JP4493132B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力を直流電力に変換する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
冷凍サイクルによって冷暖房を行う空気調和機では、冷暖房能力を調整するときに、コンプレッサの駆動に誘導電動機を用い、この誘導電動機に供給する交流電力の周波数を変更するものがある。すなわち、空気調和機のコンプレッサの運転周波数を下げることにより冷暖房能力が下がり、コンプレッサの運転周波数を高くすることにより冷暖房能力が高くなる。このような運転は一般にインバータ制御によって行われていた。
【０００３】
インバータ制御を行う電源装置には、ＰＷＭ制御とＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調）制御を行うものがある。ＰＡＭ制御では交流電圧を整流回路によって直流電圧に変換した後、昇圧回路によって所望の電圧に変換するようになっている。この昇圧回路としてはチョッパ回路が一般的に知られている。
【０００４】
昇圧回路（チョッパ回路）はリアクトル素子とスイッチング素子及びダイオードとコンデンサを備え、スイッチング素子をＯＮしてリアクトル素子に蓄えたエネルギを、スイッチング素子をＯＦＦすることによりてコンデンサを充電する。これにより、コンデンサには入力電圧とリアクトル素子に蓄えられたエネルギに応じた電圧が発生する。
【０００５】
このような昇圧回路では、スイッチング素子のＯＮ時間の比率（ＯＮデューティ比）を制御することにより、前段の整流回路に入力される交流の入力電流の波形及び電流値を制御することができ、直流電圧の制御とともに高調波電流の低減が可能となっている。
【０００６】
インバータ制御を行う電源装置によって得られる入力電流には、入力電流の基本波である周波数に対して、３次高調波、５次高調波等の高次の高調波が含まれており、特に、３次高調波、７次高調波及び９次高調波が大きくなっている。
【０００７】
２００Ｖを使用する電気機器の高調波電流発生限度値（例えばＩＥＣ規格）の最大許容高調波電流である最大許容高調波電流値は、３次高調波、7次高調波及び9次高調波がそれぞれ０．６４Ａ、０．８８Ａ、０．４６Ａとなっている。
【０００８】
一般に２００Ｖの電力を使用する電気機器は、高調波電流発生限度値をクリアするのが困難とされ、高調波電流発生限度値をクリアするために、複雑な機構を用いているが、インバータ制御を行う電源装置では、スイッチング素子を入力電圧のゼロクロス点を基準にして生成されるスイッチング信号でスイッチングする構成となっていた。
【０００９】
このように、整流回路には高調波電流の低減が望まれており、ＰＡＭ制御を行ういわゆるアクティブフィルタでは、出力電圧の制御と高調波電流の低減が可能となっている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、アクティブフィルタを用いて高周波でＯＮ／ＯＦＦされる整流回路では、主回路損失が大きくなるという問題がある。また、電気機器の負荷によっては高調波ノイズの発生が問題となつている。
【００１１】
本発明は上記事実に鑑みてなされたものであり、高調波電流の一層の低減を図るとともに高周波のスイッチングによる整流回路のスイッチング損失をさらに抑えた電源装置を提案することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、入力される交流電力を直流電力に変換した後、所望の周波数の疑似正弦波に再変換して出力する電源装置において、前記交流電力を整流する整流回路と、この整流回路から供給される出力をスイッチング信号に応答して短絡させるスイッチング素子と、前記整流回路から供給される出力をダイオードの順方向を介して入力した後コンデンサを用いて平滑する平滑回路と、この平滑回路から出力される直流電力をＰＷＭ理論に基づいて所望の周波数の疑似正弦波に変換して出力するＰＷＭ制御部と、前記整流回路に入力される交流電力の電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記整流回路に入力される交流電力の電流を検出する入力電流検出回路と、前記入力電圧検出回路の検出する電圧の正弦波状の変化波形に前記入力電流検出回路の検出する電流の変化波形が近似するようにＯＮデューティを制御したスイッチング信号を前記スイッチング素子へ出力するＰＡＭ制御部と、前記入力電圧検出回路の検出する電圧から判断されるゼロクロス点に対して所定の位相角の範囲で前記スイッチング素子の作動を有効にする規制部と、前記ＰＡＭ制御部から出力されるスイッチング信号の周期を前記ゼロクロス点に近いほど長くする信号補正部とを備え、前記スイッチング素子の作動を有効にするスイッチング区間をゼロクロス点に続く第１のスイッチング区間とゼロクロス点で終わる第２のスイッチング区間と前記第１のスイッチング区間に続く第３のスイッチング区間を設け、この第３のスイッチング区間のスイッチング信号の周期を第１のスイッチング区間のスイッチング信号の周期及び第２のスイッチング区間のスイッチング信号の周期より短くすると共に、第３のスイッチング区間と第２のスイッチング区間の間にスイッチングを停止する区間を設けたものである。
【００１３】
請求項２の発明は、入力される交流電力を直流電力に変換した後、この直流電力を電動機の固定子巻線へ回転子の回転位置に基づいて選択的に供給する電源装置において、前記交流電力を整流する整流回路と、この整流回路から供給される出力をスイッチング信号に応答して短絡させるスイッチング素子と、前記整流回路から供給される出力をダイオードの順方向を介して入力した後コンデンサを用いて平滑する平滑回路と、前記回転子の回転位置に基づいて予め定められた通電パターンで前記固定子巻線への前記直流電力の供給を制御する通電制御部と、前記整流回路に入力される交流電力の電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記整流回路に入力される交流電力の電流を検出する入力電流検出回路と、前記スイッチング信号のＯＮデューティを制御して前記入力電圧検出回路の検出する電圧の変化波形と同位相になるように前記入力電流検出回路の検出する電流の変化波形を正弦波で近似させるＰＡＭ制御部と、前記入力電圧検出回路の検出する電圧から判断されるゼロクロス点に対して所定の位相角の範囲で前記スイッチング素子の作動を有効にする規制部と、前記ＰＡＭ制御部から出力されるスイッチング信号の周期を前記ゼロクロス点に近いほど長くする信号補正部とを備え、前記スイッチング素子の作動を有効にするスイッチング区間をゼロクロス点に続く第１のスイッチング区間とゼロクロス点で終わる第２のスイッチング区間と前記第１のスイッチング区間に続く第３のスイッチング区間を設け、この第３のスイッチング区間のスイッチング信号の周期を第１のスイッチング区間のスイッチング信号の周期及び第２のスイッチング区間のスイッチング信号の周期より短くすると共に、第３のスイッチング区間と第２のスイッチング区間の間にスイッチングを停止する区間を設けたものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照しながら、本発明の実施の形態を説明する。図２には本実施の形態に適した冷凍機の一例としての空気調和機の冷凍サイクルを示している。
【００２１】
この空気調和機１０は被空調室に設置される室内機１２と室外に設置される室外機１４とによって構成されており、室内機１２と室外機１４とは冷媒を循環させる太管の冷媒配管１６Ａと細管の冷媒配管１６Ｂとで接続されている。
【００２２】
室内機１２には熱交換器１８が設けられており、冷媒配管１６Ａ、１６Ｂのそれぞれの一端がこの熱交換器１８に接続されている。また、冷媒配管１６Ａの他端は、室内機１２のバルブ２０Ａ、マフラ２２Ａを介して四方弁２４に接続されている。この四方弁２４はアキュームレータ２８及びマフラ２２Ｂを介してコンプレッサ２６に接続されている。
【００２３】
さらに、室外機１４には熱交換器３０が設けられている。この熱交換器３０は一方が四方弁２４に接続され、他方がキャピラリチューブ３２、ストレーナ３４、モジュレータ３８を介してバルブ２０Ｂに接続されている。また、ストレーナ３４、モジュレータ３８の間には、電動膨張弁３６が設けられ、バルブ２０Ｂには、冷媒配管１６Ｂの他端が接続されている。これによって、室内機１２と室外機１４の間に冷凍サイクルを形成する冷媒の密閉された循環路が構成されている。
【００２４】
空気調和機１０はコンプレッサ２６と一体に設けているコンプレッサモータ４０の回転によつてコンプレッサ２６が運転されると、この冷凍サイクル中を冷媒が循環される。このとき、空気調和機１０では運転モード（冷房モードまたは暖房モード）に応じて四方弁２４が切り換えられ、電動膨張弁３６の弁開度を制御することにより、冷媒の蒸発温度が調整される。なお、図２では矢印によって暖房運転時（暖房モード）と冷房運転時（冷房モードまたはドライモード）の冷媒の流れを示している。
【００２５】
冷房モードではコンプレッサ２６によって圧縮された冷媒が熱交換器３０へ供給されることにより液化され、この液化された冷媒が室内機１２の熱交換器１８で気化することにより、熱交換器１８を通過する空気を冷却する。また、暖房モードでは、逆に、コンプレッサ２６によって圧縮された冷媒が室内機１２の熱交換器１８で凝縮されることにより放熱し、この冷媒が放熱した熱で熱交換器１８を通過する空気を加熱する。
【００２６】
室内機１２は送風用に設けられている図示しないクロスフローファンによって室内機１２に吸引した空気を室内へ吹出すときに熱交換器１８を通過させ調温する。これにより、室内機１２から吹き出される空気によって室内が空調される。
【００２７】
図１に示されるように、室外機１４には電源装置４２及びマイコン４４が設けられている。電源装置４２は交流電力をコンプレッサモータ４０（誘導電動機）の駆動用の電力に変換する。また、マイコン４４は室外機１４の作動を制御すると共に、電源装置４２の作動を制御する。
【００２８】
例えば、マイコン４４は、例えばシリアル通信等によって室内機１２に設けられている図示しないマイコンと接続されており、この室内機１２のマイコンからの信号に基づいて作動する。なお、マイコン４４は室内機１２のマイコンから送出された信号及び外気温度を検出する外気温度センサ、コンプレッサ２６の温度を検出するコンプレッサ温度センサ、熱交換器３０のコイル温度を検出するコイル温度センサ等の検出結果に基づいてコンプレッサモータ４０と共に、四方弁２４、電動膨張弁３６、熱交換器３０を冷却する冷却ファン等の駆動を制御する。
【００２９】
室外機１４に設けられている電源装置４２は、整流回路４６と平滑回路４８とを備えており、交流電源５０から供給される交流電力を所定電圧の直流電力に変換し、インバータ回路５２へ出力する。インバータ回路５２は三相ブリッジ状に結線されたスイッチング素子が設けられた一般的構成となっている。
【００３０】
インバータ回路５２はマイコン４４に接続されており、マイコン４４から出力されるスイッチング信号に基づいてスイッチング素子が駆動される。すなわち、マイコン４４はインバータ回路５２を用いてＰＷＭ制御による疑似正弦波を用いてコンプレッサモータ４０の回転数を制御している。なお、この疑似正弦波は周波数が任意に制御される。
【００３１】
一方、インバータ回路５２への入力電圧、すなわち、平滑回路４８の出力電圧Ｖ0が変化すれば、これにより、コンプレッサモータ４０への印加電圧が変化しスリップ量を調節することができる。すなわち、マイコン４４はＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調）制御によってもコンプレッサモータ４０のスリップ量の制御が可能となっている。
【００３２】
また、コンプレッサモータ４０に直流電動機（ＤＣモータ）を用いる場合は、マイコン４４がコンプレッサモータ４０の回転子の回転位置に基づいて予め設定された通電パターン（コンプレッサモータ４０の固定子巻線への通電組合）で固定子巻線への通電が行えるように、インバータ回路５２のスイッチング素子へＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する。
【００３３】
回転子の回転位置を検出する方法としてはセンサを設けるものまたは非通電の固定子巻線に生じる誘起電圧の変化から求めるセンサレス方式などを用いることができる。
【００３４】
コンプレッサモータ４０の回転数は固定子巻線に印加する電圧、すなわちインバータ回路５２へ供給する直流電力の電圧を変えることによって制御することができる。
【００３５】
したがって、マイコン４４はＰＡＭ制御によってインバータ回路５２へ供給する直流電力の電圧を制御し、コンプレッサ４０の回転数を制御することが可能となっている。
【００３６】
整流回路４６にはダイオード５４をブリッジ状に接続した全波整流器５６が設けられており、この整流器５６の入力端子５８Ａ、５８Ｂにチョークコイルであるリアクトル６０を介して、交流電源５０が接続される。本実施形態に適用した空気調和機１０の室外機１４は、所定電圧（例えば単相１００Ｖ）の交流電力が供給される。
【００３７】
整流器５６の出力端子６２Ａ、６２Ｂには、ダイオード７２、７４の順方向を介して平滑回路４８が接続されている。平滑回路４８は直列接続されたコンデンサ６４、６６と、このコンデンサ６４、６６に並列接続されたコンデンサ６８によって構成され、整流器５６から出力される脈流を平滑化する倍電圧両波整流回路が形成されている。これにより、電源装置は整流器から出力される電力を平滑回路によって平滑化することにより、約２８０Ｖの電圧を出力可能となっている。
【００３８】
ところで、整流器５６の出力端子６２Ａ、６２Ｂ間には、スイッチング回路７６が接続されている。このスイッチング回路７６はスイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のパワースイッチングトランジスタ（以下スイッチングＴｒという）Ｔｒ７８とダイオード８０によって構成されており、スイッチングＴｒがスイッチング信号によってＯＮされることにより出力端子６２Ａから出力端子６２Ｂへ電流が流れるようになっている。
【００３９】
このスイッチングＴｒ７８は駆動回路８２を介してマイコン４４に接続されており、マイコン４４から出力されるスイッチング信号ＳＴによってＯＮ／ＯＦＦが制御される。
【００４０】
一方、マイコン４４には入力電力の検出手段として、入力電圧検出回路８４と入力電流検出回路８６とが接続されている。マイコン４４はこの入力電圧検出回路８４によって入力電圧（電源電圧）の変化波形と共に入力電圧の波形が正領域と負領域とに切り換わるゼロクロス点Ｐ（図３参照）を検出する。マイコン４４はこのゼロクロス点Ｐに基づいてスイッチング信号ＳＴを出力するタイミングを設定するようになっている。
【００４１】
また、マイコン４４には、入力電圧検出回路８４の検出する電圧の変化波形（実質的に正弦波）に入力電流検出回路８６の検出する電流の変化波形が近似するように、または入力電流検出回路８６の検出する電流の変化波形が入力電圧検出回路８４の検出する電圧の変化波形と同相の正弦波に近づくようにＯＮデューティを制御したスイッチング信号をスイッチングＴｒ７８へ出力するＰＡＭ制御部と、入力電圧検出回路８４の検出する電圧から判断されるゼロクロス点Ｐに対して所定の位相角の範囲でスイッチングＴｒ７８の作動を有効にする規制部と、ＰＡＭ制御部で出力されるスイッチング信号の周期をゼロクロス点Ｐに近いほど長くする信号補正部とを備えている。
【００４２】
マイコン４４の規制部による作動は、例えば、図３に示すように、マイコン４４は、交流電源５０の周波数ｆの位相（入力電圧検出回路８４によって検出される電圧電圧の変化波形の位相）のゼロクロス点Ｐを用い、これに同期させて、スイッチング信号を出力するようになっている。また、マイコン４４ではスイッチング信号をスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３に分割して出力するように設定されている。（以下総称するときは「スイッチング信号ＳＴ」とする。）
すなわち、マイコン４４は周波数ｆの各周期毎に１／２周期内でスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３のいずれかを出力する時間α、β、γが設定されている。
【００４３】
スイッチング信号ＳＴ１はゼロクロス点Ｐ（位相角θ＝０゜）から時間αの間で出力され、スイッチング信号ＳＴ２はスイッチング信号ＳＴ１に引き続いて時間βの間で出力するようになっている。スイッチング信号ＳＴ３はゼロクロス点Ｐからｔ１時間経過後にスイッチングを開始し、次のゼロクロス点Ｐ１（位相角θ＝１８０°）までの間で時間γの間出力するようになっており、スイッチング信号ＳＴ２とスイッチング信号ＳＴ３の間の電源電圧のピークを挟んで、スイッチングＴｒ７８のスイッチングを停止する時間δ（ｔ１−α−β）を設けている。
【００４４】
これにより、マイコン４４は各１／２周期毎にゼロクロス点Ｐから時間αの間（周波数ｆヘルツでα秒の時は３６０ｆα度の位相角）スイッチング信号ＳＴ１を出力しスイッチングＴｒ７８の作動を有効にした後、必要に応じて時間βの間（周波数ｆヘルツでβ秒の時は３６０ｆβ度の位相角）ＳＴ２を出力してスイッチングＴｒ７８の作動を有効にした後、いったん、スイッチング信号ＳＴをＯＦＦにしてからスイッチング信号ＳＴ３を時間γの間（周波数ｆヘルツでγ秒の時は３６０ｆγ度の位相角）出力してスイッチングＴｒ７８の作動を有効にする。
【００４５】
スイッチング信号ＳＴ１の時間αは、電圧波形の位相角θに換算すると位相角θが０°〜３５°（１８０°〜２１５°）の間となっており、その信号は位相角０°（１８０°）から始まり段階的にスイッチング周波数を高く（周期を短く）設定し、出力されている。０°（１８０°）付近の周波数は例えば数ｋＨｚから始まり徐々に周波数を増やした値（例えば３ｋＨｚ〜５ｋＨｚ）に設定するような信号補正部がマイコン４４に備えられている。
【００４６】
スイッチング信号ＳＴ２の時間βは、電圧波形の位相角θに換算すると位相角θが３５°〜７０°（２１５°〜２５０°）の間となっており、スイッチング周波数はスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３のスイッチング周波数より高い１０数ｋＨｚの値に設定するような信号補正部がマイコン４４に備えられている。
【００４７】
スイッチング信号ＳＴ３の時間γは、電圧波形の位相角θに換算すると位相角θが１５０°〜１８０°付近（３３０°〜０°付近）までとなっており、その信号は位相角１５０°（３３０°）付近から始まり段階的にスイッチング周波数を低く（周期を長く）設定するような信号補正部がマイコン４４に備えられている。１５０°（３３０°）付近の周波数は例えば数ｋＨｚから始まり徐々に周波数を減らした値に設定されており、電圧波形の位相角が１８０°に達する前（例えばθ＝１７５°）にＯＦＦ信号になるようにしている。例えば、この周波数はスイッチング信号ＳＴ１と同様な周波数を逆にして低減させるのが好ましい。
【００４８】
また、マイコン４４はスイッチング信号ＳＴごとに所定のＯＮデューティ比（以下単にデューティ比という）のスイッチング信号ＳＴ（ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３）を出力する。スイッチング信号ＳＴ１とスイッチング信号ＳＴ３のデューティ比は、３０％を基準とし、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比は、６０％を基準としている。
【００４９】
ところで、マイコン４４には、スイッチング回路７６のスイッチングＴｒ７８を制御するための各種の波形パターンを内蔵している。この波形パターンによって入力電流Ｉｉの変化波形の周波数の制御及びデューティ比の制御を行う。これらの波形パターンを用いて、入力電流Ｉｉの波形が正弦波形に近づくようにし、かつ、位相角θが０〜９０°と位相角θが９０°〜１８０°との電流量を同じにして高調波の改善を図っている。
【００５０】
また、マイコン４４には、電源装置４２から出力される出力電圧Ｖ0を検出する出力電圧検出回路９０が接続されている。マイコン４４は、この出力電圧検出回路９０によって検出する出力電圧Ｖ0に基づいてスイッチング信号ＳＴ２の搬送波（三角波キャリア）の周波数の制御とデューティ比の制御を行っている。
【００５１】
電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ２が６０％のデューティ比となることによって、出力電圧Ｖ0が、例えば２８０Ｖ（基準電圧Ｖs＝２８０Ｖ）となるように設定されている。マイコン４４は、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより下がると、出力電圧Ｖ0が上昇するようにスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を高くし、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより高くなるとスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を下げるようにしている。
【００５２】
また、マイコン４４は、入力電流検出回路８６によって検出する入力電流Ｉｉに基づいてスイッチング信号ＳＴl、ＳＴ３のデューティ比を変化させるようにしている。
〔第１実施例〕
以下に本実施の形態に係る第１実施例を説明する。この第１実施例では電源装置４２で倍電圧両波整流を行うようにし、これにより室外機１４が接続される交流電源５０として単相１００Ｖを用いた際に直流２８０Ｖを得ている。
【００５３】
空気調和機１０は、図示しないリモコンスイッチの操作によって、運転モード、設定温度等の運転条件が設定され、運転／停止ボタンの操作によって運転開始が指示されていると、室内機１２に設けている図示しないマイコンが、設定された運転条件に応じて室内を空調するために必要な空調能力を演算し、この演算結果に基づいてコンプレッサモータ４０の回転数を設定する。この後、室内機１２に設けているマイコンは、設定した回転数でコンプレッサモータ４０を駆動するように、室外機１４に設けているマイコン４４に指示する。
【００５４】
マイコン４４は、室内機１２のマイコンによって指示されたコンプレッサ２６の回転数が得られるように電源装置４２及びインバータ回路５２を制御しながらコンプレッサモータ４０を回転駆動する。これにより、空気調和機１０では、コンプレッサ２６で圧縮された冷媒が冷凍サイクル中を循環され、室内機１２に設けている熱交換器１８を通過する空気を温調する。この室内機１２の熱交換器１８を通過することにより温調された空気が、室内機１２から吹き出されることにより、室内の空調が図られる。
【００５５】
次に、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３による力率及び高調波ノイズの改善について、図４及び図５を参照しながら説明する。なお、図４及び図５では、交流電源５０の周波数ｆを６０Ｈｚとし、負荷（インバータ回路５２及びコンプレッサモータ４０）を２ｋＷとしたシュミレーション結果を示している。図４は、入力電圧Ｖｉ（電源電圧）と入力電圧Ｖｉに対するスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３及び入力電流Ｉｉの変化を示しており、図５は、コンデンサ６４、６６、６８のそれぞれに印加される電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を示しており、電圧Ｖ３がコンデンサ６８によって平滑化されることにより出力電圧Ｖ0が得られる。
【００５６】
電源装置４２を制御するマイコン４４は、交流電源５０から整流回路５６に入力される入力電圧Ｖｉの電圧波形のゼロクロス点Ｐを検出すると、スイッチング信号ＳＴ１を出力する。このスイッチング信号ＳＴ１は、予め設定されているデューティ比（一例として３０％）でＯＮ／ＯＦＦされる。
【００５７】
電源装置４２では、スイッチングＴｒ７８が、電圧波形のゼロクロス点Ｐからスイッチング信号ＳＴ１に基づいてＯＮ／ＯＦＦされることにより、このスイッチング信号ＳＴ１のＯＮ／ＯＦＦに応じて入力電流Ｉｉが流れる。
【００５８】
これにより、図４に示されるように、電圧波形のゼロクロス点Ｐから入力電流Ｉｉが流れはじめ、入力電圧Ｖｉの位相に対して入力電流Ｉｉの位相が遅れていると、入力電流Ｉｉの位相が入力電圧Ｖｉの位相と一致するように進められる。かつ、入力電流Ｉｉの波形を前半の１／２周期の電流量と後半の１／２周期の電流量とが同じ電流量に近づけるように制御される。
【００５９】
一方、マイコン４４は、電圧波形が次のゼロクロス点（図３のゼロクロス点Ｐ１）に近づくとスイッチング信号ＳＴ３の出力を開始する。このスイッチング信号ＳＴ３は、ゼロクロス点Ｐから時間ｔ１が経過すると出力され、これにより、位相角θが０〜９０°と位相角θが９０°〜１８０°との電流量を同じ値にするようなデューティ比制御を行う。スイッチング信号ＳＴ３は位相角θが次のゼロクロス点Ｐ１に達すると停止される。この後、新たにスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３の出力が開始される。
【００６０】
図４に示されるように、入力電流Ｉｉは、入力電圧Ｖｉの電圧波形の位相が切り換わる直前で減少した後、電圧波形の位相が切り換わるのに合わせて増加する。このように、スイッチング信号ＳＴ１に加えてスイッチング信号ＳＴ３を用いることにより、入力電流Ｉｉの位相を入力電圧Ｖｉの位相に合わせて滑らかに変化させることができる。
【００６１】
特に１００Ｖ電源を用いた倍電圧整流では、入力電流Ｉｉの位相が変わるときに極性も変わるため、スイッチング信号ＳＴ１のみだと、ゼロクロス点Ｐでスイッチング信号ＳＴ１によって電流値が大きく変化することがあり、このために、入力電流Ｉｉに高調波成分が生じることになる。
【００６２】
これに対して、スイッチング信号ＳＴ３によってゼロクロス点Ｐの近傍で、予め電流値を減少させることができるため、ゼロクロス点Ｐの近傍での電流波形を滑らかにすることができ、入力電流Ｉｉの高調波成分の低減が可能となる。
【００６３】
図５に示されるように、電源装置４２では、コンデンサ６４、６６のそれぞれに電圧Ｖ１、Ｖ２が印加され、コンデンサ６８に倍電圧両波整流された電圧Ｖ３が印加される。
【００６４】
このように、電源装置４２では、簡単なスイッチング回路７６を設けた構成で、電圧波形のゼロクロス点Ｐを挟むようにスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３を出力し、かつ、このスイッチング信号をＰＷＭ制御することにより、スイッチング信号ＳＴ１のみで高調波改善を図る場合と仕較し、入力電流Iｉの位相の切り換わりを円滑にすることができると共に、より高調波を少なくし、かつ、力率を高くすることができる。
【００６５】
また、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３は、入力電流Ｉｉが少ないときに入力電流Ｉｉを増加させるようにしているため、スイッチングＴｒ７８のＯＮ／ＯＦＦによってリアクトル６０に流れる電流（入力電流にＩｉ）も少ないので、リアクトル６０で大きな損失を生じさせることがない。
【００６６】
一方、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３の周波数は、負荷の大きさ、すなわち入力電流Ｉｉの電流値（又は入力電力）によって変化させることが好ましい。
【００６７】
すなわち、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３のデューティ比が高いと入力電流Ｉｉの変化も大きくなる。このため、負荷が小さく電流値も小さいときには、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３によって必要以上に入力電流Ｉｉを変化させてしまうことになり、高調波成分を増加させ、スイッチング損失を増加させてしまう恐れがある。
【００６８】
このため、負荷又は入力電流の電流値又は入力電力に応じてスイッチング信号ＳＴl、ＳＴ３のデューティ比及び搬送波の周波数を調整することにより、力率向上と共により適切な高調波抑制が可能となる。本第１実施例ではゼロクロス点に近づけば近づくほど搬送波の周波数を低く設定し、高調波の改善とスイッチング損失の改善を行っている。なお、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３の時間α、γも入力電流Ｉｉの電流値又は入力電力に基づいて変化させるようにすればより好ましい。
〔第２実施例〕
次に、スイッチング信号ＳＴによる高調波抑制の改善について、図６及び図７を参照しながら説明する。
【００６９】
マイコン４４が、スイッチング信号ＳＴとして、スイッチング信号ＳＴ１に引き続いて、時間βでスイッチング信号ＳＴ２を出力する。電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ２によってスイッチングＴｒ７８がＯＮ／ＯＦＦされることにより、出力電圧Ｖ0が増加する。すなわち、電源装置４２では、スイッチング回路７６が昇圧回路の機能も果たしている。
【００７０】
このスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比は、例えば、出力電圧Ｖ0が２８０Ｖとなるようにしている。マイコン４４は、このときの出力電圧Ｖ0を基準電圧Ｖsとして、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsとなるようにデューティ比を変化させる。
【００７１】
マイコン４４は、ゼロクロス点Ｐを検出すると、所定のデューティ比でスイッチング信号ＳＴ１を出力させた後、引き続いてスイッチング信号ＳＴ２を出力する。このとき、マイコン４４は、出力電圧検出回路９０によって検出した出力電圧Ｖ0と基準電圧Ｖsを比較し、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより低い時には、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を高く、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより高くなると、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を下げる。
【００７２】
これにより、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより低い時には、出力電圧Ｖ0が上昇し、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより高い時には、出力電圧Ｖ0が下げられ、出力電圧Ｖ0が略一定となってインバータ回路５２へ供給される。また、スイッチング信号ＳＴ２によって出力電圧Ｖ0を変化させることができるため、スイッチング信号ＳＴ２によってコンプレッサ２６のＰＡＭ制御が可能となる。
【００７３】
スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を「０」にする。これにより、スイッチング信号ＳＴ２が停止して、電源装置４２での出力電圧Ｖ0の昇圧が停止する。
【００７４】
また、マイコン４４は、出力電圧Ｖ0が、予め設定している上限値に達すると電源装置４２での出力電圧Ｖ0の昇圧を停止させる。
【００７５】
これにより、例えば、出力電圧Ｖ0の上限値をコンデンサ６４〜６８やインバータ回路５２に設けているスイッチング素子の耐圧に基づいて設定すれば、コンデンサ６４〜６８やインバータ回路５２の高電圧に対する保護が可能となる。
【００７６】
一方、スイッチング信号ＳＴ１に引き続いてスイッチング信号ＳＴ２を出力して、スイッチングＴｒ７８をＯＮ／ＯＦＦすることにより、このスイッチング信号ＳＴ２のＯＮ／ＯＦＦに応じて入力電流Ｉｉも増加する。
【００７７】
これにより、図６に示されるように、スイッチング信号ＳＴ１を停止した直後の入力電流Ｉｉの落ち込みを防止でき、入力電流Ｉｉの波形整形が可能となる。
【００７８】
入力電流Ｉｉは、高調波成分が増加することにより波形が崩れる。これに対して、入力電流Ｉｉの波形を整形して滑らかにすることにより高調波成分が除去されることになる。すなわち、電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ２によってスイッチングＴｒ７８を所定のデューティ比でスイッチングすることにより、入力電流Ｉｉに高調波成分が含まれてしまうのを抑えることができる。
【００７９】
一方、図７に示されるように、スイッチング信号ＳＴ２によってスイッチングＴｒ７８をスイッチングすることにより、スイッチングＴｒ７８をＯＦＦしたとき（図５参照）よりもコンデンサ６４、６６に印加される電圧Ｖ１、Ｖ２の振幅の変化も大きくなる。これにより、電圧Ｖ３と共に出力電圧Ｖ0も高くなり、電源装置４２から出力される出力電圧Ｖ0が昇圧される。
【００８０】
したがって、基準電圧Ｖsと出力電圧Ｖ0に基づいてスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を変化させることにより、出力電圧Ｖ0を基準電圧Ｖsとなるように制御できる。また、例えば室内機１２から要求されるコンプレッサモータ４０の回転数に応じて基準電圧Ｖsを変化させるか、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を変化させることにより、コンプレッサモータ４０、すなわち、コンプレッサ２６に印加する電圧の制御が可能となる。
【００８１】
なお、第１及び第２実施例では、周波数ｆの１周期中で二度ずつ出力するスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３のデューティ比を同じにして説明したが、最初の半周期と次の半周期で周波数を変えるようにしても良い。これにより、入力電流Ｉｉの波形をより一層良くすることができると共に、コンデンサ６４、６６の保護が可能となる。
【００８２】
すなわち、倍電圧両波整流を行う場合、コンデンサ６４、６６は、容量の等しいものを用いることが好ましいが、同一規格のものを用いても５％〜１０％程度の容量差が生じていることがある。これにより正相と負相で蓄積容量が変わり、電圧値や電流値も変化するために、コンデンサ６４、６６に負担がかかると共に相によって入力電流Ｉｉ（例えばピーク値）も変わってしまう。
【００８３】
このとき、搬送波の周波数やＰＷＭ波形を変えることにより例えばスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３のデューティ比を変えたり、またはスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を変えることにより、コンデンサ６４、６６に容量の差が生じていても、蓄積電力を同じにすることができる。これにより、コンデンサ６４、６６の保護が可能となると共に、各相毎に電圧や電流が変わるのを防止することができ、入力電流Ｉｉの波形は勿論ピーク値も略同じにすることができる。
【００８４】
また、スイッチング信号ＳＴは、三角波で構成される搬送波と電圧レベルで構成される変調波とを用いて生成し、変調波の電圧レベルを変えることにより、スイッチング信号ＳＴのＯＮデューティを変えることができる。また、搬送波の周波数（周期）を変えることによってスイッチング信号ＳＴの周波数を変えることができる。
〔第３実施例〕
以下に、本実施の形態の第３実施例を説明する。なお、前記した第１及び第２実施例では、交流電源５０として単相１００Ｖを室外機１４の電源装置4２へ供給するものとして説明したが、第３実施例では、交流電源５０として単相２００Ｖを供給している。これにより、整流回路４６と平滑回路４８の間に設けている倍電圧回路用のダイオード７２、７４及びコンデンサ６４、６６を省略することができ、電源装置９６は、図８に示されるように、コンデンサ９２によって構成される平滑回路９４、スイッチング回路７６及び整流回路５６によって構成される電源装置として説明する。
【００８５】
図９乃至図１０には、電源装置９６を用いたシュミレーション結果を示している。なお、このシュミレーションでは、４ｋＷの負荷に電力を供給するものとしている。
【００８６】
マイコン４４は、入力電圧Ｖｉのゼロクロス点Ｐを検出するとスイッチング信号ＳＴ１の出力を開始し、このスイッチング信号ＳＴ１に引き続いてスイッチング信号ＳＴ２を出力する。また、マイコン４４は、ゼロクロス点Ｐから時間ｔ１だけ経過した後にスイッチング信号ＳＴ３を出力する。
【００８７】
これにより、スイッチングＴｒ７８は、スイッチング信号ＳＴl、ＳＴ２でスイッチングされた後、スイッチング信号ＳＴ３でスイッチングされるのを繰り返す。
【００８８】
これにより、図９に示されるように、入力電流Ｉｉの波形は、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３に応じて変化し、図１０（Ａ）及び図１０（Ｂ）に示されるように、入力電流Ｉｉは、正弦波に近い波形に整形される。
【００８９】
すなわち、電源装置９６では、電源装置４２と同様にスイッチング信号ＳＴ１に引き続いてスイッチング信号ＳＴ２をそれぞれ所定のデューティ比及び時間α、βで出力し、時間δの間、スイッチングを停止した後、スイッチング信号ＳＴ３を所定のデューティ比で出力し、このスイッチング信号ＳＴ３を次のゼロクロス点Ｐ１で停止させることにより、位相が入力電圧Ｖｉの位相に合わせられた入力電流Iｉが得られる。したがって、電源装置９６においても、大幅な力率改善と併せて高調波の抑制が図られる。このとき、リアクトル６０は、入力端子５８Ａと交流電源５０の間、もしくは出力端子６２Ａとスイッチング回路７６の間のどちらに接続しても良い。
【００９０】
以上のように、本発明の電源装置９６では、従来の２００Ｖの電力を使用する電気機器が高調波電流発生限度値をクリアするのが困難とされ、高調波電流発生限度値をクリアするために用いていた複雑な機構を無くし、スイッチングＴｒ７８を入力電圧Ｖｉのゼロクロス点を基準にしたスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３によってスイッチングする簡単な構成で、電源装置９６の発生する３次高調波、７次高調波等の各高調波電流値は勿論、いずれの次数の各高調波電流値も、例えばＩＥＣ規格でいうところの２００Ｖを使用する電気機器の最大許容高調波電流の発生限度内に抑えることができる。
【００９１】
なお、以上の説明は、本発明の構成を限定するものではなく、本発明は、種々の構成を適用することができる。
【００９２】
例えば、本実施の形態では、スイッチング素子としてスイッチングＴｒ７８を設けたが、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の種々のスイッチング素子を用いることができる。
【００９３】
また、本実施の形態では、空気調和機１０の室外機１４に設けた電源装置４２、９６を例に説明したが、本発明は、空気調和機１０等の空気調和機１０に限らず、冷蔵庫やその他の冷凍機ユニット及びその他の種々の電気機器に設けられて、交流電力を所定の一定電圧の直流電力または任意の電圧に昇圧した直流電力を得るための電源装置に適用が可能である。
【００９４】
また、スイッチング信号ＳＴは、三角波で構成される搬送波と電圧レベルで構成される変調波とを用いて生成し、変調波の電圧レベルを変えることにより、スイッチング信号ＳＴのＯＮデューティを変えることができる。また、搬送波の周波数（周期）を変えることによってスイッチング信号ＳＴの周波数を変えることができる。
【００９５】
さらにまた、スイッチング信号ＳＴの生成も三角波キャリア（搬送波）と出力電圧（変調信号）との重畳のみでなく、予めマイコンのメモリ中に記憶されている数表にしたがって演算して生成させたり、メモリそのものに必要なスイッチング信号の波形を記憶している中から取り出し生成させる等のいずれの生成方法を用いても本発明を実施できるものである。
【００９６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦする時の入力電圧あるいは入力電力に基づいて設定することにより、高調波抑制の改善と共に入力電流の波形整形を行うことができ、負荷への供給電力の効率の向上と高調波抑制が可能となる優れた効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を実施の形態に適用した電源装置の概略を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態の電源装置を空気調和機に適用した冷凍サイクルを示す概略図である。
【図３】本発明に係る入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号の出力期間を示す線図である。
【図４】第１実施例での入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号と入力電流の電流波形の概略を示す線図である。
【図５】第１実施例でのコンデンサに印加される電圧波形の概略を示す線図である。
【図６】第２実施例での入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号と入力電流の電流波形の概略を示す線図である。
【図７】第２実施例でのコンデンサに印加される電圧波形の概略を示す線図である。
【図８】第３実施例に係る電源装置の概略を示すブロック図である。
【図９】第３実施例に係るスイッチング信号に対する入力電流の電流波形の概略を示す線図である。
【図１０】（Ａ）は第３実施例での入力電流の電流波形を示す線図、（Ｂ）は入力電圧と出力電圧を示す線図である。
【符号の説明】
１０ 空気調和機
４０ コンプレッサモータ
４２、９６ 電源装置
４４ マイコン（ＰWＭ制御部、ＰＡＭ制御部、規制部、信号補正部）
４６ 整流回路
４８、９４ 平滑回路
５０ 交流電源
５２ インバータ回路
６０ リアクトル
７６ スイッチング回路
７８ スイッチングＴｒ（スイッチング素子）
８４ 入力電圧検出回路
８６ 入力電流検出回路
９０ 出力電圧検出回路
α 時間（第１のスイッチング区間）
β 時間（第３のスイッチング区間）
γ 時間（第２のスイッチング区間）
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力を直流電力に変換する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
冷凍サイクルによって冷暖房を行う空気調和機では、冷暖房能力を調整するときに、コンプレッサの駆動に誘導電動機を用い、この誘導電動機に供給する交流電力の周波数を変更するものがある。すなわち、空気調和機のコンプレッサの運転周波数を下げることにより冷暖房能力が下がり、コンプレッサの運転周波数を高くすることにより冷暖房能力が高くなる。このような運転は一般にインバータ制御によって行われていた。
【０００３】
インバータ制御を行う電源装置には、ＰＷＭ制御とＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調）制御を行うものがある。ＰＡＭ制御では交流電圧を整流回路によって直流電圧に変換した後、昇圧回路によって所望の電圧に変換するようになっている。この昇圧回路としてはチョッパ回路が一般的に知られている。
【０００４】
昇圧回路（チョッパ回路）はリアクトル素子とスイッチング素子及びダイオードとコンデンサを備え、スイッチング素子をＯＮしてリアクトル素子に蓄えたエネルギを、スイッチング素子をＯＦＦすることによりてコンデンサを充電する。これにより、コンデンサには入力電圧とリアクトル素子に蓄えられたエネルギに応じた電圧が発生する。
【０００５】
このような昇圧回路では、スイッチング素子のＯＮ時間の比率（ＯＮデューティ比）を制御することにより、前段の整流回路に入力される交流の入力電流の波形及び電流値を制御することができ、直流電圧の制御とともに高調波電流の低減が可能となっている。
【０００６】
インバータ制御を行う電源装置によって得られる入力電流には、入力電流の基本波である周波数に対して、３次高調波、５次高調波等の高次の高調波が含まれており、特に、３次高調波、７次高調波及び９次高調波が大きくなっている。
【０００７】
２００Ｖを使用する電気機器の高調波電流発生限度値（例えばＩＥＣ規格）の最大許容高調波電流である最大許容高調波電流値は、３次高調波、7次高調波及び9次高調波がそれぞれ０．６４Ａ、０．８８Ａ、０．４６Ａとなっている。
【０００８】
一般に２００Ｖの電力を使用する電気機器は、高調波電流発生限度値をクリアするのが困難とされ、高調波電流発生限度値をクリアするために、複雑な機構を用いているが、インバータ制御を行う電源装置では、スイッチング素子を入力電圧のゼロクロス点を基準にして生成されるスイッチング信号でスイッチングする構成となっていた。
【０００９】
このように、整流回路には高調波電流の低減が望まれており、ＰＡＭ制御を行ういわゆるアクティブフィルタでは、出力電圧の制御と高調波電流の低減が可能となっている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、アクティブフィルタを用いて高周波でＯＮ／ＯＦＦされる整流回路では、主回路損失が大きくなるという問題がある。また、電気機器の負荷によっては高調波ノイズの発生が問題となつている。
【００１１】
本発明は上記事実に鑑みてなされたものであり、高調波電流の一層の低減を図るとともに高周波のスイッチングによる整流回路のスイッチング損失をさらに抑えた電源装置を提案することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、入力される交流電力を直流電力に変換した後、所望の周波数の疑似正弦波に再変換して出力する電源装置において、前記交流電力を整流する整流回路と、この整流回路から供給される出力をスイッチング信号に応答して短絡させるスイッチング素子と、前記整流回路から供給される出力をダイオードの順方向を介して入力した後コンデンサを用いて平滑する平滑回路と、この平滑回路から出力される直流電力をＰＷＭ理論に基づいて所望の周波数の疑似正弦波に変換して出力するＰＷＭ制御部と、前記整流回路に入力される交流電力の電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記整流回路に入力される交流電力の電流を検出する入力電流検出回路と、前記入力電圧検出回路の検出する電圧の正弦波状の変化波形に前記入力電流検出回路の検出する電流の変化波形が近似するようにＯＮデューティを制御したスイッチング信号を前記スイッチング素子へ出力するＰＡＭ制御部と、前記入力電圧検出回路の検出する電圧から判断されるゼロクロス点に対して所定の位相角の範囲で前記スイッチング素子の作動を有効にする規制部と、前記ＰＡＭ制御部から出力されるスイッチング信号の周期を前記ゼロクロス点に近いほど長くする信号補正部とを備え、前記スイッチング素子の作動を有効にするスイッチング区間をゼロクロス点に続く第１のスイッチング区間とゼロクロス点で終わる第２のスイッチング区間と前記第１のスイッチング区間に続く第３のスイッチング区間を設け、この第３のスイッチング区間のスイッチング信号の周期を第１のスイッチング区間のスイッチング信号の周期及び第２のスイッチング区間のスイッチング信号の周期より短くすると共に、第３のスイッチング区間と第２のスイッチング区間の間にスイッチングを停止する区間を設けたものである。
【００１３】
請求項２の発明は、入力される交流電力を直流電力に変換した後、この直流電力を電動機の固定子巻線へ回転子の回転位置に基づいて選択的に供給する電源装置において、前記交流電力を整流する整流回路と、この整流回路から供給される出力をスイッチング信号に応答して短絡させるスイッチング素子と、前記整流回路から供給される出力をダイオードの順方向を介して入力した後コンデンサを用いて平滑する平滑回路と、前記回転子の回転位置に基づいて予め定められた通電パターンで前記固定子巻線への前記直流電力の供給を制御する通電制御部と、前記整流回路に入力される交流電力の電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記整流回路に入力される交流電力の電流を検出する入力電流検出回路と、前記スイッチング信号のＯＮデューティを制御して前記入力電圧検出回路の検出する電圧の変化波形と同位相になるように前記入力電流検出回路の検出する電流の変化波形を正弦波で近似させるＰＡＭ制御部と、前記入力電圧検出回路の検出する電圧から判断されるゼロクロス点に対して所定の位相角の範囲で前記スイッチング素子の作動を有効にする規制部と、前記ＰＡＭ制御部から出力されるスイッチング信号の周期を前記ゼロクロス点に近いほど長くする信号補正部とを備え、前記スイッチング素子の作動を有効にするスイッチング区間をゼロクロス点に続く第１のスイッチング区間とゼロクロス点で終わる第２のスイッチング区間と前記第１のスイッチング区間に続く第３のスイッチング区間を設け、この第３のスイッチング区間のスイッチング信号の周期を第１のスイッチング区間のスイッチング信号の周期及び第２のスイッチング区間のスイッチング信号の周期より短くすると共に、第３のスイッチング区間と第２のスイッチング区間の間にスイッチングを停止する区間を設けたものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照しながら、本発明の実施の形態を説明する。図２には本実施の形態に適した冷凍機の一例としての空気調和機の冷凍サイクルを示している。
【００２１】
この空気調和機１０は被空調室に設置される室内機１２と室外に設置される室外機１４とによって構成されており、室内機１２と室外機１４とは冷媒を循環させる太管の冷媒配管１６Ａと細管の冷媒配管１６Ｂとで接続されている。
【００２２】
室内機１２には熱交換器１８が設けられており、冷媒配管１６Ａ、１６Ｂのそれぞれの一端がこの熱交換器１８に接続されている。また、冷媒配管１６Ａの他端は、室内機１２のバルブ２０Ａ、マフラ２２Ａを介して四方弁２４に接続されている。この四方弁２４はアキュームレータ２８及びマフラ２２Ｂを介してコンプレッサ２６に接続されている。
【００２３】
さらに、室外機１４には熱交換器３０が設けられている。この熱交換器３０は一方が四方弁２４に接続され、他方がキャピラリチューブ３２、ストレーナ３４、モジュレータ３８を介してバルブ２０Ｂに接続されている。また、ストレーナ３４、モジュレータ３８の間には、電動膨張弁３６が設けられ、バルブ２０Ｂには、冷媒配管１６Ｂの他端が接続されている。これによって、室内機１２と室外機１４の間に冷凍サイクルを形成する冷媒の密閉された循環路が構成されている。
【００２４】
空気調和機１０はコンプレッサ２６と一体に設けているコンプレッサモータ４０の回転によつてコンプレッサ２６が運転されると、この冷凍サイクル中を冷媒が循環される。このとき、空気調和機１０では運転モード（冷房モードまたは暖房モード）に応じて四方弁２４が切り換えられ、電動膨張弁３６の弁開度を制御することにより、冷媒の蒸発温度が調整される。なお、図２では矢印によって暖房運転時（暖房モード）と冷房運転時（冷房モードまたはドライモード）の冷媒の流れを示している。
【００２５】
冷房モードではコンプレッサ２６によって圧縮された冷媒が熱交換器３０へ供給されることにより液化され、この液化された冷媒が室内機１２の熱交換器１８で気化することにより、熱交換器１８を通過する空気を冷却する。また、暖房モードでは、逆に、コンプレッサ２６によって圧縮された冷媒が室内機１２の熱交換器１８で凝縮されることにより放熱し、この冷媒が放熱した熱で熱交換器１８を通過する空気を加熱する。
【００２６】
室内機１２は送風用に設けられている図示しないクロスフローファンによって室内機１２に吸引した空気を室内へ吹出すときに熱交換器１８を通過させ調温する。これにより、室内機１２から吹き出される空気によって室内が空調される。
【００２７】
図１に示されるように、室外機１４には電源装置４２及びマイコン４４が設けられている。電源装置４２は交流電力をコンプレッサモータ４０（誘導電動機）の駆動用の電力に変換する。また、マイコン４４は室外機１４の作動を制御すると共に、電源装置４２の作動を制御する。
【００２８】
例えば、マイコン４４は、例えばシリアル通信等によって室内機１２に設けられている図示しないマイコンと接続されており、この室内機１２のマイコンからの信号に基づいて作動する。なお、マイコン４４は室内機１２のマイコンから送出された信号及び外気温度を検出する外気温度センサ、コンプレッサ２６の温度を検出するコンプレッサ温度センサ、熱交換器３０のコイル温度を検出するコイル温度センサ等の検出結果に基づいてコンプレッサモータ４０と共に、四方弁２４、電動膨張弁３６、熱交換器３０を冷却する冷却ファン等の駆動を制御する。
【００２９】
室外機１４に設けられている電源装置４２は、整流回路４６と平滑回路４８とを備えており、交流電源５０から供給される交流電力を所定電圧の直流電力に変換し、インバータ回路５２へ出力する。インバータ回路５２は三相ブリッジ状に結線されたスイッチング素子が設けられた一般的構成となっている。
【００３０】
インバータ回路５２はマイコン４４に接続されており、マイコン４４から出力されるスイッチング信号に基づいてスイッチング素子が駆動される。すなわち、マイコン４４はインバータ回路５２を用いてＰＷＭ制御による疑似正弦波を用いてコンプレッサモータ４０の回転数を制御している。なお、この疑似正弦波は周波数が任意に制御される。
【００３１】
一方、インバータ回路５２への入力電圧、すなわち、平滑回路４８の出力電圧Ｖ0が変化すれば、これにより、コンプレッサモータ４０への印加電圧が変化しスリップ量を調節することができる。すなわち、マイコン４４はＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調）制御によってもコンプレッサモータ４０のスリップ量の制御が可能となっている。
【００３２】
また、コンプレッサモータ４０に直流電動機（ＤＣモータ）を用いる場合は、マイコン４４がコンプレッサモータ４０の回転子の回転位置に基づいて予め設定された通電パターン（コンプレッサモータ４０の固定子巻線への通電組合）で固定子巻線への通電が行えるように、インバータ回路５２のスイッチング素子へＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する。
【００３３】
回転子の回転位置を検出する方法としてはセンサを設けるものまたは非通電の固定子巻線に生じる誘起電圧の変化から求めるセンサレス方式などを用いることができる。
【００３４】
コンプレッサモータ４０の回転数は固定子巻線に印加する電圧、すなわちインバータ回路５２へ供給する直流電力の電圧を変えることによって制御することができる。
【００３５】
したがって、マイコン４４はＰＡＭ制御によってインバータ回路５２へ供給する直流電力の電圧を制御し、コンプレッサ４０の回転数を制御することが可能となっている。
【００３６】
整流回路４６にはダイオード５４をブリッジ状に接続した全波整流器５６が設けられており、この整流器５６の入力端子５８Ａ、５８Ｂにチョークコイルであるリアクトル６０を介して、交流電源５０が接続される。本実施形態に適用した空気調和機１０の室外機１４は、所定電圧（例えば単相１００Ｖ）の交流電力が供給される。
【００３７】
整流器５６の出力端子６２Ａ、６２Ｂには、ダイオード７２、７４の順方向を介して平滑回路４８が接続されている。平滑回路４８は直列接続されたコンデンサ６４、６６と、このコンデンサ６４、６６に並列接続されたコンデンサ６８によって構成され、整流器５６から出力される脈流を平滑化する倍電圧両波整流回路が形成されている。これにより、電源装置は整流器から出力される電力を平滑回路によって平滑化することにより、約２８０Ｖの電圧を出力可能となっている。
【００３８】
ところで、整流器５６の出力端子６２Ａ、６２Ｂ間には、スイッチング回路７６が接続されている。このスイッチング回路７６はスイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のパワースイッチングトランジスタ（以下スイッチングＴｒという）Ｔｒ７８とダイオード８０によって構成されており、スイッチングＴｒがスイッチング信号によってＯＮされることにより出力端子６２Ａから出力端子６２Ｂへ電流が流れるようになっている。
【００３９】
このスイッチングＴｒ７８は駆動回路８２を介してマイコン４４に接続されており、マイコン４４から出力されるスイッチング信号ＳＴによってＯＮ／ＯＦＦが制御される。
【００４０】
一方、マイコン４４には入力電力の検出手段として、入力電圧検出回路８４と入力電流検出回路８６とが接続されている。マイコン４４はこの入力電圧検出回路８４によって入力電圧（電源電圧）の変化波形と共に入力電圧の波形が正領域と負領域とに切り換わるゼロクロス点Ｐ（図３参照）を検出する。マイコン４４はこのゼロクロス点Ｐに基づいてスイッチング信号ＳＴを出力するタイミングを設定するようになっている。
【００４１】
また、マイコン４４には、入力電圧検出回路８４の検出する電圧の変化波形（実質的に正弦波）に入力電流検出回路８６の検出する電流の変化波形が近似するように、または入力電流検出回路８６の検出する電流の変化波形が入力電圧検出回路８４の検出する電圧の変化波形と同相の正弦波に近づくようにＯＮデューティを制御したスイッチング信号をスイッチングＴｒ７８へ出力するＰＡＭ制御部と、入力電圧検出回路８４の検出する電圧から判断されるゼロクロス点Ｐに対して所定の位相角の範囲でスイッチングＴｒ７８の作動を有効にする規制部と、ＰＡＭ制御部で出力されるスイッチング信号の周期をゼロクロス点Ｐに近いほど長くする信号補正部とを備えている。
【００４２】
マイコン４４の規制部による作動は、例えば、図３に示すように、マイコン４４は、交流電源５０の周波数ｆの位相（入力電圧検出回路８４によって検出される電圧電圧の変化波形の位相）のゼロクロス点Ｐを用い、これに同期させて、スイッチング信号を出力するようになっている。また、マイコン４４ではスイッチング信号をスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３に分割して出力するように設定されている。（以下総称するときは「スイッチング信号ＳＴ」とする。）
すなわち、マイコン４４は周波数ｆの各周期毎に１／２周期内でスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３のいずれかを出力する時間α、β、γが設定されている。
【００４３】
スイッチング信号ＳＴ１はゼロクロス点Ｐ（位相角θ＝０゜）から時間αの間で出力され、スイッチング信号ＳＴ２はスイッチング信号ＳＴ１に引き続いて時間βの間で出力するようになっている。スイッチング信号ＳＴ３はゼロクロス点Ｐからｔ１時間経過後にスイッチングを開始し、次のゼロクロス点Ｐ１（位相角θ＝１８０°）までの間で時間γの間出力するようになっており、スイッチング信号ＳＴ２とスイッチング信号ＳＴ３の間の電源電圧のピークを挟んで、スイッチングＴｒ７８のスイッチングを停止する時間δ（ｔ１−α−β）を設けている。
【００４４】
これにより、マイコン４４は各１／２周期毎にゼロクロス点Ｐから時間αの間（周波数ｆヘルツでα秒の時は３６０ｆα度の位相角）スイッチング信号ＳＴ１を出力しスイッチングＴｒ７８の作動を有効にした後、必要に応じて時間βの間（周波数ｆヘルツでβ秒の時は３６０ｆβ度の位相角）ＳＴ２を出力してスイッチングＴｒ７８の作動を有効にした後、いったん、スイッチング信号ＳＴをＯＦＦにしてからスイッチング信号ＳＴ３を時間γの間（周波数ｆヘルツでγ秒の時は３６０ｆγ度の位相角）出力してスイッチングＴｒ７８の作動を有効にする。
【００４５】
スイッチング信号ＳＴ１の時間αは、電圧波形の位相角θに換算すると位相角θが０°〜３５°（１８０°〜２１５°）の間となっており、その信号は位相角０°（１８０°）から始まり段階的にスイッチング周波数を高く（周期を短く）設定し、出力されている。０°（１８０°）付近の周波数は例えば数ｋＨｚから始まり徐々に周波数を増やした値（例えば３ｋＨｚ〜５ｋＨｚ）に設定するような信号補正部がマイコン４４に備えられている。
【００４６】
スイッチング信号ＳＴ２の時間βは、電圧波形の位相角θに換算すると位相角θが３５°〜７０°（２１５°〜２５０°）の間となっており、スイッチング周波数はスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３のスイッチング周波数より高い１０数ｋＨｚの値に設定するような信号補正部がマイコン４４に備えられている。
【００４７】
スイッチング信号ＳＴ３の時間γは、電圧波形の位相角θに換算すると位相角θが１５０°〜１８０°付近（３３０°〜０°付近）までとなっており、その信号は位相角１５０°（３３０°）付近から始まり段階的にスイッチング周波数を低く（周期を長く）設定するような信号補正部がマイコン４４に備えられている。１５０°（３３０°）付近の周波数は例えば数ｋＨｚから始まり徐々に周波数を減らした値に設定されており、電圧波形の位相角が１８０°に達する前（例えばθ＝１７５°）にＯＦＦ信号になるようにしている。例えば、この周波数はスイッチング信号ＳＴ１と同様な周波数を逆にして低減させるのが好ましい。
【００４８】
また、マイコン４４はスイッチング信号ＳＴごとに所定のＯＮデューティ比（以下単にデューティ比という）のスイッチング信号ＳＴ（ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３）を出力する。スイッチング信号ＳＴ１とスイッチング信号ＳＴ３のデューティ比は、３０％を基準とし、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比は、６０％を基準としている。
【００４９】
ところで、マイコン４４には、スイッチング回路７６のスイッチングＴｒ７８を制御するための各種の波形パターンを内蔵している。この波形パターンによって入力電流Ｉｉの変化波形の周波数の制御及びデューティ比の制御を行う。これらの波形パターンを用いて、入力電流Ｉｉの波形が正弦波形に近づくようにし、かつ、位相角θが０〜９０°と位相角θが９０°〜１８０°との電流量を同じにして高調波の改善を図っている。
【００５０】
また、マイコン４４には、電源装置４２から出力される出力電圧Ｖ0を検出する出力電圧検出回路９０が接続されている。マイコン４４は、この出力電圧検出回路９０によって検出する出力電圧Ｖ0に基づいてスイッチング信号ＳＴ２の搬送波（三角波キャリア）の周波数の制御とデューティ比の制御を行っている。
【００５１】
電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ２が６０％のデューティ比となることによって、出力電圧Ｖ0が、例えば２８０Ｖ（基準電圧Ｖs＝２８０Ｖ）となるように設定されている。マイコン４４は、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより下がると、出力電圧Ｖ0が上昇するようにスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を高くし、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより高くなるとスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を下げるようにしている。
【００５２】
また、マイコン４４は、入力電流検出回路８６によって検出する入力電流Ｉｉに基づいてスイッチング信号ＳＴl、ＳＴ３のデューティ比を変化させるようにしている。
〔第１実施例〕
以下に本実施の形態に係る第１実施例を説明する。この第１実施例では電源装置４２で倍電圧両波整流を行うようにし、これにより室外機１４が接続される交流電源５０として単相１００Ｖを用いた際に直流２８０Ｖを得ている。
【００５３】
空気調和機１０は、図示しないリモコンスイッチの操作によって、運転モード、設定温度等の運転条件が設定され、運転／停止ボタンの操作によって運転開始が指示されていると、室内機１２に設けている図示しないマイコンが、設定された運転条件に応じて室内を空調するために必要な空調能力を演算し、この演算結果に基づいてコンプレッサモータ４０の回転数を設定する。この後、室内機１２に設けているマイコンは、設定した回転数でコンプレッサモータ４０を駆動するように、室外機１４に設けているマイコン４４に指示する。
【００５４】
マイコン４４は、室内機１２のマイコンによって指示されたコンプレッサ２６の回転数が得られるように電源装置４２及びインバータ回路５２を制御しながらコンプレッサモータ４０を回転駆動する。これにより、空気調和機１０では、コンプレッサ２６で圧縮された冷媒が冷凍サイクル中を循環され、室内機１２に設けている熱交換器１８を通過する空気を温調する。この室内機１２の熱交換器１８を通過することにより温調された空気が、室内機１２から吹き出されることにより、室内の空調が図られる。
【００５５】
次に、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３による力率及び高調波ノイズの改善について、図４及び図５を参照しながら説明する。なお、図４及び図５では、交流電源５０の周波数ｆを６０Ｈｚとし、負荷（インバータ回路５２及びコンプレッサモータ４０）を２ｋＷとしたシュミレーション結果を示している。図４は、入力電圧Ｖｉ（電源電圧）と入力電圧Ｖｉに対するスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３及び入力電流Ｉｉの変化を示しており、図５は、コンデンサ６４、６６、６８のそれぞれに印加される電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を示しており、電圧Ｖ３がコンデンサ６８によって平滑化されることにより出力電圧Ｖ0が得られる。
【００５６】
電源装置４２を制御するマイコン４４は、交流電源５０から整流回路５６に入力される入力電圧Ｖｉの電圧波形のゼロクロス点Ｐを検出すると、スイッチング信号ＳＴ１を出力する。このスイッチング信号ＳＴ１は、予め設定されているデューティ比（一例として３０％）でＯＮ／ＯＦＦされる。
【００５７】
電源装置４２では、スイッチングＴｒ７８が、電圧波形のゼロクロス点Ｐからスイッチング信号ＳＴ１に基づいてＯＮ／ＯＦＦされることにより、このスイッチング信号ＳＴ１のＯＮ／ＯＦＦに応じて入力電流Ｉｉが流れる。
【００５８】
これにより、図４に示されるように、電圧波形のゼロクロス点Ｐから入力電流Ｉｉが流れはじめ、入力電圧Ｖｉの位相に対して入力電流Ｉｉの位相が遅れていると、入力電流Ｉｉの位相が入力電圧Ｖｉの位相と一致するように進められる。かつ、入力電流Ｉｉの波形を前半の１／２周期の電流量と後半の１／２周期の電流量とが同じ電流量に近づけるように制御される。
【００５９】
一方、マイコン４４は、電圧波形が次のゼロクロス点（図３のゼロクロス点Ｐ１）に近づくとスイッチング信号ＳＴ３の出力を開始する。このスイッチング信号ＳＴ３は、ゼロクロス点Ｐから時間ｔ１が経過すると出力され、これにより、位相角θが０〜９０°と位相角θが９０°〜１８０°との電流量を同じ値にするようなデューティ比制御を行う。スイッチング信号ＳＴ３は位相角θが次のゼロクロス点Ｐ１に達すると停止される。この後、新たにスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３の出力が開始される。
【００６０】
図４に示されるように、入力電流Ｉｉは、入力電圧Ｖｉの電圧波形の位相が切り換わる直前で減少した後、電圧波形の位相が切り換わるのに合わせて増加する。このように、スイッチング信号ＳＴ１に加えてスイッチング信号ＳＴ３を用いることにより、入力電流Ｉｉの位相を入力電圧Ｖｉの位相に合わせて滑らかに変化させることができる。
【００６１】
特に１００Ｖ電源を用いた倍電圧整流では、入力電流Ｉｉの位相が変わるときに極性も変わるため、スイッチング信号ＳＴ１のみだと、ゼロクロス点Ｐでスイッチング信号ＳＴ１によって電流値が大きく変化することがあり、このために、入力電流Ｉｉに高調波成分が生じることになる。
【００６２】
これに対して、スイッチング信号ＳＴ３によってゼロクロス点Ｐの近傍で、予め電流値を減少させることができるため、ゼロクロス点Ｐの近傍での電流波形を滑らかにすることができ、入力電流Ｉｉの高調波成分の低減が可能となる。
【００６３】
図５に示されるように、電源装置４２では、コンデンサ６４、６６のそれぞれに電圧Ｖ１、Ｖ２が印加され、コンデンサ６８に倍電圧両波整流された電圧Ｖ３が印加される。
【００６４】
このように、電源装置４２では、簡単なスイッチング回路７６を設けた構成で、電圧波形のゼロクロス点Ｐを挟むようにスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３を出力し、かつ、このスイッチング信号をＰＷＭ制御することにより、スイッチング信号ＳＴ１のみで高調波改善を図る場合と仕較し、入力電流Iｉの位相の切り換わりを円滑にすることができると共に、より高調波を少なくし、かつ、力率を高くすることができる。
【００６５】
また、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３は、入力電流Ｉｉが少ないときに入力電流Ｉｉを増加させるようにしているため、スイッチングＴｒ７８のＯＮ／ＯＦＦによってリアクトル６０に流れる電流（入力電流にＩｉ）も少ないので、リアクトル６０で大きな損失を生じさせることがない。
【００６６】
一方、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３の周波数は、負荷の大きさ、すなわち入力電流Ｉｉの電流値（又は入力電力）によって変化させることが好ましい。
【００６７】
すなわち、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３のデューティ比が高いと入力電流Ｉｉの変化も大きくなる。このため、負荷が小さく電流値も小さいときには、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３によって必要以上に入力電流Ｉｉを変化させてしまうことになり、高調波成分を増加させ、スイッチング損失を増加させてしまう恐れがある。
【００６８】
このため、負荷又は入力電流の電流値又は入力電力に応じてスイッチング信号ＳＴl、ＳＴ３のデューティ比及び搬送波の周波数を調整することにより、力率向上と共により適切な高調波抑制が可能となる。本第１実施例ではゼロクロス点に近づけば近づくほど搬送波の周波数を低く設定し、高調波の改善とスイッチング損失の改善を行っている。なお、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３の時間α、γも入力電流Ｉｉの電流値又は入力電力に基づいて変化させるようにすればより好ましい。
〔第２実施例〕
次に、スイッチング信号ＳＴによる高調波抑制の改善について、図６及び図７を参照しながら説明する。
【００６９】
マイコン４４が、スイッチング信号ＳＴとして、スイッチング信号ＳＴ１に引き続いて、時間βでスイッチング信号ＳＴ２を出力する。電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ２によってスイッチングＴｒ７８がＯＮ／ＯＦＦされることにより、出力電圧Ｖ0が増加する。すなわち、電源装置４２では、スイッチング回路７６が昇圧回路の機能も果たしている。
【００７０】
このスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比は、例えば、出力電圧Ｖ0が２８０Ｖとなるようにしている。マイコン４４は、このときの出力電圧Ｖ0を基準電圧Ｖsとして、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsとなるようにデューティ比を変化させる。
【００７１】
マイコン４４は、ゼロクロス点Ｐを検出すると、所定のデューティ比でスイッチング信号ＳＴ１を出力させた後、引き続いてスイッチング信号ＳＴ２を出力する。このとき、マイコン４４は、出力電圧検出回路９０によって検出した出力電圧Ｖ0と基準電圧Ｖsを比較し、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより低い時には、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を高く、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより高くなると、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を下げる。
【００７２】
これにより、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより低い時には、出力電圧Ｖ0が上昇し、出力電圧Ｖ0が基準電圧Ｖsより高い時には、出力電圧Ｖ0が下げられ、出力電圧Ｖ0が略一定となってインバータ回路５２へ供給される。また、スイッチング信号ＳＴ２によって出力電圧Ｖ0を変化させることができるため、スイッチング信号ＳＴ２によってコンプレッサ２６のＰＡＭ制御が可能となる。
【００７３】
スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を「０」にする。これにより、スイッチング信号ＳＴ２が停止して、電源装置４２での出力電圧Ｖ0の昇圧が停止する。
【００７４】
また、マイコン４４は、出力電圧Ｖ0が、予め設定している上限値に達すると電源装置４２での出力電圧Ｖ0の昇圧を停止させる。
【００７５】
これにより、例えば、出力電圧Ｖ0の上限値をコンデンサ６４〜６８やインバータ回路５２に設けているスイッチング素子の耐圧に基づいて設定すれば、コンデンサ６４〜６８やインバータ回路５２の高電圧に対する保護が可能となる。
【００７６】
一方、スイッチング信号ＳＴ１に引き続いてスイッチング信号ＳＴ２を出力して、スイッチングＴｒ７８をＯＮ／ＯＦＦすることにより、このスイッチング信号ＳＴ２のＯＮ／ＯＦＦに応じて入力電流Ｉｉも増加する。
【００７７】
これにより、図６に示されるように、スイッチング信号ＳＴ１を停止した直後の入力電流Ｉｉの落ち込みを防止でき、入力電流Ｉｉの波形整形が可能となる。
【００７８】
入力電流Ｉｉは、高調波成分が増加することにより波形が崩れる。これに対して、入力電流Ｉｉの波形を整形して滑らかにすることにより高調波成分が除去されることになる。すなわち、電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ２によってスイッチングＴｒ７８を所定のデューティ比でスイッチングすることにより、入力電流Ｉｉに高調波成分が含まれてしまうのを抑えることができる。
【００７９】
一方、図７に示されるように、スイッチング信号ＳＴ２によってスイッチングＴｒ７８をスイッチングすることにより、スイッチングＴｒ７８をＯＦＦしたとき（図５参照）よりもコンデンサ６４、６６に印加される電圧Ｖ１、Ｖ２の振幅の変化も大きくなる。これにより、電圧Ｖ３と共に出力電圧Ｖ0も高くなり、電源装置４２から出力される出力電圧Ｖ0が昇圧される。
【００８０】
したがって、基準電圧Ｖsと出力電圧Ｖ0に基づいてスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を変化させることにより、出力電圧Ｖ0を基準電圧Ｖsとなるように制御できる。また、例えば室内機１２から要求されるコンプレッサモータ４０の回転数に応じて基準電圧Ｖsを変化させるか、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を変化させることにより、コンプレッサモータ４０、すなわち、コンプレッサ２６に印加する電圧の制御が可能となる。
【００８１】
なお、第１及び第２実施例では、周波数ｆの１周期中で二度ずつ出力するスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３のデューティ比を同じにして説明したが、最初の半周期と次の半周期で周波数を変えるようにしても良い。これにより、入力電流Ｉｉの波形をより一層良くすることができると共に、コンデンサ６４、６６の保護が可能となる。
【００８２】
すなわち、倍電圧両波整流を行う場合、コンデンサ６４、６６は、容量の等しいものを用いることが好ましいが、同一規格のものを用いても５％〜１０％程度の容量差が生じていることがある。これにより正相と負相で蓄積容量が変わり、電圧値や電流値も変化するために、コンデンサ６４、６６に負担がかかると共に相によって入力電流Ｉｉ（例えばピーク値）も変わってしまう。
【００８３】
このとき、搬送波の周波数やＰＷＭ波形を変えることにより例えばスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３のデューティ比を変えたり、またはスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を変えることにより、コンデンサ６４、６６に容量の差が生じていても、蓄積電力を同じにすることができる。これにより、コンデンサ６４、６６の保護が可能となると共に、各相毎に電圧や電流が変わるのを防止することができ、入力電流Ｉｉの波形は勿論ピーク値も略同じにすることができる。
【００８４】
また、スイッチング信号ＳＴは、三角波で構成される搬送波と電圧レベルで構成される変調波とを用いて生成し、変調波の電圧レベルを変えることにより、スイッチング信号ＳＴのＯＮデューティを変えることができる。また、搬送波の周波数（周期）を変えることによってスイッチング信号ＳＴの周波数を変えることができる。
〔第３実施例〕
以下に、本実施の形態の第３実施例を説明する。なお、前記した第１及び第２実施例では、交流電源５０として単相１００Ｖを室外機１４の電源装置4２へ供給するものとして説明したが、第３実施例では、交流電源５０として単相２００Ｖを供給している。これにより、整流回路４６と平滑回路４８の間に設けている倍電圧回路用のダイオード７２、７４及びコンデンサ６４、６６を省略することができ、電源装置９６は、図８に示されるように、コンデンサ９２によって構成される平滑回路９４、スイッチング回路７６及び整流回路５６によって構成される電源装置として説明する。
【００８５】
図９乃至図１０には、電源装置９６を用いたシュミレーション結果を示している。なお、このシュミレーションでは、４ｋＷの負荷に電力を供給するものとしている。
【００８６】
マイコン４４は、入力電圧Ｖｉのゼロクロス点Ｐを検出するとスイッチング信号ＳＴ１の出力を開始し、このスイッチング信号ＳＴ１に引き続いてスイッチング信号ＳＴ２を出力する。また、マイコン４４は、ゼロクロス点Ｐから時間ｔ１だけ経過した後にスイッチング信号ＳＴ３を出力する。
【００８７】
これにより、スイッチングＴｒ７８は、スイッチング信号ＳＴl、ＳＴ２でスイッチングされた後、スイッチング信号ＳＴ３でスイッチングされるのを繰り返す。
【００８８】
これにより、図９に示されるように、入力電流Ｉｉの波形は、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３に応じて変化し、図１０（Ａ）及び図１０（Ｂ）に示されるように、入力電流Ｉｉは、正弦波に近い波形に整形される。
【００８９】
すなわち、電源装置９６では、電源装置４２と同様にスイッチング信号ＳＴ１に引き続いてスイッチング信号ＳＴ２をそれぞれ所定のデューティ比及び時間α、βで出力し、時間δの間、スイッチングを停止した後、スイッチング信号ＳＴ３を所定のデューティ比で出力し、このスイッチング信号ＳＴ３を次のゼロクロス点Ｐ１で停止させることにより、位相が入力電圧Ｖｉの位相に合わせられた入力電流Iｉが得られる。したがって、電源装置９６においても、大幅な力率改善と併せて高調波の抑制が図られる。このとき、リアクトル６０は、入力端子５８Ａと交流電源５０の間、もしくは出力端子６２Ａとスイッチング回路７６の間のどちらに接続しても良い。
【００９０】
以上のように、本発明の電源装置９６では、従来の２００Ｖの電力を使用する電気機器が高調波電流発生限度値をクリアするのが困難とされ、高調波電流発生限度値をクリアするために用いていた複雑な機構を無くし、スイッチングＴｒ７８を入力電圧Ｖｉのゼロクロス点を基準にしたスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３によってスイッチングする簡単な構成で、電源装置９６の発生する３次高調波、７次高調波等の各高調波電流値は勿論、いずれの次数の各高調波電流値も、例えばＩＥＣ規格でいうところの２００Ｖを使用する電気機器の最大許容高調波電流の発生限度内に抑えることができる。
【００９１】
なお、以上の説明は、本発明の構成を限定するものではなく、本発明は、種々の構成を適用することができる。
【００９２】
例えば、本実施の形態では、スイッチング素子としてスイッチングＴｒ７８を設けたが、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の種々のスイッチング素子を用いることができる。
【００９３】
また、本実施の形態では、空気調和機１０の室外機１４に設けた電源装置４２、９６を例に説明したが、本発明は、空気調和機１０等の空気調和機１０に限らず、冷蔵庫やその他の冷凍機ユニット及びその他の種々の電気機器に設けられて、交流電力を所定の一定電圧の直流電力または任意の電圧に昇圧した直流電力を得るための電源装置に適用が可能である。
【００９４】
また、スイッチング信号ＳＴは、三角波で構成される搬送波と電圧レベルで構成される変調波とを用いて生成し、変調波の電圧レベルを変えることにより、スイッチング信号ＳＴのＯＮデューティを変えることができる。また、搬送波の周波数（周期）を変えることによってスイッチング信号ＳＴの周波数を変えることができる。
【００９５】
さらにまた、スイッチング信号ＳＴの生成も三角波キャリア（搬送波）と出力電圧（変調信号）との重畳のみでなく、予めマイコンのメモリ中に記憶されている数表にしたがって演算して生成させたり、メモリそのものに必要なスイッチング信号の波形を記憶している中から取り出し生成させる等のいずれの生成方法を用いても本発明を実施できるものである。
【００９６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦする時の入力電圧あるいは入力電力に基づいて設定することにより、高調波抑制の改善と共に入力電流の波形整形を行うことができ、負荷への供給電力の効率の向上と高調波抑制が可能となる優れた効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を実施の形態に適用した電源装置の概略を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態の電源装置を空気調和機に適用した冷凍サイクルを示す概略図である。
【図３】本発明に係る入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号の出力期間を示す線図である。
【図４】第１実施例での入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号と入力電流の電流波形の概略を示す線図である。
【図５】第１実施例でのコンデンサに印加される電圧波形の概略を示す線図である。
【図６】第２実施例での入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号と入力電流の電流波形の概略を示す線図である。
【図７】第２実施例でのコンデンサに印加される電圧波形の概略を示す線図である。
【図８】第３実施例に係る電源装置の概略を示すブロック図である。
【図９】第３実施例に係るスイッチング信号に対する入力電流の電流波形の概略を示す線図である。
【図１０】（Ａ）は第３実施例での入力電流の電流波形を示す線図、（Ｂ）は入力電圧と出力電圧を示す線図である。
【符号の説明】
１０ 空気調和機
４０ コンプレッサモータ
４２、９６ 電源装置
４４ マイコン（ＰWＭ制御部、ＰＡＭ制御部、規制部、信号補正部）
４６ 整流回路
４８、９４ 平滑回路
５０ 交流電源
５２ インバータ回路
６０ リアクトル
７６ スイッチング回路
７８ スイッチングＴｒ（スイッチング素子）
８４ 入力電圧検出回路
８６ 入力電流検出回路
９０ 出力電圧検出回路
α 時間（第１のスイッチング区間）
β 時間（第３のスイッチング区間）
γ 時間（第２のスイッチング区間）
Claims (2)
- 入力される交流電力を直流電力に変換した後、所望の周波数の疑似正弦波に再変換して出力する電源装置において、前記交流電力を整流する整流回路と、この整流回路から供給される出力をスイッチング信号に応答して短絡させるスイッチング素子と、前記整流回路から供給される出力をダイオードの順方向を介して入力した後コンデンサを用いて平滑する平滑回路と、この平滑回路から出力される直流電力をＰＷＭ理論に基づいて所望の周波数の疑似正弦波に変換して出力するＰＷＭ制御部と、前記整流回路に入力される交流電力の電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記整流回路に入力される交流電力の電流を検出する入力電流検出回路と、前記入力電圧検出回路の検出する電圧の正弦波状の変化波形に前記入力電流検出回路の検出する電流の変化波形が近似するようにＯＮデューティを制御したスイッチング信号を前記スイッチング素子へ出力するＰＡＭ制御部と、前記入力電圧検出回路の検出する電圧から判断されるゼロクロス点に対して所定の位相角の範囲で前記スイッチング素子の作動を有効にする規制部と、前記ＰＡＭ制御部から出力されるスイッチング信号の周期を前記ゼロクロス点に近いほど長くする信号補正部とを備え、前記スイッチング素子の作動を有効にするスイッチング区間をゼロクロス点に続く第１のスイッチング区間とゼロクロス点で終わる第２のスイッチング区間と前記第１のスイッチング区間に続く第３のスイッチング区間を設け、この第３のスイッチング区間のスイッチング信号の周期を第１のスイッチング区間のスイッチング信号の周期及び第２のスイッチング区間のスイッチング信号の周期より短くすると共に、第３のスイッチング区間と第２のスイッチング区間の間にスイッチングを停止する区間を設けたことを特徴とする電源装置。
- 入力される交流電力を直流電力に変換した後、この直流電力を電動機の固定子巻線へ回転子の回転位置に基づいて選択的に供給する電源装置において、前記交流電力を整流する整流回路と、この整流回路から供給される出力をスイッチング信号に応答して短絡させるスイッチング素子と、前記整流回路から供給される出力をダイオードの順方向を介して入力した後コンデンサを用いて平滑する平滑回路と、前記回転子の回転位置に基づいて予め定められた通電パターンで前記固定子巻線への前記直流電力の供給を制御する通電制御部と、前記整流回路に入力される交流電力の電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記整流回路に入力される交流電力の電流を検出する入力電流検出回路と、前記スイッチング信号のＯＮデューティを制御して前記入力電圧検出回路の検出する電圧の変化波形と同位相になるように前記入力電流検出回路の検出する電流の変化波形を正弦波で近似させるＰＡＭ制御部と、前記入力電圧検出回路の検出する電圧から判断されるゼロクロス点に対して所定の位相角の範囲で前記スイッチング素子の作動を有効にする規制部と、前記ＰＡＭ制御部から出力されるスイッチング信号の周期を前記ゼロクロス点に近いほど長くする信号補正部とを備え、前記スイッチング素子の作動を有効にするスイッチング区間をゼロクロス点に続く第１のスイッチング区間とゼロクロス点で終わる第２のスイッチング区間と前記第１のスイッチング区間に続く第３のスイッチング区間を設け、この第３のスイッチング区間のスイッチング信号の周期を第１のスイッチング区間のスイッチング信号の周期及び第２のスイッチング区間のスイッチング信号の周期より短くすると共に、第３のスイッチング区間と第２のスイッチング区間の間にスイッチングを停止する区間を設けたことを特徴とする電源装置。
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