JP2013219989A

JP2013219989A - コンバータ制御装置及びコンバータ制御装置を備えた空気調和機

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Publication number: JP2013219989A
Application number: JP2012090701A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Otorii; 雄大鳥井; Katsuhiko Saito; 勝彦齋藤; Masahiro Fukuda; 雅裕福田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-04-12
Filing date: 2012-04-12
Publication date: 2013-10-24
Anticipated expiration: 2032-04-12
Also published as: ES2741932T3; US8941347B2; EP2651021B1; AU2013203402A1; CN103378743A; CN103378743B; US20140225553A1; EP2651021A2; EP2651021A3; CN203193516U; JP5765287B2; AU2013203402B2

Abstract

【課題】従来のコンバータ制御装置は、コンバータにおけるノイズ発生量と損失発生の両方を考慮した制御を行うことが難しかった。
【解決手段】交流電圧のゼロクロスを検出する電圧ゼロクロス検出部と、前記交流電源の電源電流を検出する電源電流検出部と、母線電圧を検出する母線電圧検出部と、前記電源電流、前記母線電圧、及び母線電圧の目標電圧である母線電圧指令値とに基づいてコンバータのスイッチ手段をオン・オフ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ゼロクロス信号に基づいて前記交流電圧の信号状態を検出する電源電圧状態検出部と、前記交流電圧の信号状態に基づいて前記ＰＷＭ信号の基本スイッチング周波数を選択する基本スイッチング周波数選択部とを備え、前記ＰＷＭ信号生成部は前記基本スイッチング周波数選択部で選択された基本スイッチング周波数を有する基本スイッチング信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する。
【選択図】図１

Description

この発明は、空気調和機に搭載した高効率コンバータを制御するコンバータ制御装置、及びこのコンバータ制御装置を備えた空気調和機に関するものである。

従来のコンバータ制御装置は、交流電源電圧をダイオードブリッジ等の整流回路で整流して得た整流電圧を、昇圧リアクトルとＰＷＭ制御によりオン／オフ制御されるＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチ素子を用いて力率改善を行うものが知られている。この半導体スイッチ素子のＰＷＭ制御は、一定の基本スイッチング周波数を持つ三角波信号を用いて行われる為、半導体スイッチ素子のオン／オフ動作に伴って発生する伝導ノイズの周波数成分はこの基本スイッチング周波数の整数倍の周波数に大きなピーク値を持つ。また、この伝導ノイズの伝導経路は複雑である為、他部品へのノイズ伝播・漏洩を防止する為のノイズ対策は煩雑なものとなる。この為、発生ノイズ量を抑制する対策を考慮した設計を行う為には、放射ノイズに関連した国内外の規格基準に対して十分なマージンを持った設計基準レベルを設定して設計する必要があり、ノイズ対策部品の大型化、部品点数の増加等製造コストの増加を招いていた。

これに対して、半導体スイッチ素子をオン／オフ制御する駆動信号の基本スイッチング周波数を交流電源電圧の絶対値に基づいて可変制御することで発生ノイズの周波数成分を分散化させ、ノイズのピーク値を低減するようにしたコンバータ制御装置がある（例えば、特許文献１参照）。

特開２００４−２８２９５８号公報

従来のコンバータ制御装置では、半導体スイッチ素子のオン／オフ制御を固定した周波数（基本スイッチング周波数）によるスイッチング動作で行うようになっていた為、スイッチングに伴って発生する電磁的な伝導ノイズは基本スイッチング周波数の整数倍の周波数成分に大きなピークを持っていた。一方、空気調和機等の電気機器は機器から流出するノイズを抑える為に雑音端子電圧規格基準（電気用品安全法省令２項基準等）を満たす必要がある。この為、電気機器の設計に当たっては、伝導ノイズを抑制するノイズフィルタを多段構成にする等、多くのノイズフィルタ部品を用いることになり、これらの部品の基板占有面積の増大化、製造コストの増加という課題があった。

特許文献１に記載のものは、「交流電源電圧Ｖｉが下限設定電圧ＥＢ以下の場合に主スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ１２（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧Ｖｉが上限設定電圧（ＶＺ＋ＥＢ）以上の場合に主スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを上限周波数ｆ１１（例えば１００ＫＨｚ）に設定し、交流電源電圧Ｖｉが下限設定電圧ＥＢから上限設定電圧（ＶＺ＋ＥＢ）までの範囲の場合に主スイッチＱ１のスイッチング周波数ｆを下限周波数ｆ１２から上限周波数ｆ１１まで徐々に変化させる」制御を行っている為、交流電源電圧値に比例してスイッチング周波数が増加する。

一般に、半導体素子のスイッチングノイズは交流電源電圧が高いほどスイッチングノイズが大きくなる傾向がある。一方、スイッチング周波数を高くするほど、電流波形を交流電圧波形に近づけることが可能となり力率が改善し、効率が良くなる傾向にある。この為、特許文献１に記載の制御では、電力変換効率は良くなるものの発生ノイズは増大してしまい、トレードオフの関係にあるノイズ発生量と損失発生の両方を考慮した制御が実現できていないという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、本発明の第１の目的は、コンバータにおけるノイズ発生量と損失発生の両方を考慮した制御が実現できるコンバータ制御装置を得ることである。また、第２の目的は、ノイズ発生と損失発生の両方を考慮した制御を行うコンバータ制御装置を備え、ノイズ発生と損失発生の両方を考慮した運転制御が行える空気調和機を得ることである。

本発明のコンバータ制御装置は、交流電源からの交流電圧を整流して直流母線間に直流電圧を出力する整流回路と、前記直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサより電源側の直流母線間に配置され半導体素子からなるスイッチ手段と、前記スイッチ手段より電源側の直流母線に配置されたリアクトルと、前記平滑コンデンサと前記スイッチ手段間の直流母線に配置され、前記平滑コンデンサから電源側への逆流を防止する逆流防止ダイオードとを有するコンバータ主回路を制御するコンバータ制御装置において、前記交流電圧のゼロクロスを検出してゼロクロス信号を出力する電圧ゼロクロス検出部と、前記交流電源の電源電流を検出する電源電流検出部と、前記平滑コンデンサの端子間電圧である母線電圧を検出する母線電圧検出部と、前記電源電流、前記母線電圧、及び母線電圧の目標電圧である母線電圧指令値とに基づいて前記スイッチ手段をオン・オフ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ゼロクロス信号に基づいて前記交流電圧の信号状態を検出する電源電圧状態検出部と、前記交流電圧の信号状態に基づいて前記ＰＷＭ信号の基本スイッチング周波数を選択する基本スイッチング周波数選択部とを備え、前記ＰＷＭ信号生成部は前記基本スイッチング周波数選択部で選択された基本スイッチング周波数を有する基本スイッチング信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とするものである。

本発明のコンバータ制御装置は、コンバータ主回路での効率と発生損失を従来のコンバータ主回路での効率と発生損失と同等レベルに維持しつつ、コンバータ主回路から発生するノイズの周波数成分の分散化とピークノイズの低減を実現することができる。

実施の形態１におけるコンバータ制御装置の構成を示す図。実施の形態１における電源電圧位相と基本スイッチング信号の周波数との対応関係を示す図。実施の形態１における基準パルスＥａ、基本スイッチング信号Ｓｃ、及びＰＷＭ信号Ｓｐの波形例。実施の形態１における発生雑音（ノイズ）の周波数分布を示す図。実施の形態２におけるコンバータ制御装置の構成を示す図。実施の形態２における電源電圧のサイクル数と基本スイッチング信号の周波数との対応関係を示す図。実施の形態２における基準パルスＥａ、基本スイッチング信号Ｓｃ、及びＰＷＭ信号Ｓｐの波形例。

実施の形態１.
図１は実施の形態１におけるコンバータ制御装置を含む空気調和機のシステム構成を示す図である。図１において、交流電源１から供給される交流電圧を全波整流する４個のダイオードをブリッジ接続して構成した整流回路２と、整流回路２の正出力側に一端側が接続され、電流を平滑にするためのリアクトル３と、リアクトル３の他端側と整流回路２の負出力側との間に設けられ、直流母線間をスイッチングするスイッチ手段４と、リアクトル３の他端側と整流回路２の負出力側との間に設けられ、直流の母線電圧を平滑するための平滑コンデンサ５と、リアクトル３の他端側と平滑コンデンサ５の正極側との間に設けられ、平滑コンデンサ５側から整流回路２へ電流が逆流する事を阻止する逆流阻止用ダイオード６とで、コンバータ主回路７を構成する。なお、スイッチ手段４としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチを使用する。また、交流電源１の出力電圧は一定周波数の正弦波信号である。

平滑コンデンサ５にはインバータ回路８が並列接続され、モータ９を回転駆動する。モータ９としては、空気調和機に搭載される圧縮機駆動モータや、室外機の送風ファン用モータ等があるが、ここでは圧縮機駆動モータとして説明する。

次に、コンバータ主回路７を制御するコンバータ制御装置１０の構成を説明する。母線電圧検出部１１は、平滑コンデンサ５の端子間電圧である母線電圧を計測して母線電圧値を出力する。電源電流検出部１２は母線電流を計測し、電源電流振幅値を出力する。電流検出はシャント抵抗や、カレントトランスなどを用いて行う。電圧ゼロクロス検出部１３は交流電源１の電圧信号位相が０度であるタイミングを電圧ゼロクロスとして検出する。

母線電圧司令部１４は、ユーザによる空気調和機の運転操作（暖房／冷房切り替えや、温度設定等）に基づいて図示しないマイクロコンピュータが指示した圧縮機目標回転数であるモータ目標回転数に基づき母線電圧指令値を決定する。正弦波発生部１５は電圧ゼロクロス検出部１３が出力する電圧ゼロクロス信号に基づいて、交流電源１の電圧位相に同期した正弦波信号を発生する。

電源電圧位相算出部１６、基本スイッチング周波数選択部１７、基本スイッチング信号発生部１８は連係動作して、交流電源１の電圧位相に基づいて選択した周波数を持つ三角波キャリアである基本スイッチング信号を発生する。その詳細動作は後述する。

母線電圧司令部１４、正弦波発生部１５、電源電圧位相算出部１６、基本スイッチング周波数選択部１７、基本スイッチング信号発生部１８の処理は、マイクロコンピュータ２５で処理するようにしてもよい。これらの処理をマイクロコンピュータで纏めて処理するようにすれば部品点数の削減と、処理プログラムの修正による処理内容のカスタマイズが容易に実現できる。

ＰＷＭ信号生成部１９は、母線電圧司令部１４が出力する母線電圧指令値と、正弦波発生部１５が出力する正弦波信号と、基本スイッチング信号発生部１８が出力する基本スイッチング信号Ｓｃ、及び母線電圧検出部１１と電源電流検出部１２が検出した母線電圧値と電源電流振幅値とに基づいて、コンバータ主回路７を駆動するＰＷＭ信号Ｓｐを生成する。ＰＷＭ信号生成部１９内部の制御ブロック構成は後述する。コンバータ駆動部２０は、ＰＷＭ信号生成部１９が生成したＰＷＭ信号に基づいて、スイッチ手段４をオン・オフ制御することにより、コンバータ主回路７のＰＷＭ制御を行う。ＰＷＭ信号生成部１９は専用の制御用ＩＣで実現するようにしてもよい。

次にコンバータ制御装置１０の動作について説明する。コンバータ制御装置１０は母線電圧司令部１４が出力する母線電圧指令値と母線電圧検出部１１が出力する母線電圧の差分に対してフィードバック制御の一種であるＰＩ制御２１を行い、電源電流の振幅目標値Ｉａを算出する。この振幅目標値Ｉａは正弦波発生部１５が出力する交流電源１の電圧位相に同期した正弦波信号と乗算演算２２されて、交流電源１の電圧位相に同期した正弦波状の電源電流指令値Ｉｂを得る。

次に、この電源電流指令値Ｉｂと電源電流検出部１２が出力した電源電流振幅値との差分に対してＰＩ制御２３を行い、基準電圧Ｅａを算出する。基準電圧Ｅａは基本スイッチング信号発生部１８が出力する三角波キャリアである基本スイッチング信号Ｓｃと比較演算２４され、基準電圧Ｅａが基本スイッチング信号Ｓｃの値以上の場合にオン値で、基準電圧Ｅａの値が基本スイッチング信号Ｓｃの値未満の場合にオフ値となるＰＷＭ信号Ｓｐを出力する。

コンバータ駆動部２０はＰＷＭ信号Ｓｐがオン値の時はスイッチ手段４をオン状態に駆動し、ＰＷＭ信号Ｓｐがオフ値の時はスイッチ手段４をオフ状態に駆動するコンバータ駆動信号Ｓｇを出力する。このようにして、コンバータ制御装置１０はコンバータ主回路７が出力する母線電圧を母線電圧指令値に一致させるとともに、力率がほぼ１となるように制御することができる。

次に、基本スイッチング信号Ｓｃの生成手段について説明する。電源電圧位相算出部１６は電圧ゼロクロス検出部１３が出力する電圧ゼロクロス信号からの経過時間をカウントし、その経過時間と交流電源１の信号周期とから電源電圧位相を算出する。電源電圧位相は電圧ゼロクロス信号の発生時点を０度、１周期を３６０度として表す。

なお、電源電圧位相算出部１６は、交流電源１の交流電圧の信号状態として電圧ゼロクロス信号に基づいた電圧位相を算出する電源電圧状態検出部と位置づけられる。

基本スイッチング周波数選択部１７は、電源電圧位相算出部１６が算出した電源電圧位相に基づいて基本スイッチング信号Ｓｃの周波数を選択する。図２は、電源電圧位相と基本スイッチング信号の周波数との対応関係を示したものである。基本スイッチング周波数選択部１７は中心周波数をｆｃ［Ｈｚ］、補正量をα［Ｈｚ］として、電源電圧位相が０度以上３０度未満、又は１５０度以上１８０度未満の時は基本スイッチング信号の周波数としてｆｃ＋αを選択し、電源電圧位相が３０度以上６０度未満、又は１２０度以上１５０度未満の時は基本スイッチング信号の周波数としてｆｃを選択し、電源電圧位相が６０度以上１２０度未満の時は基本スイッチング信号の周波数としてｆｃ−αを選択する。ここで、α＞０、即ちαは正値とする。ここで、中心周波数ｆｃは周波数の補正を行わない時の基本スイッチング信号Ｓｃの周波数を意味する。

基本スイッチング信号発生部１８は、基本スイッチング周波数選択部１７が選択した周波数を持つ三角波キャリアである基本スイッチング信号Ｓｃを発生する。基本スイッチング信号Ｓｃは、前述したように基準電圧Ｅａと比較演算２４され、基本スイッチング信号Ｓｃと基準電圧Ｅａの大小関係に基づいて、ＰＷＭ信号Ｓｐを出力する。図３はこのようにして生成したＰＷＭ信号Ｓｐを基本スイッチング信号Ｓｃと基準電圧Ｅａと共に示した波形例である。基本スイッチング信号Ｓｃの周波数は電源電圧位相によって３段階に変化させることができ、この変化に対応してＰＷＭ信号Ｓｐの周期も変化する。コンバータ駆動部２０はＰＷＭ信号Ｓｐのオン・オフタイミングでスイッチ手段４のゲート端子をオン・オフ駆動するコンバータ駆動信号Ｓｇを出力する。これにより、電源電圧位相によって変化する周波数（周期）を持つ駆動信号でスイッチ手段４を駆動することができる。

交流電源１の電源電圧位相が３０度以上６０度未満、又は１２０度以上１５０度未満時を基準にして、電源電圧位相が０度以上３０度未満、又は１５０度以上１８０度未満時には基本スイッチング信号Ｓｃの周波数が増加し、電源電圧位相が６０度以上１２０度未満時には基本スイッチング信号Ｓｃの周波数が減少しているのがわかる。これに対応してＰＷＭ信号Ｓｐの周波数も同様に変化する。

次に、以上説明したコンバータ制御装置１０がもたらすコンバータ制御における効果について説明する。
まず、コンバータ主回路７での効率について述べる。交流電源１の電源電圧位相が３０度以上６０度未満、又は１２０度以上１５０度未満時には、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数は中心周波数ｆｃと同一なのでこの時のコンバータの効率を基準にする。電源電圧位相が０度以上３０度未満、又は１５０度以上１８０度未満時には、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃより大きくなるように制御する。この為スイッチ手段４のスイッチング周波数が増加するのでコンバータでの力率が改善し、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃにした場合よりもコンバータの効率は向上する。他方、電源電圧位相が６０度以上１２０度未満時には、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃより小さくなるように制御するので、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃにした場合よりもコンバータの効率が低下する。コンバータ主回路７の効率はコンバータ駆動信号Ｓｇの周波数変化に応じて３段階で変化するが、周波数の増減幅が±αであり、また各段階の電源電圧位相幅は同一（６０度幅）な為、コンバータ主回路７の全サイクルにおける効率は、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃに固定した場合とほぼ同等の効率にすることができる。

次に、コンバータ主回路７での損失について述べる。電源電圧位相が０度以上３０度未満、又は１５０度以上１８０度未満時には、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃより大きくなるように制御するので、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃにした場合よりもスイッチ手段４でのスイッチング損失が増加する。しかしながら、この電源電圧位相範囲では交流電源１の電圧振幅値は最大振幅値に比較して小さく、従って電源電流も小さい。この為、コンバータ主回路７の損失増加幅を抑制することができる。他方、電源電圧位相が６０度以上１２０度未満時には、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃより小さくなるように制御するので、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃにした場合よりもコンバータの損失は低下する。以上から、コンバータ主回路７での損失はコンバータ駆動信号Ｓｇの周波数変化に応じて３段階で変化するが、コンバータ主回路７の効率の場合同様に、コンバータ主回路７の電源電圧位相全体での損失は、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃに固定した場合とほぼ同等の損失にすることができる。

次にコンバータ主回路７で発生する雑音（ノイズ）について述べる。ノイズはスイッチ手段４のスイッチング動作に伴い発生する。図４はコンバータ主回路７で発生するノイズを雑音端子電圧として、ノイズ周波数対応に示したものである。図４（ａ）は比較の為に従来のコンバータ制御装置のように、基本スイッチング信号Ｓｃの周波数を一定値に固定した場合の発生ノイズを示し、図４（ｂ）は本実施の形態のコンバータ制御装置での発生ノイズを示す。

従来のコンバータ制御装置は、図４（ａ）に示すように基本スイッチング信号Ｓｃの周波数が固定されている為、特定の周波数においてノイズのピークが存在し、このピーク値でノイズ規制値である雑音端子電圧規格基準を満たさない状況が発生しうる。これに対して、本実施の形態のコンバータ制御装置では、交流電源１の電圧信号位相に基づいてコンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を変化させるようにしたので、図４（ｂ）に示すように発生ノイズ成分の周波数を広範囲の周波数に分散化させることができ、ノイズのピーク値が低下する。この為、雑音端子電圧規格基準を満たすように特定のノイズ周波数成分を抑制することができる。

以上説明したように、本実施の形態でのコンバータ制御装置は、コンバータ主回路のスイッチ手段をオン・オフさせるコンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を交流電源の電圧信号位相に基づいて変化させるようにしたので、コンバータの損失及び効率への影響を抑制して、従来のコンバータ装置の損失及び効率と同等性能を維持しつつ、コンバータ装置から発生するノイズの周波数成分の分散化とピークノイズの低減を実現することができる。

なお、以上の説明ではスイッチ手段４はＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチとしたが、半導体としてＳｉ（シリコン）半導体だけでなく、ワイドバンドギャップ半導体を用いるようにしても良い。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、ＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）系材料又はダイヤモンドがある。

ワイドバンドギャップ半導体で構成したスイッチ手段は、スイッチング時間がＳｉ半導体で構成したスイッチ手段よりも非常に短い（Ｓｉ半導体の約１／１０以下）ので、スイッチング損失が少なく、高周波化が可能である。また、オン抵抗が小さい為、定常時の損失も大幅に低減（Ｓｉ半導体の約１／１０以下）できる。この為、ワイドバンドギャップ半導体を用いることによりスイッチング手段の高効率化が実現できる。ワイドバンドギャップ半導体を用いることでスイッチ手段４の高周波動作が可能となり、基本スイッチング周波数選択部１７で選択する基本スイッチング周波数の変化幅をより大きく設定することが可能となる。例えば、基本スイッチング周波数を３段階以上に可変し、電源電圧の位相領域全体での基本スイッチング周波数の変化幅をより大きくなるようにすれば、コンバータ主回路から発生する伝導ノイズ成分の周波数をさらに分散させることができ、ピークノイズをより低減できる。これによりノイズフィルタ構成の簡易化、部品点数の削減、基板占有面積の縮小、及び製造コストの低コスト化をより図ることができる。

実施の形態２.
実施の形態１のコンバータ制御装置は、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を交流電源電圧の位相に基づいて変化させるようにしたが、実施の形態２では、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を交流電源電圧のサイクル数に基づいて変化させるコンバータ制御装置について説明する。ここで、サイクル数とは交流電源電圧の１周期を単位としてカウントした時間である。

実施の形態２におけるコンバータ制御装置の構成を図５に示す。実施の形態１での構成（図１）との相違点は、電源電圧位相算出部１６と基本スイッチング周波数選択部１７の代わりに電源電圧サイクル数演算部２６と基本スイッチング周波数選択部２７を設けた事である。その他の構成は実施の形態１と同じであるので、実施の形態１と同一構成部分については同一の符号を付して説明は省略する。

電源電圧サイクル数演算部２６は電圧ゼロクロス検出部１３が出力する電圧ゼロクロス信号により交流電源１の電圧信号のサイクル数（電圧サイクル数とも記す）をカウントする。具体的には、１〜Ｎ（所定数）をカウントできる同期カウンタを設け、電圧ゼロクロス信号を同期カウンタのクロック信号にすることにより、電圧ゼロクロス信号が有意になるタイミングで同期カウンタをカウントアップさせる。こうすることで、交流電源１の電圧サイクル数を１〜Ｎの範囲で演算することができる。同期カウンタはカウント値がＮになると１に戻ってカウントを継続するようにすれば、連続的に電圧サイクル数を演算できる。以下の説明では、Ｎ＝６０として説明する。

なお、電源電圧サイクル数演算部２６は、交流電源１の交流電圧の信号状態として電圧ゼロクロス信号に基づいた電圧サイクル数を算出する電源電圧状態検出部と位置づけられる。

基本スイッチング周波数選択部２７は、電源電圧サイクル数演算部２６が算出した電圧サイクル数に基づいて基本スイッチング信号Ｓｃの周波数を選択する。図６は、電圧サイクル数と基本スイッチング信号Ｓｃの周波数との対応関係を示したものである。基本スイッチング周波数選択部２７は中心周波数をｆｃ［Ｈｚ］、補正量をβ［Ｈｚ］として、電圧サイクル数が０以上２０以下の時は基本スイッチング信号の周波数としてｆｃ＋βを選択し、電圧サイクル数が２１以上４０以下の時は基本スイッチング信号の周波数としてｆｃを選択し、電圧サイクル数が４１以上６０以下の時は基本スイッチング信号の周波数としてｆｃ−βを選択する。ここで、中心周波数ｆｃは周波数の補正を行わない時の基本スイッチング信号Ｓｃの周波数である。また、βはβ≠０であれば良いが、以下の説明ではβ＞０、即ちβは正値とする。

基本スイッチング信号発生部１８は、基本スイッチング周波数選択部２７が選択した周波数を持つ三角波キャリアである基本スイッチング信号Ｓｃを発生する。ＰＷＭ信号生成部１９以降の動作は、実施の形態１の場合と同様である。図７は、このようにして生成したＰＷＭ信号Ｓｐを基本スイッチング信号Ｓｃと基準電圧Ｅａと共に示したタイミング図である。基本スイッチング信号Ｓｃの周波数が電圧サイクル数に応じて３段階で変化し、これによりＰＷＭ信号Ｓｐの周波数も３段階で変化する。これにより、電圧サイクル数によって変化する周波数を持つ駆動信号Ｓｇでスイッチ手段４を駆動することができる。

このように構成したコンバータ制御装置１０がもたらすコンバータ制御における効果について説明する。まず、コンバータ主回路７での効率について述べる。コンバータ主回路７の効率はコンバータ駆動信号Ｓｇの周波数変化に応じて３段階で変化するが、周波数の増減幅が±βであり、また各段階の電源電圧のサイクル数幅は同一（２０サイクル幅）な為、コンバータ主回路７の全サイクルにおける効率は、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃに固定した場合とほぼ同等の効率にすることができる。

また、コンバータ主回路７での損失もコンバータ駆動信号Ｓｇの周波数変化に応じて３段階で変化するが、コンバータ主回路７の効率の場合と同様に、コンバータ主回路７の全電圧サイクルにおける損失は、コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を中心周波数ｆｃに固定した場合とほぼ同等の損失にすることができる。

次にコンバータ主回路７で発生する雑音（ノイズ）について述べる。コンバータ駆動信号Ｓｇの周波数が、中心周波数ｆｃを中心に±βで変化させている為、発生ノイズ成分の周波数を広範囲の周波数に分散化させることができ、ノイズのピーク値を低下させることができる。この為、雑音端子電圧規格基準を満たすように特定のノイズ周波数成分を抑制することができる。

以上の説明ではコンバータ駆動信号Ｓｇの周波数を３段階に変化させる場合を説明したが、一般に周波数を複数段階（Ｍ段階：Ｍは正の整数）に変化させるようにして、このＭ値を大きくすれば、ノイズのピーク値をさらに低下させることができる。

１交流電源、２整流回路、３リアクトル、４スイッチ手段、５平滑コンデンサ、６逆流阻止用ダイオード、７コンバータ主回路、８インバータ回路、９モータ、１０コンバータ制御装置、１１母線電圧検出部、１２電源電流検出部、１３電圧ゼロクロス検出部、１４母線電圧司令部、１５正弦波発生部、１６電源電圧位相算出部、１７基本スイッチング周波数選択部、１８基本スイッチング信号発生部、１９ＰＷＭ信号生成部、２０コンバータ駆動部、２１、２３ＰＩ制御、２２乗算演算、２４比較演算、２５マイクロコンピュータ、２６電源電圧サイクル演算部、２７基本スイッチング周波数選択部

Claims

交流電源からの交流電圧を整流して直流母線間に直流電圧を出力する整流回路と、
前記直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサより電源側の直流母線間に配置され半導体素子からなるスイッチ手段と、
前記スイッチ手段より電源側の直流母線に配置されたリアクトルと、
前記平滑コンデンサと前記スイッチ手段間の直流母線に配置され、前記平滑コンデンサから電源側への逆流を防止する逆流防止ダイオードとを有するコンバータ主回路を制御するコンバータ制御装置において、
前記交流電圧のゼロクロスを検出して電圧ゼロクロス信号を出力する電圧ゼロクロス検出部と、
前記交流電源の電源電流を検出する電源電流検出部と、
前記平滑コンデンサの端子間電圧である母線電圧を検出する母線電圧検出部と、
前記電源電流、前記母線電圧、及び母線電圧の目標電圧である母線電圧指令値とに基づいて前記スイッチ手段をオン・オフ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
前記電圧ゼロクロス信号に基づいて前記交流電圧の信号状態を検出する電源電圧状態検出部と、
前記交流電圧の信号状態に基づいて前記ＰＷＭ信号の基本スイッチング周波数を選択する基本スイッチング周波数選択部とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成部は前記基本スイッチング周波数選択部で選択された基本スイッチング周波数を有する基本スイッチング信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とするコンバータ制御装置。
前記電源電圧状態検出部は、前記交流電圧の信号状態として前記電圧ゼロクロス信号に基づいた前記交流電源の電圧位相を算出し、前記基本スイッチング周波数選択部は、前記電圧位相に基づいて前記ＰＷＭ信号の基本スイッチング周波数を選択することを特徴とする請求項１記載のコンバータ制御装置。
前記電源電圧状態検出部は、前記交流電圧の信号状態として前記電圧ゼロクロス信号に基づいた前記交流電源の電圧サイクル数を算出し、前記基本スイッチング周波数選択部は、前記電圧サイクル数に基づいて前記ＰＷＭ信号の基本スイッチング周波数を選択することを特徴とする請求項１記載のコンバータ制御装置。
前記スイッチ手段は、ワイドギャップ半導体素子によって形成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のコンバータ制御装置。
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項４記載のコンバータ制御装置。
請求項１〜５のいずれかに記載のコンバータ制御装置と、このコンバータ制御装置によって制御されるコンバータ主回路と、このコンバータ主回路が出力する直流電力を交流電力に変換してモータを駆動するインバータとを備えたことを特徴とする空気調和機。