・開放周期ごとに、スイッチング部１９をオン駆動する制御信号のパルス幅、すなわち短絡時間が設定される。以下、短絡時間を設定する手段の一例を説明する。ここで、スイッチング制御部４３が出力するスイッチング部１９の制御信号であるパルス毎の短絡タイミング（短絡開始時刻：電源電圧半周期のゼロクロス（始点）を原点として短絡が開始されるまでの時間軸上の時刻情報）をｔｄ、短絡時間幅（パルスのオン時間）をｔｏｎ、短絡終了から次パルスの短絡までの開放時間幅（パルスのオフ時間）をｔｏｆｆと定義する。ｔｏｎとｔｏｆｆの和が短絡・開放周期である。

まず、次のようにしてデューティＤを算出する。

入力電流をｉｓ、交流入力電圧をｖｓ、リアクタ１５のインダクタンス値をＬ、直流出力電圧をＶｄとすると、スイッチング部１９を短絡（オン）したときの入力電流の微分ｉｏｎ’は、式（１）のように表わすことができる。また、スイッチング部１９をオフしたときの入力電流の微分ｉｏｆｆ’は、式（２）のように表わすことができる。

ｉｏｎ’＝ｄｉｓ／ｄｔ＝ｖｓ／Ｌ ・・・（１）
ｉｏｆｆ’＝ｄｉｓ／ｄｔ＝（ｖｓ−Ｖｄ）／Ｌ ・・・（２）
スイッチング部１９を短絡（オン）する時間幅をｔｏｎ、開放（オフ）する時間幅をｔｏｆｆとした場合、そのデューティＤは、式（３）のように表わすことができる。

Ｄ＝ｔｏｎ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ） ・・・（３）
スイッチング部１９を短絡（オン）したときの入力電流の微分ｉｏｎ’と、スイッチング部１９を開放（オフ）したときの入力電流の微分ｉｏｆｆ’のデューティＤを加味した値が、入力電流の微分ｉｓ’に等しくなると仮定すると、式（４）が成り立つ。この式（４）からデューティＤを求めると、式（５）になる。

ｉｓ’＝Ｄ・ｉｏｎ’＋（１−Ｄ）・ｉｏｆｆ’ ・・・（４）
Ｄ＝（ｉｓ’−ｉｏｆｆ’）／（ｉｏｎ’−ｉｏｆｆ’） ・・・（５）
交流入力電圧ｖｓが与えられれば、式（１）、式（２）を用いて、ｉｏｎ’およびｉｏｆｆ’を求めることができる。ここで、交流入力電圧ｖｓ（瞬時値）は、周波数算出部４１より取得した電源周波数ｆと、交流電圧実効値Ｖｓとを用いて、式（６）のように表わすことができる。

ｖｓ＝２^１／２・Ｖｓ・ｓｉｎ（２πｆｔ） ・・・（６）
また、瞬時入力電流ｉｓは、交流入力電圧ｖｓと同周波数および同位相であるとすると、入力電流取得部２７より取得した入力電流実効値Ｉｓを用いて、式（７）のように表わすことができる。その微分をとると式（８）となる。

ｉｓ ＝２^１／２・Ｉｓ・ｓｉｎ（２πｆｔ） ・・・（７）
ｉｓ’＝２・２^１／２・πｆ・Ｉｓ・ｃｏｓ（２πｆｔ） ・・・（８）
したがって、式（１）、式（２）、式（８）の解を式（５）に代入することによって、入力電流ｉｓを正弦波に近づけるためのデューティＤを算出することができる。さらに、上述したようにして設定された短絡・開放周期毎に、対応する位相の値（例えば、該当する周期中における代表値や平均値など）を用いて算出されたデューティＤを乗算して短絡（オン）時間幅ｔｏｎを設定すれば、力率が向上するような入力電流ｉｓにすることができる。

なお、短絡タイミング（短絡開始時刻）ｔｄについては、力率の向上、高調波電流の抑制を考慮し、これらが適切な値をとるように調整することが好ましい。

以上説明したように、本実施形態によれば、４パルス〜４０パルスの範囲内において、電源周波数ｆに関わらず（例えば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのいずれであっても）、大幅な効率向上および力率改善、並びに大幅な高調波低減が可能となる。すなわち、直流電源装置の効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができる。

本実施形態おける直流電源装置１１Ａの制御方式は、従来のコンバータ制御と組み合わせて直流出力電圧が２^１／２Ｖｓ以上となる場合に用いても、同様に有効である。

［第２実施形態］
以下、本発明の第２実施形態である空気調和機について図５〜７を参照して説明する。なお、本第２実施形態である空気調和機は、前述した第１実施形態の直流電源装置を搭載する。

図５は、本発明の第２実施形態である空気調和機５１の概略構成図である。図６は、同空気調和機５１の室外機５５の内部構造を示す斜視図である。図７は、同室外機５５の天板を外した状態を示す平面図である。

第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａを搭載した空気調和機５１は、図５に示すように、室内機５３と室外機５５とを、接続配管５７を介して接続して構成されている。

室内機５３は、図５に示すように、筐体５９に対し、図示しない室内熱交換器、室内送風機、露受皿などを取付けて、これらを化粧枠６１で覆い、化粧枠６１の前側に前面パネル６３を取付けて構成されている。化粧枠６１には、室内空気を吸い込む空気吸込み口６５と、温湿度が調和された空気を室内へ吹き出す空気吸込み口６７とが、上下にそれぞれ設けられている。

室内機５３は、図示しない電装品ボックスに制御基板を備え、この制御基板にマイコンが設けられる。マイコンは、図示しない室内温度センサ、室内湿度センサなどの各種のセンサからの信号を受け、リモコン６９からの操作信号を受光部７１で受けると共に、室内送風機などを制御し、かつ、室外機５５との通信を制御するなど、室内機５３を統括して制御する。

室外機５５は、ベース部７３に対し、図６に示す室外熱交換器７９、圧縮機８５、室外送風機（図示せず）を搭載し、図５に示すようにこれらを外筐７５で覆い、配管接続バルブ７７に室内機５３からの接続配管５７を接続して構成されている。

室外機５５の外筐７５は、図５に示すように、前面板７５ａ、側面板７５ｂ、および、天板７５ｃからなる。室外機５５には、室外熱交換器７９（図６参照）に対向する外面側に、室外空気の吸込み部が、室外ファン８１（図６参照）に対向する前面板７５ａ（図５参照）の側に、空気の流通を許すファングリル８３（図５および図７参照）が、それぞれ設けられている。

室外ファン８１は、図６および図７に示すように、室外熱交換器７９が上流側に、ファングリル８３が下流側に位置する空気の流れをつくりだすように回転駆動される。これにより、室外ファン８１は、室外空気を室外熱交換器７９へと強制的に導くように動作する。

室外熱交換器７９は、図６および図７に示すように、室外機５５の側面から背面にかけて略Ｌ字状に配設されている。これにより、空気との接触面積を大きく確保し、熱交換能力を高めている。室外ファン８１も、できるだけ大口径のものが使用される。室外ファン８１と圧縮機８５との間には、仕切板８７が設けられている。この仕切板８７は、送風機室８９と機械室９１との間を仕切っている。

送風機室８９には、室外熱交換器７９、および、室外ファン８１がそれぞれ設けられている。機械室９１には、圧縮機８５、アキュムレータ９３、冷媒送り管（図示せず）などがそれぞれ設けられている。

第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａ、圧縮機８５の電動機２３を駆動する三相インバータ回路２１、送風モータ９５などの各種電装品９７は、図６に示すように、電装箱９８内に収容した状態で蓋９９をかぶせて収納されている。これにより、各種電装品９７のメンテナンス性を担保している。

このように構成された空気調和機５１を運転する場合、利用者はリモコン６９を操作することによって、冷房、除湿、暖房のうちいずれかの空気調和モードを選択的に設定する。例えば、空気調和モードとして、冷房の自動運転を選択的に設定した場合、これを受けてマイコンは、温度センサや湿度センサなどの各種センサからの情報に基づく冷房自動運転を行わせる制御指令を行う。

マイコンからの制御指令を受けた室外機５５の制御部（図示せず）は、制御指令に従って室内送風機を駆動し、空気吸込み口６５から室内熱交換器へと室内空気を流通させる。また、室外機５５の制御部は、室内機５３のマイコンからの制御指令に従って、圧縮機８５、送風モータ、制御弁などを制御し、圧縮機８５からの冷媒を冷凍サイクルに循環させると共に、室外熱交換器７９へと室外空気を流通させるように動作する。

以上説明したように、回転速度制御型の圧縮機８５を搭載した空気調和機５１において、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａを、圧縮機８５を回転駆動する電動機２３の電源として用いる。

これにより、空気調和機５１は、運転開始直後では、高能力で室内を空気調和して使用者の快適性への要求に素早く対応し、設定温度付近まで空気調和が進んだ段階では、空調運転が断続すると利用者に不快感を与えるため、低能力での連続運転に切り換えることが求められている。このため、空気調和機５１では、圧縮機８５の回転速度を可変にして、高能力から低能力までの広範な負荷変動に対処可能なことが強く求められている。

この点に関し、第１実施形態の直流電源装置１１Ａを、空気調和機５１に適用した場合、運転開始直後では、高能力で室内を空気調和して使用者の快適性への要求に素早く対応し、設定温度付近まで空気調和が進んだ段階では、圧縮機８５の回転速度が低い、低能力での連続運転へと円滑に切り換えることができる。

具体的には、運転開始直後などの高負荷時では、スイッチング部１９の短絡回数を増やす。この場合、高能力（圧縮機８５の電動機２３が誘起電圧に打勝って高速回転する）を発揮できるように、直流出力電圧Ｖｓを昇圧して、圧縮機８５を駆動する。これと同時に、高力率を確保し、空気調和機５１を接続したブレーカ、または、コンセントの容量を目いっぱいに活用して空気調和機５１の能力を最大限に発揮させ、室内を素早く快適温度にすることができる。

なお、一般的な空気調和機５１では、設定温度付近での運転時間が長くなる。このため、スイッチング損失が小さい、効率の良い運転が長く続いて、全体としての消費電力量を抑制することができる。その結果、安価で、電源高調波電流規制を満足し、電源容量を最大限に活用した高能力で、効率の良い空気調和機５１を提供することができる。また、本実施形態２によれば、電源力率を向上可能で、かつ高調波発生が低減可能な、空気調和機を実現できる。

なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば整流回路１７ｂとスイッチング部１９は適切な両方向スイッチがあれば置き換えてもよい。また、例えば、リアクタ１５と整流回路１７ｂとスイッチング部１９を交流電源１３と整流回路１７ａの間に配置しているが、整流回路１７ａと平滑キャパシタＣ１の間に適切に配置してもよい。なお、第１実施形態の直流電源装置は、回転速度制御型の圧縮機８５を搭載した空気調和機５１に限らず、広範な電子機器に適用することができる。

１１Ａ 直流電源装置
１３ 交流電源
１５ リアクタ
１７ａ，１７ｂ 全波整流回路
１９ スイッチング部
２１ 三相インバータ回路
２３ 電動機
２７ 入力電流取得部
２７ａ 入力電流取得部
２９ ゼロクロス検出部
３１ 直流出力電圧取得部
３３ 制御回路
３５ コンバータ制御部
３９ 短絡・開放周期算出部
４１ 周波数算出部
４３ スイッチング制御部
４５ インバータ制御部
４７ ＰＷＭ出力部
４９ インバータドライバ
５１ 空気調和機
５３ 室内機
５５ 室外機
５７ 接続配管
８５ 圧縮機
９０，１００ ＩＧＢＴ
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ 第１〜第４の整流ダイオード
Ｄ５〜Ｄ８ 第５〜第８の整流ダイオード
Ｄ９，Ｄ１０ ダイオード
Ｎｄ１〜Ｎｄ４ 第１〜第４の接続点
ＰＬ 正の直流母線
ＮＬ 負の直流母線

Claims (8)

1. 交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
   前記整流回路と前記交流電源の間に接続されたリアクタと、
   前記整流回路の直流出力に接続される平滑コンデンサと、
   前記交流電源を、前記リアクタを介して短絡するスイッチング回路部と、
   前記スイッチング回路部を短絡および開放させる制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記交流電源の半周期に前記スイッチング回路部を短絡および開放する周期を、前記交流電源の電圧位相に応じて変化させることを特徴とする直流電源装置。
2. 請求項１に記載の直流電源装置において、
   前記制御回路は、前記周期を、前記交流電源の半周期において、電圧位相０度から９０度へ進むにしたがって長くし、電圧位相９０度から１８０度へ進むにしたがって短くすることを特徴とする直流電源装置
3. 請求項２に記載の直流電源装置において、
   前記周期は、前記交流電源の半周期において、短絡回数で分割される各区分に対して設定されることを特徴とする直流電源装置。
4. 請求項３に記載の直流電源装置において、
   前記周期は、前記各区分に対して互いに異なる値が設定されることを特徴とする直流電源装置。
5. 請求項３に記載の直流電源装置において、
   前記短絡回数は４回以上４０回以下であることを特徴とする直流電源装置。
6. 請求項１に記載の直流電源装置において、
   さらに、
   前記交流電源からの電流を取得する入力電流取得部と、
   前記交流電源の周波数を算出する周波数算出部と、
   前記整流回路の直流出力電圧を取得する直流出力電圧取得部と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   取得された、前記電流と前記周波数および前記直流電圧並びに前記周期に基づいて、短絡時間幅を設定することを特徴とする直流電源装置。
7. 請求項１に記載の直流電源装置において、
   前記スイッチング回路部は、前記リアクタを介して前記交流電源に接続される全波整流回路と、前記全波整流回路の直流出力に接続されるスイッチング部とから構成されることを特徴とする直流電源装置。
8. 回転速度制御型の圧縮機を搭載した空気調和機において、
   前記圧縮機の電動機と、
   直流電力を交流電力に変換し、前記交流電力により前記電動機を駆動するインバータ回路と、
   前記直流電力を出力する直流電源装置と、
   を備え、
   前記直流電源装置は、
   交流電源からの交流電力を前記直流電力に変換する整流回路と、
   前記整流回路と前記交流電源の間に接続されたリアクタと、
   前記整流回路の直流出力に接続される平滑コンデンサと、
   前記交流電源を、前記リアクタを介して短絡するスイッチング回路部と、
   前記スイッチング回路部を短絡および開放させる制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記交流電源の半周期に前記スイッチング回路部を短絡および開放する周期を、前記交流電源の電圧位相に応じて変化させることを特徴とする空気調和機。

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