CN103378743B - 转换器控制装置以及具备转换器控制装置的空气调节机 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种转换器控制装置以及具备转换器控制装置的空气调节机。本发明的转换器控制装置具备：电压过零检测部，检测交流电压的过零；电源电流检测部，检测所述交流电源的电源电流；母线电压检测部，检测母线电压；PWM信号生成部，根据所述电源电流、所述母线电压、以及作为母线电压的目标电压的母线电压指令值生成对转换器的开关单元进行导通、截止控制的PWM信号；电源电压状态检测部，根据所述过零信号检测所述交流电压的信号状态；以及基本开关频率选择部，根据所述交流电压的信号状态选择所述PWM信号的基本开关频率，所述PWM信号生成部根据具有由所述基本开关频率选择部选择的基本开关频率的基本开关信号生成所述PWM信号。

Description

转换器控制装置以及具备转换器控制装置的空气调节机

技术领域

本发明涉及对搭载于空气调节机的高效率转换器（converter）进行控制的转换器控制装置、以及具备该转换器控制装置的空气调节机。

背景技术

以往的转换器控制装置已知有如下转换器控制装置：将由二极管桥等整流电路整流交流电源电压而得到的整流电压，使用升压电抗器和通过PWM控制来被控制导通/截止的MOSFET等半导体开关元件进行功率因数改善。由于这种半导体开关元件的PWM控制是使用具有一定的基本开关频率的三角波信号来进行的，因此伴随着半导体开关元件的导通/截止动作而发生的传导噪声的频率分量在该基本开关频率的整数倍的频率处具有大的峰值。另外，由于该传导噪声的传导路径复杂，因此用于防止向其他部件的噪声传播、泄漏的噪声对策变得烦杂。因此，为了进行考虑了抑制发生噪声量的对策的设计，需要设定相对与辐射噪声相关的国内外的规格基准具有充分的余量的设计基准水平来进行设计，招致噪声对策部件的大型化、部件数量的增加等制造成本的增加。

对此，有以下转换器控制装置：通过根据交流电源电压的绝对值而可变地控制对半导体开关元件进行导通/截止控制的驱动信号的基本开关频率，从而使发生噪声的频率分量分散化，降低噪声的峰值（例如，参照专利文献1）。

专利文献1：日本特开2004-282958号公报

发明内容

在以往的转换器控制装置中，由于通过基于固定的频率（基本开关频率）的开关动作来进行半导体开关元件的导通/截止控制，因此伴随着开关而发生的电磁性的传导噪声在基本开关频率的整数倍的频率分量处具有大的峰值。另一方面，空气调节机等电气设备为了抑制从设备流出的噪声而需要满足噪声端子电压规格基准（电气用品安全法省令2项基准等）。因此，当设计电气设备时，将抑制传导噪声的噪声滤波器设为多级结构等使用较多的噪声滤波器部件，存在这些部件的基板占有面积的增大化、制造成本的增加这样的课题。

在专利文献1中记载的装置中，由于进行“当交流电源电压Vi为下限设定电压EB以下时，将主开关Q1的开关频率f设定为下限频率f12（例如20KHz），当交流电源电压Vi为上限设定电压（VZ+EB）以上时，将主开关Q1的开关频率f设定为上限频率f11（例如100KHz），当交流电源电压Vi为从下限设定电压EB到上限设定电压（VZ+EB）为止的范围时，使主开关Q1的开关频率f从下限频率f12缓慢地变化到上限频率f11”这样的控制，因此开关频率与交流电源电压值成比例地增加。

一般而言，半导体元件的开关噪声具有交流电源电压越高开关噪声越大的倾向。另一方面，越提高开关频率，越能够使电流波形接近于交流电压波形，有功率因数改善、效率变好的趋势。因此，在专利文献1中记载的控制中，虽然电力转换效率变好，但是发生噪声会增大，存在无法实现考虑了处于折衷关系的噪声发生量与损耗发生这两方的控制的课题。

本发明是为了解决上述的课题而作成的，本发明的第一个目的在于得到一种能够实现考虑了转换器中的噪声发生量与损耗发生这两方的控制的转换器控制装置。另外，第二个目的在于得到一种空气调节机，该空气调节机具备进行考虑了噪声发生与损耗发生这两方的控制的转换器控制装置，能够进行考虑了噪声发生与损耗发生这两方的运转控制。

本发明的转换器控制装置是控制转换器主电路的转换器控制装置，其特征在于，所述转换器主电路具有：整流电路，对来自交流电源的交流电压进行整流并向直流母线间输出直流电压；平滑电容器，使所述直流电压平滑；开关单元，配置在相比所述平滑电容器更靠近交流电源侧的直流母线间，由半导体元件构成；电抗器，配置于相比所述开关单元更靠近交流电源侧的直流母线；以及逆流防止二极管，配置于所述平滑电容器与所述开关单元间的直流母线，防止从所述平滑电容器向交流电源侧的逆流，所述转换器控制装置具备：电压过零检测部，对所述交流电压的过零进行检测并输出过零信号；电源电流检测部，对所述交流电源的电源电流进行检测；母线电压检测部，对作为所述平滑电容器的端子间电压的母线电压进行检测；PWM信号生成部，根据所述电源电流、所述母线电压、以及作为母线电压的目标电压的母线电压指令值，生成对所述开关单元进行导通、截止控制的PWM信号；电源电压状态检测部，根据所述过零信号，检测所述交流电压的信号状态；以及基本开关频率选择部，根据所述交流电压的信号状态，选择所述PWM信号的基本开关频率，所述PWM信号生成部根据具有由所述基本开关频率选择部选择的基本开关频率的基本开关信号，生成所述PWM信号。

本发明的转换器控制装置能够将转换器主电路中的效率及发生损耗维持在与以往的转换器主电路中的效率及发生损耗同等的水平，并且实现由转换器主电路发生的噪声的频率分量的分散化和峰值噪声的降低。

附图说明

图1是表示实施方式1中的转换器控制装置的结构的图。

图2是表示实施方式1中的电源电压相位与基本开关信号的频率的对应关系的图。

图3是实施方式1中的基准电压Ea、基本开关信号Sc、以及PWM信号Sp的波形例。

图4是表示实施方式1中的发生噪声（noise）的频率分布的图。

图5是表示实施方式2中的转换器控制装置的结构的图。

图6是表示实施方式2中的电源电压的循环数与基本开关信号的频率的对应关系的图。

图7是实施方式2中的基准电压Ea、基本开关信号Sc、以及PWM信号Sp的波形例。

符号说明

1交流电源、2整流电路、3电抗器、4开关单元、5平滑电容器、6逆流阻止用二极管、7转换器主电路、8逆变器电路、9电动机、10转换器控制装置、11母线电压检测部、12电源电流检测部、13电压过零检测部、14母线电压指令部、15正弦波发生部、16电源电压相位计算部、17基本开关频率选择部、18基本开关信号发生部、19PWM信号生成部、20转换器驱动部、21、23PI控制、22乘法运算、24比较运算、25微型计算机、26电源电压循环运算部、27基本开关频率选择部。

具体实施方式

实施方式1.

图1是表示包括实施方式1中的转换器控制装置10的空气调节机的系统结构图。在图1中，转换器主电路7包括：桥式连接4个二极管而构成的整流电路2，对从交流电源1供给的交流电压进行全波整流；电抗器3，其一端侧与整流电路2的正输出侧连接，用于使电流平滑；开关单元4，设置在电抗器3的另一端侧与整流电路2的负输出侧之间，对直流母线间进行开关；平滑电容器5，设置在电抗器3的另一端侧与整流电路2的负输出侧之间，用于使直流的母线电压平滑；以及逆流阻止用二极管6，设置在电抗器3的另一端侧与平滑电容器5的正极侧之间，阻止电流从平滑电容器5侧向整流电路2逆流。此外，使用IGBT或MOSFET等半导体开关作为开关单元4。另外，交流电源1的输出电压为恒定频率的正弦波信号。

逆变器电路8并联连接于平滑电容器5，对电动机9进行旋转驱动。作为电动机9，有搭载于空气调节机的压缩机驱动电动机、室外机的送风扇用电动机等，但在此作为压缩机驱动电动机进行说明。

接下来，对控制转换器主电路7的转换器控制装置10的结构进行说明。母线电压检测部11对作为平滑电容器5的端子间电压的母线电压进行测量并输出母线电压值。电源电流检测部12测量母线电流，输出电源电流振幅值。使用分流电阻、电流互感器等来进行电流检测。电压过零检测部13将交流电源1的电压信号相位为0度的定时检测为电压过零。

母线电压指令部14根据电动机目标转速来决定母线电压指令值，该电动机目标转速是根据用户进行的空气调节机的运转操作（暖气/冷气切换、温度设定等）来由未图示的微型计算机所指示的压缩机目标转速。正弦波发生部15根据电压过零检测部13输出的电压过零信号，发生与交流电源1的电压相位同步的正弦波信号。

电源电压相位计算部16、基本开关频率选择部17、基本开关信号发生部18相互配合动作，发生具有根据交流电源1的电压相位选择的频率的作为三角波载波的基本开关信号。其详细动作将在后面描述。

母线电压指令部14、正弦波发生部15、电源电压相位计算部16、基本开关频率选择部17、基本开关信号发生部18的处理也可以由微型计算机25进行处理。如果由微型计算机对这些处理进行综合而处理，则能够易于实现部件数量的削减和基于处理程序的修改的处理内容的定制。

PWM信号生成部19根据母线电压指令部14输出的母线电压指令值、正弦波发生部15输出的正弦波信号、基本开关信号发生部18输出的基本开关信号Sc、以及母线电压检测部11和电源电流检测部12检测出的母线电压值和电源电流振幅值，生成驱动转换器主电路7的PWM信号Sp。PWM信号生成部19内部的控制块结构将在后面描述。转换器驱动部20根据PWM信号生成部19生成的PWM信号对开关单元4进行导通、截止控制，从而进行转换器主电路7的PWM控制。PWM信号生成部19也可以由专用的控制用IC实现。

接下来，对转换器控制装置10的动作进行说明。转换器控制装置10对于母线电压指令部14输出的母线电压指令值与母线电压检测部11输出的母线电压的差分，进行作为反馈控制的一种的PI控制21，计算出电源电流的振幅目标值Ia。将该振幅目标值Ia和与正弦波发生部15输出的交流电源1的电压相位同步的正弦波信号进行乘法运算22，得到与交流电源1的电压相位同步的正弦波状的电源电流指令值Ib。

接下来，对于该电源电流指令值Ib与电源电流检测部12输出的电源电流振幅值的差分进行PI控制23，计算出基准电压Ea。对基准电压Ea与基本开关信号发生部18输出的作为三角波载波的基本开关信号Sc进行比较运算24，当基准电压Ea为基本开关信号Sc的值以上时，输出成为导通值的PWM信号Sp，当基准电压Ea的值小于基本开关信号Sc的值时，输出成为截止值的PWM信号Sp。

转换器驱动部20输出当PWM信号Sp为导通值时将开关单元4驱动为导通状态、当PWM信号Sp为截止值时将开关单元4驱动为截止状态的转换器驱动信号Sg。如此，转换器控制装置10能够控制为使转换器主电路7输出的母线电压与母线电压指令值一致，并且功率因数几乎成为1。

接下来，对基本开关信号Sc的生成单元进行说明。电源电压相位计算部16对从电压过零检测部13输出的电压过零信号起的经过时间进行计数，根据其经过时间与交流电源1的信号周期来计算出电源电压相位。电源电压相位以0度表示电压过零信号的发生时间点，以360度表示1周期。

此外，电源电压相位计算部16被定位为根据电压过零信号计算出电压相位而作为交流电源1的交流电压的信号状态的电源电压状态检测部。

基本开关频率选择部17根据电源电压相位计算部16计算出的电源电压相位，选择基本开关信号Sc的频率。图2示出了电源电压相位与基本开关信号Sc的频率的对应关系。基本开关频率选择部17将中心频率设为fc[Hz]，将校正量设为α[Hz]，当电源电压相位为0度以上且小于30度、或者150度以上且小于180度时，选择fc+α作为基本开关信号的频率，当电源电压相位为30度以上且小于60度、或者120度以上且小于150度时，选择fc作为基本开关信号的频率，当电源电压相位为60度以上且小于120度时，选择fc-α作为基本开关信号的频率。这里，α＞0，即α为正值。这里，中心频率fc意味着不进行频率的校正时的基本开关信号Sc的频率。

基本开关信号发生部18发生具有基本开关频率选择部17选择的频率的作为三角波载波的基本开关信号Sc。将基本开关信号Sc如前所述与基准电压Ea进行比较运算24，根据基本开关信号Sc与基准电压Ea的大小关系，输出PWM信号Sp。图3为将如此生成的PWM信号Sp与基本开关信号Sc和基准电压Ea一起示出的波形例。基本开关信号Sc的频率能够根据电源电压相位而以3阶段发生变化，与该变化对应地PWM信号Sp的周期也发生变化。转换器驱动部20在PWM信号Sp的导通、截止定时输出对开关单元4的栅极端子进行导通、截止驱动的转换器驱动信号Sg。据此，能够通过具有根据电源电压相位发生变化的频率（周期）的驱动信号来驱动开关单元4。

可知：以交流电源1的电源电压相位为30度以上且小于60度、或者120度以上且小于150度时为基准，当电源电压相位为0度以上且小于30度、或者150度以上且小于180度时，基本开关信号Sc的频率增加，当电源电压相位为60度以上且小于120度时基本开关信号Sc的频率减少。与此对应地PWM信号Sp的频率也同样地发生变化。

接下来，对以上说明的转换器控制装置10带来的转换器控制中的效果进行说明。

首先，对转换器主电路7中的效率进行描述。由于当交流电源1的电源电压相位为30度以上且小于60度、或者120度以上且小于150度时，转换器驱动信号Sg的频率与中心频率fc相同，因此以此时的转换器的效率为基准。当电源电压相位为0度以上且小于30度、或者150度以上且小于180度时，进行控制以使转换器驱动信号Sg的频率大于中心频率fc。因此，开关单元4的开关频率增加，所以转换器中的功率因数得到改善，与将转换器驱动信号Sg的频率设为中心频率fc时相比，转换器的效率提高。另一方面，当电源电压相位为60度以上且小于120度时，进行控制以使转换器驱动信号Sg的频率小于中心频率fc，因此与将转换器驱动信号Sg的频率设为中心频率fc时相比，转换器的效率下降。转换器主电路7的效率与转换器驱动信号Sg的频率变化相应地以3阶段发生变化，但频率的增减幅度为±α，而且各阶段的电源电压相位幅度相同（60度幅度），因此能够使转换器主电路7的全循环中的效率成为与将转换器驱动信号Sg的频率固定为中心频率fc时几乎同等的效率。

接下来，对转换器主电路7中的损耗进行描述。由于当电源电压相位为0度以上且小于30度、或者150度以上且小于180度时，进行控制以使转换器驱动信号Sg的频率大于中心频率fc，因此与将转换器驱动信号Sg的频率设为中心频率fc时相比，开关单元4中的开关损耗增加。但是，在该电源电压相位范围中，交流电源1的电压振幅值相比于最大振幅值小，因此电源电流也小。因此，能够抑制转换器主电路7的损耗增加幅度。另一方面，由于当电源电压相位为60度以上且小于120度时，进行控制以使转换器驱动信号Sg的频率小于中心频率fc，因此与将转换器驱动信号Sg的频率设为中心频率fc时相比，转换器的损耗下降。综上所述，转换器主电路7中的损耗与转换器驱动信号Sg的频率变化相应地以3阶段发生变化，但与转换器主电路7的效率的情况同样地，能够使转换器主电路7的电源电压相位整体中的损耗为与将转换器驱动信号Sg的频率固定为中心频率fc时几乎同等的损耗。

接下来，对由转换器主电路7中发生的噪声（noise）进行描述。噪声是伴随着开关单元4的开关动作而发生的。图4中，将由转换器主电路7发生的噪声作为噪声端子电压，与噪声频率对应地示出。图4的（a）示出为了比较而如以往的转换器控制装置那样将基本开关信号Sc的频率固定为恒定值时的发生噪声，图4的（b）示出本实施方式的转换器控制装置中的发生噪声。

以往的转换器控制装置如图4的（a）所示基本开关信号Sc的频率被固定，因此在特定的频率中存在噪声的峰值，由于该峰值而可能发生不满足作为噪声限制值的噪声端子电压规格基准的情况。与此相对，在本实施方式的转换器控制装置中，由于根据交流电源1的电压信号相位来使转换器驱动信号Sg的频率发生变化，因此如图4的（b）所示能够使发生噪声分量的频率分散化到广范围的频率，噪声的峰值下降。因此，能够抑制特定的噪声频率分量以满足噪声端子电压规格基准。

如以上说明所示，本实施方式中的转换器控制装置由于根据交流电源的电压信号相位来变化了使转换器主电路的开关单元导通、截止的转换器驱动信号Sg的频率，因此能够抑制对转换器的损耗及效率的影响，维持与以往的转换器装置的损耗及效率同等的性能，并且能够实现由转换器装置发生的噪声的频率分量的分散化和峰值噪声的降低。

此外，在以上的说明中，将开关单元4设为IGBT或MOSFET等半导体开关，但作为半导体不仅使用Si（硅）半导体，还可以使用宽带隙半导体。作为宽带隙半导体，例如有SiC（碳化硅）、GaN（氮化镓）系材料或金刚石。

由于由宽带隙半导体构成的开关单元的开关时间与由Si系半导体构成的开关单元相比非常短（Si系半导体的约1/10以下），因此开关损耗减少，能够实现高频化。另外，由于导通电阻小，因此稳定时的损耗也能够大幅降低（Si系半导体的约1/10以下）。因此，通过使用宽带隙半导体，能够实现开关单元的高效率化。通过使用宽带隙半导体，能够实现开关单元4的高频动作，能够较大地设定由基本开关频率选择部17选择的基本开关频率的变化幅度。例如，如果使基本开关频率可变为3阶段以上，使电源电压的相位区域整体中的基本开关频率的变化幅度更大，则能够使由转换器主电路发生的传导噪声分量的频率更加分散，能够进一步降低峰值噪声。据此，能够进一步实现噪声滤波器结构的简易化、部件数量的削减、基板占有面积的缩小、以及制造成本的低成本化。

实施方式2.

实施方式1的转换器控制装置根据交流电源电压的相位使转换器驱动信号Sg的频率发生变化，但在实施方式2中，说明根据交流电源电压的循环数使转换器驱动信号Sg的频率发生变化的转换器控制装置。这里，循环数是指以交流电源电压的1周期为单位而计数的时间。

图5示出实施方式2中的转换器控制装置的结构。与实施方式1中的结构（图1）的不同点在于：代替电源电压相位计算部16和基本开关频率选择部17，设置了电源电压循环数运算部26和基本开关频率选择部27。由于其他结构与实施方式1相同，因此对与实施方式1相同的结构部分标注相同的符号而省略说明。

电源电压循环数运算部26利用电压过零检测部13输出的电压过零信号来对交流电源1的电压信号的循环数（也记为电压循环数）进行计数。具体而言，设置能够计数1～N（规定数）的同步计数器，通过将电压过零信号设为同步计数器的时钟信号，从而在电压过零信号成为有意义的定时使同步计数器向上计数。以这种方式，能够在1～N的范围内，对交流电源1的电压循环数进行运算。如果将同步计数器设为当其计数值变为N时返回到1而继续进行计数，则能够连续地运算电压循环数。在以下的说明中，以N=60进行说明。

此外，电源电压循环数运算部26被定位为根据电压过零信号计算出电压循环数而作为交流电源1的交流电压的信号状态的电源电压状态检测部。

基本开关频率选择部27根据电源电压循环数运算部26计算出的电压循环数，选择基本开关信号Sc的频率。图6示出电压循环数与基本开关信号Sc的频率的对应关系。基本开关频率选择部27将中心频率设为fc[Hz]，将校正量设为β[Hz]，当电压循环数为0以上且20以下时，选择fc+β作为基本开关信号的频率，当电压循环数为21以上且40以下时，选择fc作为基本开关信号的频率，当电压循环数为41以上且60以下时，选择fc-β作为基本开关信号的频率。这里，中心频率fc是不进行频率的校正时的基本开关信号Sc的频率。另外，β为β≠0即可，但在以下的说明中设为β＞0，即β为正值。

基本开关信号发生部18发生具有基本开关频率选择部27选择的频率的作为三角波载波的基本开关信号Sc。PWM信号生成部19以后的动作与实施方式1的情况同样。图7是将如此生成的PWM信号Sp与基本开关信号Sc和基准电压Ea一起示出的定时图。基本开关信号Sc的频率与电压循环数相应地以3阶段发生变化，据此PWM信号Sp的频率也以3阶段发生变化。据此，能够用具有根据电压循环数发生变化的频率的驱动信号Sg来驱动开关单元4。

对如此构成的转换器控制装置10带来的转换器控制中的效果进行说明。首先，对转换器主电路7中的效率进行描述。转换器主电路7的效率与转换器驱动信号Sg的频率变化相应地以3阶段发生变化，但频率的增减幅度为±β，而且各阶段的电源电压的循环数幅度相同（20循环幅度），因此能够使转换器主电路7的全循环中的效率为与将转换器驱动信号Sg的频率固定为中心频率fc时几乎同等的效率。

另外，转换器主电路7中的损耗也与转换器驱动信号Sg的频率变化相应地以3阶段发生变化，但与转换器主电路7的效率的情况同样地，能够使转换器主电路7的全电压循环中的损耗为与将转换器驱动信号Sg的频率固定为中心频率fc时几乎同等的损耗。

接下来，对在转换器主电路7中发生的噪声（noise）进行描述。由于使转换器驱动信号Sg的频率以中心频率fc为中心而以±β方式发生变化，因此能够使发生噪声分量的频率分散化到广范围的频率，能够使噪声的峰值下降。因此，能够抑制特定的噪声频率分量以满足噪声端子电压规格基准。

在以上的说明中说明了使转换器驱动信号Sg的频率以3阶段发生变化的情况，但一般情况下使频率以多个阶段（M阶段：M为正整数）发生变化，如果增大该M值，则能够使噪声的峰值进一步下降。

Claims (4)

1.一种转换器控制装置，是控制转换器主电路的转换器控制装置，其特征在于，

所述转换器主电路具有：

整流电路，对来自交流电源的交流电压进行整流并向直流母线间输出直流电压；

平滑电容器，使所述直流电压平滑；

开关单元，配置在相比所述平滑电容器更靠近所述交流电源侧的所述直流母线间，由半导体元件构成；

电抗器，配置于相比所述开关单元更靠近所述交流电源侧的所述直流母线；以及

逆流防止二极管，配置于所述平滑电容器与所述开关单元之间的所述直流母线，防止从所述平滑电容器向所述交流电源侧的逆流，

所述转换器控制装置具备：

电压过零检测部，对所述交流电压的过零进行检测并输出电压过零信号；

电源电流检测部，对所述交流电源的电源电流进行检测；

母线电压检测部，对作为所述平滑电容器的端子间电压的所述母线电压进行检测；

PWM信号生成部，根据所述电源电流、所述母线电压以及作为母线电压的目标电压的母线电压指令值，生成对所述开关单元进行导通、截止控制的PWM信号；

电源电压状态检测部，根据所述电压过零信号，检测所述交流电压的信号状态；以及

基本开关频率选择部，根据所述交流电压的信号状态，选择所述PWM信号的基本开关频率，

所述电源电压状态检测部根据所述电压过零信号计算出所述交流电源的电压循环数而作为所述交流电压的信号状态，

所述基本开关频率选择部根据所述电压循环数选择所述PWM信号的基本开关频率，

所述PWM信号生成部根据具有由所述基本开关频率选择部选择的基本开关频率的基本开关信号，生成所述PWM信号。

2.根据权利要求1所述的转换器控制装置，其特征在于，

所述开关单元由宽带隙半导体元件形成。

3.根据权利要求2所述的转换器控制装置，其特征在于，

所述宽带隙半导体元件的材料为碳化硅SiC、氮化镓GaN系材料或金刚石。

4.一种空气调节机，其特征在于，具备：

权利要求1～3中的任一项所述的转换器控制装置；

由该转换器控制装置控制的转换器主电路；以及

将该转换器主电路输出的直流电力转换为交流电力而驱动电动机的逆变器。