JP6072924B2 - 直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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Description

本発明は、直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器に関する。
従来、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機等に用いられる圧縮機モータ等を駆動するインバータを負荷とした直流電源装置では、交流を直流に変換する構成として、例えば、単相交流を直流に変換する構成（例えば、特許文献１）や、三相交流を直流に変換する構成（例えば、特許文献２）が開示されている。これら従来技術では、スイッチング周波数を低く抑えることで、スイッチング損失を低減することができ、高効率化を図ることが可能となる。
上記従来技術では、負荷の両端間に複数のコンデンサを直列に接続し、これら複数のコンデンサを充電することで、負荷に供給する電圧値を制御している。このような構成では、負荷への供給電圧を安定させ高信頼性を図ると共に、コンデンサの長寿命化を図るためには、複数のコンデンサの電圧をバランスさせる必要がある。このような技術としては、例えば、ハーフブリッジ型ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、負荷の両端間に抵抗値が等しい第１および第２の検出抵抗からなるアンバランス検出回路を設け、この中点電圧をアンバランス検出電圧として検出して、このアンバランス検出電圧が一定となるように制御する構成や（例えば、特許文献３）、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２つのコンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器を設け、この電圧検出器の出力に基づいてパルス変調されたパルスを出力し、スイッチ動作を適切に制御する構成が開示されている（例えば、特許文献４）。
特開２０００−２７８９５５号公報 特許第５０８７３４６号公報 特開平５−３２８７２９号公報 特開２００８−２９５２２８号公報
しかしながら、特許文献３に記載された技術では、アンバランス検出回路が必要となりコストアップとなるだけでなく、各検出抵抗による電力の消費が生じることとなり不効率である。また、各検出抵抗の抵抗値のばらつきや、負荷への供給電圧が高く各検出抵抗の電力消費を抑えるために高抵抗、大型の抵抗を使用した場合のＳ／Ｎ比の劣化等による検出値の精度低下により、各コンデンサの電圧アンバランスを抑制することができない場合がある、という問題があった。
また、特許文献４に記載された技術は、ＤＣ／ＤＣコンバータを対象としたものであり、電源電圧が直流の場合を想定している。この場合には、電源電圧が交流である場合とは異なり、交流周波数の脈動成分による入力電圧の振幅変動は生じないために制御は比較的容易であるが、電源電圧が交流である場合には、交流周波数の脈動成分により入力電圧の振幅変動が生じる。このため、電源電圧が交流である場合には、電源周波数や振幅の変化などを考慮して制御系を構築する必要があり、特許文献４に記載されたように、２つのコンデンサの電圧のみを検出して制御した場合、制御が不安定になり、コンデンサの電圧が振動的になり、リップル電流が増加してコンデンサの寿命劣化が加速する虞がある、という問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、交流を直流に変換して負荷に供給する構成において、負荷の両端間に直列接続される複数のコンデンサの電圧アンバランスを抑制することができ、負荷の安定駆動やコンデンサの長寿命化を図り高信頼性に寄与することができる直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる直流電源装置は、交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、前記交流を整流する整流回路と、前記整流回路の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトルと、前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段と、前記充電手段を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流の電圧位相に同期したタイミングにおける前記第１のコンデンサの電圧および該タイミングにおける前記第２のコンデンサの電圧に基づいて、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの電圧アンバランスを抑制するように、前記充電手段を制御することを特徴とする。
本発明によれば、交流を直流に変換して負荷に供給する構成において、負荷の両端間に直列接続される複数のコンデンサの電圧アンバランスを抑制することができ、負荷の安定駆動やコンデンサの長寿命化を図り高信頼性に寄与することができる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置における各動作モードを示す図である。 図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードａ（倍電圧モード）において、正しいタイミングでスイッチ動作した例を示す図である。 図５は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードａ（倍電圧モード）において、第１のスイッチング素子のオンタイミングが遅延した例を示す図である。 図６は、実施の形態１にかかる直流電源装置の制御部の一構成例を示す図である。 図７は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードａ（倍電圧モード）における電圧アンバランス抑制制御例を示す図である。 図８は、実施の形態１にかかる直流電源装置の全波整流モードにおける電圧アンバランス抑制制御例を示す図である。 図９は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードｂにおける電圧アンバランス抑制制御例を示す図である。 図１０は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードｃにおける電圧アンバランス抑制制御例を示す図である。 図１１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードｃにおける電圧アンバランス抑制制御の図１０とは異なる例を示す図である。 図１２は、図１に示す構成に加え、第２のコンデンサと並列に負荷を接続した構成例を示す図である。 図１３は、実施の形態１にかかる直流電源装置の図１とは異なる一構成例を示す図である。 図１４は、実施の形態２にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図１５は、実施の形態２にかかる直流電源装置の昇圧モードａ（倍電圧モード）において、正しいタイミングでスイッチ動作した例を示す図である。 図１６は、実施の形態２にかかる直流電源装置の昇圧モードａ（倍電圧モード）において、第１のスイッチング素子のオンタイミングが遅延した例を示す図である。 図１７は、実施の形態３にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図である。 図１８は、実施の形態３にかかる冷凍サイクル適用機器におけるモータの回転数と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係を表す図である。
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる直流電源装置１００は、交流電源１から供給される三相交流を直流に変換して負荷１１に供給する構成としている。また、本実施の形態では、負荷１１として、例えば冷凍サイクル適用機器に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータ負荷等を想定しているが、これに限るものではないことは言うまでもない。
直流電源装置１００は、三相交流を整流する整流回路２と、整流回路２の出力側に接続されたリアクトル３と、負荷１１への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、これら第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段７と、充電手段７を制御する制御部８と、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐを検出する第１の電圧検出部９ａと、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを検出する第２の電圧検出部９ｂとを備えている。なお、図１に示す例では、整流回路２は、６つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路として構成される。また、図１に示す例では、リアクトル３を整流回路２の出力側に接続した例を示したが、整流回路２の入力側に各相毎に接続した構成であってもよい。
充電手段７は、第１のコンデンサ６ａの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子４ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子４ｂと、第１のコンデンサ６ａの充電電荷の第１のスイッチング素子４ａへの逆流を防止する第１の逆流防止素子５ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷の第２のスイッチング素子４ｂへの逆流を防止する第２の逆流防止素子５ｂとを備えている。
第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点と第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点とが接続され、第１のスイッチング素子４ａのコレクタから第１のコンデンサ６ａと負荷１１との接続点に向けて順方向に第１の逆流防止素子５ａが接続され、第２のコンデンサ６ｂと負荷１１との接続点から第２のスイッチング素子４ｂのエミッタに向けて順方向に第２の逆流防止素子５ｂが接続されている。
第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂには、それぞれ同容量のものが用いられる。また、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子が用いられる。
制御部８は、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂをオンオフ制御することにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。以下、この制御部８による第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング制御について、図１〜３を参照して説明する。
図２は、実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。なお、図２に示す例では、各構成要素の符号を省略している。
状態Ａは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが双方ともオフ制御されている状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電が行われる。
状態Ｂは、第１のスイッチング素子４ａのみオン制御されている状態を示している。この状態では、第２のコンデンサ６ｂのみ充電が行われる。
状態Ｃは、第２のスイッチング素子４ｂのみオン制御されている状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａのみ充電が行われる。
状態Ｄは、２つのスイッチング素子４ａ，４ｂが双方ともオン制御されている短絡状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの双方の充電が行われない。
本実施の形態では、図２に示す各状態を適宜切り替えることにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。
図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置における各動作モードを示す図である。図３に示すように、実施の形態１にかかる直流電源装置１００における動作モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モードと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する昇圧モードとを有している。
昇圧モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧モードａ（倍電圧モード）と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満の昇圧モードｂと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい昇圧モードｃとがある。
全波整流モードでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とすることにより、整流回路２により全波整流された電圧が出力電圧となる。
昇圧モードａ（倍電圧モード）では、第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオフタイミングとがほぼ同時となり、第１のスイッチング素子４ａのオフタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングとがほぼ同時となり、図２に示す状態Ｂと状態Ｃとが繰り返される。このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧の略２倍となる。
昇圧モードｂでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオフとなる同時オフ期間を設けている。このとき、図２に示す状態Ｂ→Ａ→Ｃ→Ａの状態遷移が周期的に繰り返され、このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧と、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧との中間電圧となる。
昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオンとなる同時オン期間を設けている。このとき、図２に示す状態Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの状態遷移が周期的に繰り返され、この同時オン期間（ここでは状態Ｄの期間）において、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。このときの出力電圧は、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧以上の電圧となる。
このように、本実施の形態では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御することが可能である。
つぎに、実施の形態１にかかる直流電源装置１００の各昇圧モードにおける第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数について、図１を参照して説明する。ここで、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数とは、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間とを組み合わせた期間、つまり、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの１組のオン期間とオフ期間とを組み合わせた期間を１周期とするとき、この１周期の逆数であるスイッチング周波数を示すものとする。なお、以下の説明では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを主体とする表現においては「充電周波数」を用いて説明し、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを主体とする表現においては「スイッチング周波数」を用いて説明する。
本実施の形態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように制御するようにしている。つまり、スイッチング周波数を三相交流の周波数の３ｎ倍とし、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する。このようにすれば、スイッチング制御を行った際に各相電流に現れる歪みが各相毎に等しい位相で発生するため、各相電流の波形を電源周期に対して１２０度ずつずれた相似形とすることができ、三相交流の各相電流の不平衡を解消することができる。
これに対し、スイッチング周波数を三相交流の周波数のｎ倍以外の周波数とした場合には、各相電流の波形が相似形とならず、各相電流の不平衡が生じることとなる。また、三相交流の周波数に同期してスイッチング制御を行う場合においても同様に、三相交流の各相電流の不平衡が生じる。
つまり、三相交流の周波数の３ｎ倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われず、各相毎に異なる位相でスイッチングが行われた場合には、各相電流の不平衡が生じることとなり、延いては、各相電流の歪み率が大きくなり、力率の悪化や高調波電流の増加を招くこととなる。
本実施の形態では、上述したように、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数、つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍となるように制御することにより、電源周期に対して１２０度ずつずれた三相交流の各相の同一位相で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われるため、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オフ期間が生じる昇圧モードｂや、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン期間が生じる昇圧モードｃであっても、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
また、ｎ＝１、つまり、三相交流の周波数の３倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御するようにすれば、ノイズの発生量も少なく、同一の系統に接続された他の機器に与える影響を少なくすることが可能となる。
また、電源周波数は５０Ｈｚおよび６０Ｈｚが広く用いられており、設置場所に応じて使い分ける必要がある場合には、電源電圧を検出するセンサ等の電源電圧検出手段（図示せず）を設け、電源電圧のゼロクロスタイミングを検出することで、交流電源１の周波数を把握することが可能である。また、５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数である３００Ｈｚの３ｍ倍（ｍは自然数）でスイッチング動作を行うことにより、交流電源１の周波数を把握することなく各相電流の不平衡を解消することが可能であり、電源電圧検出手段を設ける必要がなくなるため低コスト化にも寄与する。
つぎに、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎがアンバランスとなる具体例について、図１、図４および図５を参照して説明する。図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードａ（倍電圧モード）において、正しいタイミングでスイッチ動作した例を示す図である。また、図５は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードａ（倍電圧モード）において、第１のスイッチング素子のオンタイミングが遅延した例を示す図である。
図４および図５に示す例では、ｎ＝１、つまり、三相交流の周波数の３倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御した例を示している。図４（ａ）および図５（ａ）は、各相電源電圧波形を示し、図４（ｂ）および図５（ｂ）は、整流回路２の出力電圧波形を示し、図４（ｃ）および図５（ｃ）は、第１のスイッチング素子４ａのスイッチング波形を示し、図４（ｄ）および図５（ｄ）は、第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング波形を示し、図４（ｅ）および図５（ｅ）は、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐ波形および第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎ波形を示している。
図４および図５において、第１のスイッチング素子４ａのオン期間Ｔ１は、第２のコンデンサ６ｂの充電期間に等しく、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔ２は、第１のコンデンサ６ａの充電期間に等しい。図４に示すように、第１のスイッチング素子４ａのオン期間Ｔ１、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間と、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔ２、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間とが等しい場合には（図４（ｃ），（ｄ）参照）、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとが等値となる（図４（ｅ）参照）。
これに対し、図５に示すように、素子ばらつき等により第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングがΔｔだけ遅延し、第１のスイッチング素子４ａのオン期間Ｔ１、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間が、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔ２、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間よりも短くなった場合には（Ｔ１＝Ｔ２−Δｔ＜Ｔ２、図５（ｃ），（ｄ）参照）、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎよりも大きくなり、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとがアンバランス状態となる（Ｖｐ＞Ｖｎ、図５（ｅ）参照）。この場合、このまま昇圧モードａ、つまり、倍電圧モードで運転を継続して行うと、一方のコンデンサ（ここでは、第１のコンデンサ６ａ）の電圧（ここでは、Ｖｐ）が高電圧となり、コンデンサ（ここでは、第１のコンデンサ６ａ）の寿命が短くなる、あるいは、素子耐圧を超える電圧が印加される虞がある。このため、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとが等値となるように制御する必要がある。以下、この制御を「電圧アンバランス抑制制御」という。
図６は、実施の形態１にかかる直流電源装置の制御部の一構成例を示す図である。制御部８は、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとを加算する加算手段８１と、加算手段８１の出力値である直流母線電圧Ｖｄｃを０．５倍する増幅手段８２と、増幅手段８２の出力値である目標電圧Ｖ＊と第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐとの差分値ΔＶｐを算出する差分値算出手段８３と、増幅手段８２の出力値である目標電圧Ｖ＊と第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとの差分値ΔＶｎを算出する差分値算出手段８４と、差分値ΔＶｐがゼロとなるような制御値Ｓ２を出力する制御手段８５と、差分値ΔＶｎがゼロとなるような制御値Ｓ１を出力する制御手段８６と、１から制御値Ｓ１を差し引いた補正値Ｓ１’を出力する補正手段８７と、キャリア信号と制御値Ｓ２とを比較して第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２を生成する比較手段８８と、キャリア信号と制御値Ｓ１’とを比較して第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１を生成する比較手段８９とを備えている。
図１に示すように交流電源１が三相交流電源である場合、図４（ｂ）および図５（ｂ）に示すように、整流回路２の出力電圧は、三相交流の周波数の６倍の周波数で脈動する直流電圧となる（図４（ｂ）および図５（ｂ）参照）。つまり、安定した電圧アンバランス抑制制御を行うためには、少なくとも交流電源１の電圧位相に同期して、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを検出して制御を行う必要がある。より好ましくは、三相交流の６倍の周波数で脈動する整流回路２の出力電圧に同期して、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを検出するようにすればよい。以下の説明では、整流回路２の出力電圧に同期して、電圧アンバランス抑制制御を行う例について説明する。
制御部８は、整流回路２の出力電圧に同期して、第１の電圧検出部９ａの検出値である第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２の電圧検出部９ｂの検出値である第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを取り込む。これら取り込まれた電圧Ｖｐ，Ｖｎを加算手段８１により加算することにより、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとからなる直列回路の両端電圧、つまり、負荷１１に印加される直流母線電圧Ｖｄｃが得られる。この直流母線電圧Ｖｄｃを増幅手段８２により０．５倍することで、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎの目標電圧Ｖ＊が得られる。この目標電圧Ｖ＊に第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎが近づくように制御することで、電圧アンバランス抑制制御を実現する。
続いて、制御部８は、差分値算出手段８３により目標電圧Ｖ＊と取り込まれた第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐとの差分値ΔＶｐを算出すると共に、差分値算出手段８４により目標電圧Ｖ＊と取り込まれた第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとの差分値ΔＶｎを算出する。そして、制御手段８５により差分値ΔＶｐがゼロとなるような制御値Ｓ２を求め、比較手段８８によりキャリア信号と制御値Ｓ２とを比較して第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２を生成すると共に、制御手段８６により差分値ΔＶｎがゼロとなるような制御値Ｓ１を求め、補正手段８７により１から制御値Ｓ１を差し引いた補正値Ｓ１’を出力し、比較手段８８によりキャリア信号と制御値Ｓ１’とを比較して第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１を生成する。
なお、制御手段８５，８６は、例えば比例積分（ＰＩ）制御であってもよいし、比例（Ｐ）制御あるいは比例積分微分（ＰＩＤ）制御であってもよく、差分値ΔＶｐ，ΔＶｎがそれぞれゼロとなるような制御値Ｓ１，Ｓ２を得る制御であれば何でもよいことは言うまでもない。これら制御手段８５，８６における制御手法により本発明が限定されるものではない。また、比例積分（ＰＩ）制御では、目標電圧Ｖ＊と取り込まれた第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐ、あるいは取り込まれた第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとが性能の限界により完全に一致しない場合、差分値ΔＶｐ，ΔＶｎの誤差が蓄積されて、例えばマイコン（マイクロコンピュータ）などで比例積分（ＰＩ）制御を実現した場合に、オーバーフローなどにより誤動作が発生する可能性がある。このような場合には、制御値Ｓ１，Ｓ２に上下限のリミッタを設けることで信頼性を向上させることが可能である。なお、この場合には、キャリア信号の底点と頂点とを上下限リミッタの値として設定することが望ましい。
また、第１の電圧検出部９ａの検出値である第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２の電圧検出部９ｂの検出値である第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを取り込むタイミングについては、例えば、上述した電源電圧検出手段（図示せず）の出力を用いて、交流電源１のゼロクロスタイミングを検知して決定するようにしてもよいし、予め交流電源１の周波数が決まっている場合には、その周波数に応じたタイミングで取り込むようにしてもよい。
図７は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードａ（倍電圧モード）における電圧アンバランス抑制制御例を示す図である。図８は、実施の形態１にかかる直流電源装置の全波整流モードにおける電圧アンバランス抑制制御例を示す図である。図９は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードｂにおける電圧アンバランス抑制制御例を示す図である。図１０は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードｃにおける電圧アンバランス抑制制御例を示す図である。図７〜図１０に示す例では、初期状態において第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎよりも誤差電圧ΔＶだけ大きい例を示している。
昇圧モードａ（倍電圧モード）では、上述した電圧アンバランス抑制制御により、図７に示すように、第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１のハイ期間が徐々に長く、第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２のハイ期間が徐々に短くなり、その結果として、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが変化し、第１のスイッチング素子４ａのオン期間、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間が長く、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間が短くなる。これにより、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが低下、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎが上昇し、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの電圧アンバランスが抑制される。
全波整流モードでは、上述した電圧アンバランス抑制制御により、図８に示すように、第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２がローに保たれたまま、第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１のハイ期間が現れ、この駆動信号ＳＷ１のハイ期間が徐々に長くなる。その結果として、第１のスイッチング素子４ａのオン期間、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間が生じ、この第２のコンデンサ６ｂの充電期間が徐々に長くなる。これにより、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎが上昇し、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの電圧アンバランスが抑制される。
昇圧モードｂでは、昇圧モードａ（倍電圧モード）と同様に、上述した電圧アンバランス抑制制御により、図９に示すように、第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１のハイ期間が徐々に長く、第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２のハイ期間が徐々に短くなり、その結果として、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが変化し、第１のスイッチング素子４ａのオン期間、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間が長く、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間が短くなる。これにより、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが低下、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎが上昇し、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの電圧アンバランスが抑制される。
また、昇圧モードｃにおいても、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｂと同様に、上述した電圧アンバランス抑制制御により、図１０に示すように、第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１のハイ期間が徐々に長く、第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２のハイ期間が徐々に短くなり、その結果として、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが変化し、第１のスイッチング素子４ａのオン期間、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間が長く、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間が短くなる。これにより、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが低下、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎが上昇し、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの電圧アンバランスが抑制される。
なお、この昇圧モードｃでは、上述した電圧アンバランス抑制制御とは異なる手法で、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎの電圧アンバランスを抑制することも可能である。図１１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の昇圧モードｃにおける電圧アンバランス抑制制御の図１０とは異なる例を示す図である。
ここで、図１１に示すように、第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１のロー期間をＴ０１、第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２のロー期間をＴ１０とし、Ｔ０１の直前の第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１と第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２との同時ハイ期間をＴ１１ａ、Ｔ１０の直前の第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１と第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２との同時ハイ期間をＴ１１ｂと定義する。
第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１と第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２との同時ハイ期間では、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂとが同時にオンすることとなるため、交流電源１からリアクトル３を介して短絡電流が流れ、リアクトル３に（Ｌ×Ｉ2）／２のエネルギーが蓄積される。この第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１と第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２との同時ハイ期間であるＴ１１ａとＴ１１ｂとを変化させ、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂとの同時オン期間を可変とすることで、リアクトル３へのエネルギーの蓄積量を変化させ、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂへの充電量を可変することができる。例えば、Ｔ１１ａが長くなると、その直後のＴ０１に充電される第１のコンデンサ６ａがより大きなエネルギーで充電され、Ｔ１１ｂが長くなると、その直後のＴ１０において充電される第２のコンデンサ６ｂがより大きなエネルギーで充電されることとなる。したがって、例えば、Ｔ０１とＴ１０とを等しくした場合でも、図１１に示すように、Ｔ１１ａ＜Ｔ１１ｂとなるように第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１と第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２との位相を制御することで、その結果として、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングが変化し、第１のスイッチング素子４ａのオン期間の位相、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電位相と、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間の位相、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電位相との関係が変化する。これにより、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが低下、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎが上昇し、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの電圧アンバランスを抑制することができる。
なお、図１に示す例では、負荷１１に全波整流モード、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｂ、昇圧モードｃの各モードで直流電圧を印加する例を示したが、例えば、動作電圧が負荷１１よりも低い負荷に電力供給する構成も考えられる。この場合、負荷１１と同様に直流母線電圧Ｖｄｃを印加する構成とした場合には、降圧回路が必要となるだけでなく、高耐圧部品を用いて降圧回路や負荷を構成する必要があり、コストアップが懸念される。
図１２は、図１に示す構成に加え、第２のコンデンサと並列に負荷を接続した構成例を示す図である。図１２に示すように、動作電圧が負荷１１よりも低い負荷１２を第２のコンデンサ６ｂと並列に接続する構成とすることにより、低耐圧部品を用いて構成することが可能であり、低コスト化に寄与することができる。このような場合、つまり、負荷１２を第２のコンデンサ６ｂと並列に接続した場合には、第２のコンデンサ６ｂから放出される電荷が増加するため、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの電圧アンバランス要因となるが、上述した電圧アンバランス抑制制御を行うことで、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの電圧アンバランスを抑制することができる。また、交流電源１の三相交流の一相に負荷が接続される等、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの電圧アンバランス要因がある場合も同様である。
また、図１に示す例では、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとをそれぞれ検出する例を示したが、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとは基準電位が異なるため、同一の基準電位から電圧を検出することができない。このため、差動回路などを用いて電圧を検出する必要がありコストアップが避けられない。
図１３は、実施の形態１にかかる直流電源装置の図１とは異なる一構成例を示す図である。図１３に示すように、図１に示した第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐを検出する第１の電圧検出部９ａに代えて、直流母線電圧Ｖｄｃを検出する母線電圧検出部１０を具備した構成とすることも可能である。この場合には、直流母線電圧Ｖｄｃと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとを同一の基準電位から分圧抵抗等を用いて検出することができ、コスト削減に寄与することが可能である。この場合には、直流母線電圧Ｖｄｃから第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを差し引いて第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐを求めると共に（Ｖｐ＝Ｖｄｃ−Ｖｎ）、母線電圧検出部１０の検出値である直流母線電圧Ｖｄｃを増幅手段８２に入力するようにすればよい。また、図示はしないが、第１の電圧検出部９ａ、第２の電圧検出部９ｂ、および母線電圧検出部１０を具備した構成であってもよいことは言うまでもなく、この場合には、母線電圧検出部１０の検出値である直流母線電圧Ｖｄｃを増幅手段８２に入力するようにすればよい。
なお、本実施の形態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電期間あるいは充電位相を制御して電圧アンバランス抑制制御を行う例について説明したが、この電圧アンバランス抑制制御の手法はこれに限らず、少なくとも交流電源１の電圧位相に同期して第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを取り込み、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの電圧アンバランスを抑制可能な手法であればよいことは言うまでもない。
以上説明したように、実施の形態１の直流電源装置によれば、三相交流を整流する整流回路と、整流回路の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトルと、負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、これら第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段と、この充電手段を制御する制御部とを備え、三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成において、少なくとも交流電源の電圧位相に同期して第１のコンデンサの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサの電圧Ｖｎを取り込み、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの充電期間あるいは充電位相を制御する等の手法を用いて、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの電圧アンバランスを抑制するようにしたので、負荷の安定駆動やコンデンサの長寿命化を図り高信頼性に寄与することができる。
より具体的には、第１のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子と、第２のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子と、第１のコンデンサの充電電荷の第１のスイッチング素子への逆流を防止する第１の逆流防止素子と、第２のコンデンサの充電電荷の第２のスイッチング素子への逆流を防止する第２の逆流防止素子とにより充電手段を構成し、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンデューティあるいはオンタイミングを制御するようにしている。
また、交流電源から三相交流が供給される場合に、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように制御することにより、電源周期に対して１２０度ずつずれた三相交流の各相の同一位相で第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のスイッチングが行われるため、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の同時オフ期間が生じる昇圧モードｂや、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の同時オン期間が生じる昇圧モードｃであっても、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
また、この場合、ｎ＝１、つまり、三相交流の周波数の３倍で第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を交互にオン制御するようにすれば、ノイズの発生量も少なく、同一の系統に接続された他の機器に与える影響を少なくすることが可能となる。
また、例えば、実施の形態１にかかる直流電源装置を複数種の三相交流に適用する場合には、スイッチング周波数を各三相交流の周波数の最小公倍数の３ｍ倍（ｍは自然数）とすればよい。例えば、５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの三相交流に適用される場合には、スイッチング周波数を５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数である３００Ｈｚの３ｍ倍としておくことで対応可能である。
実施の形態２．
実施の形態１では、三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成について説明したが、本実施の形態では、単相交流を直流に変換して負荷に供給する構成について説明する。
図１４は、実施の形態２にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。図１４に示すように、実施の形態２にかかる直流電源装置１００ａは、交流電源１ａから供給される単相交流を直流に変換して負荷１１に供給する構成としている。なお、図１４に示す構成では、整流回路２ａは、４つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された単相全波整流回路として構成される。また、図１４に示す例では、リアクトル３を整流回路２ａの出力側に接続した例を示したが、整流回路２ａの入力側に接続した構成であってもよい。また、実施の形態２にかかる直流電源装置１００ａの制御部６の構成は、実施の形態１と同一であるので、ここでは説明を省略する。
本実施の形態においても、実施の形態１と同様に、実施の形態２にかかる直流電源装置１００ａにおける動作モードとして、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モードと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する昇圧モードとを有し、この昇圧モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧モードａ（倍電圧モード）と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満の昇圧モードｂと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい昇圧モードｃとがある。これら各動作モードについては、実施の形態１において説明した三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成と同様であるので、説明を省略する。
図１５は、実施の形態２にかかる直流電源装置の昇圧モードａ（倍電圧モード）において、正しいタイミングでスイッチ動作した例を示す図である。また、図１６は、実施の形態２にかかる直流電源装置の昇圧モードａ（倍電圧モード）において、第１のスイッチング素子のオンタイミングが遅延した例を示す図である。
図１５および図１６に示す例では、単相交流の周波数で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御した例を示している。図１５（ａ）および図１６（ａ）は、各相電源電圧波形を示し、図１５（ｂ）および図１６（ｂ）は、整流回路２ａの出力電圧波形を示し、図１５（ｃ）および図１６（ｃ）は、第１のスイッチング素子４ａのスイッチング波形を示し、図１５（ｄ）および図１６（ｄ）は、第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング波形を示し、図１５（ｅ）および図１６（ｅ）は、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐ波形および第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎ波形を示している。
図１５および図１６において、第１のスイッチング素子４ａのオン期間Ｔ１は、第２のコンデンサ６ｂの充電期間に等しく、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔ２は、第１のコンデンサ６ａの充電期間に等しい。図１５に示すように、第１のスイッチング素子４ａのオン期間Ｔ１、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間と、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔ２、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間とが等しい場合には（図１５（ｃ），（ｄ）参照）、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとが等値となる（図１５（ｅ）参照）。
これに対し、図１６に示すように、素子ばらつき等により第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングがΔｔだけ遅延し、第１のスイッチング素子４ａのオン期間Ｔ１、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間が、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔ２、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間よりも短くなった場合には（Ｔ１＝Ｔ２−Δｔ＜Ｔ２、図１６（ｃ），（ｄ）参照）、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎよりも大きくなり、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとがアンバランス状態となる（Ｖｐ＞Ｖｎ、図１６（ｅ）参照）。この場合、このまま昇圧モードａ、つまり、倍電圧モードで運転を継続して行うと、一方のコンデンサ（ここでは、第１のコンデンサ６ａ）の電圧（ここでは、Ｖｐ）が高電圧となり、コンデンサ（ここでは、第１のコンデンサ６ａ）の寿命が短くなる、あるいは、素子耐圧を超える電圧が印加される虞がある。このため、単相交流を直流に変換して負荷に供給する構成においても、実施の形態１と同様に電圧アンバランス抑制制御を行う必要がある。
図１４に示すように交流電源１ａが単相交流電源である場合、図１５（ｂ）および図１６（ｂ）に示すように、整流回路２ａの出力電圧は、単相交流の周波数の２倍の周波数で脈動する直流電圧となる（図１５（ｂ）および図１６（ｂ）参照）。つまり、安定した電圧アンバランス抑制制御を行うためには、実施の形態１と同様に、少なくとも交流電源１ａの電圧位相に同期して、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを検出して制御を行う必要がある。より好ましくは、単相交流の２倍の周波数で脈動する整流回路２ａの出力電圧に同期して、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを検出するようにすればよい。このように、単相交流を直流に変換して負荷に供給する構成においても、少なくとも交流電源１ａの電圧位相、より好ましくは、整流回路２ａの出力電圧に同期して、電圧アンバランス抑制制御を行うようにすればよい。
以上説明したように、実施の形態２の直流電源装置によれば、単相交流を直流に変換して負荷に供給する構成においても、少なくとも交流電源の電圧位相に同期して第１のコンデンサの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサの電圧Ｖｎを取り込み、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの充電期間あるいは充電位相を制御する等の手法を用いて、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの電圧アンバランスを抑制するようにしたので、負荷の安定駆動やコンデンサの長寿命化を図り高信頼性に寄与することができる。
実施の形態３．
本実施の形態では、実施の形態１に記載した直流電源装置１００を適用した冷凍サイクル適用機器について説明する。
ここでは、実施の形態３にかかる冷凍サイクル適用機器のより具体的な構成について、図１７を参照して説明する。
図１７は、実施の形態３にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図である。実施の形態３にかかる冷凍サイクル適用機器としては、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機等を想定しており、図１７に示す例では、実施の形態１において図１で説明した直流電源装置１００の負荷１１として、インバータ２０、圧縮機２１、モータ２２、冷凍サイクル２３を含み構成される冷凍空調装置を接続した構成例を示している。
インバータ２０は、直流電源装置１００から供給される直流母線電圧Ｖｄｃにより動作し、圧縮機２１に内蔵されるモータ２２を可変速度、可変電圧で駆動することで、圧縮機２１にて冷凍サイクル２３内の冷媒を圧縮して冷凍サイクル２３と動作させることで、冷房や暖房など所望の動作を行う。
図１７に示すように構成された冷凍サイクル適用機器では、上述した実施の形態１において説明した直流電源装置１００により得られる効果を享受することができる。
つまり、全波整流モード、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｂ、および昇圧モードｃの何れの動作モードにおいても、実施の形態１において説明した電圧アンバランス抑制制御により、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂとの電圧アンバランスが抑制される。
また、実施の形態１にかかる直流電源装置１００を適用した本実施の形態にかかる冷凍サイクル適用機器の効果はこれに留まらない。
図１８は、実施の形態２にかかる冷凍サイクル適用機器におけるモータの回転数と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係を表す図である。一般に、冷凍空調装置は、目標温度との差が大きい場合には能力を向上させて、迅速に目標温度に近づけるよう動作する。このとき、インバータ２０は、モータ２２の回転数を増加させて、圧縮機２１で圧縮する冷媒量を増加させることで能力を向上させる。モータ２２の駆動に必要な電圧値は、図１８に示すようにモータ２２の回転数に比例して増加し、誘起電圧が低いモータの場合にはＶｍ１（図１８中に示す破線）、誘起電圧が高いモータの場合にはＶｍ２（図１８中に示す一点鎖線）のような特性となる。誘起電圧が高いモータを用いた場合には、インバータ２０から供給する電圧が増加する分、少ない電流で駆動することが可能であるため、インバータ２０の損失が小さくなり、高効率な運転が可能となる。しかし、全波整流モードで動作させた場合、直流母線電圧Ｖｄｃが低いため、高効率な運転が可能な最大回転数はＮ１が上限値となり、それ以上の回転数では弱め磁束制御を用いることで運転は可能であるが電流が増加するため効率は悪化することとなる。
実施の形態１において説明した直流電源装置１００では、モータ２２の回転数の上昇に応じて、回転数Ｎ１までの領域では全波整流モード、回転数Ｎ１から回転数Ｎ２までの領域では昇圧モードｂ、回転数Ｎ２では昇圧モードａ（倍電圧モード）、回転数Ｎ２以上の領域では昇圧モードｃへと切り替えることで、直流母線電圧Ｖｄｃを昇圧することができるので、モータ２２を高効率且つ高速で駆動させることが可能となる。また、回転数Ｎ１以上の領域では、Ｖｍ２≒Ｖｄｃで動作させることにより、インバータ２０は変調率が高い状態で動作するため、ＰＷＭによるスイッチングパルス数が減少するため、インバータ２０のスイッチング損失の低減や、モータ２２の高周波鉄損の低減による高効率化を図ることが可能である。また、昇圧モードｃで動作させることにより、昇圧モードａ（倍電圧モード）よりもさらに高い電圧を出力可能であるため、モータ２２の高巻数化による誘起電圧の増加による高効率化が図れる。
また、近年、ネオジウム（Ｎｄ）やディスプロシウム（Ｄｙ）などの高価かつ安定供給が困難な希土類磁石を使用したモータから、希土類磁石を用いないモータへの移行検討が進んでいるが、効率低下および減磁耐力の低下が課題となっている。実施の形態１において説明した直流電源装置１００では、上述したように効率低下を昇圧による高巻数化で補うことが可能であり、また、減磁耐力の低下については、昇圧による弱め磁束制御の抑制を図ることが可能となり、安定供給が可能で且つ安価なモータを使用することが可能となる。
また、直流電源装置１００の電源である交流電源１の電源電圧としては、２００Ｖ／４００Ｖなど様々な電源電圧が存在する。そのため、仕向地毎の各電源事情に併せてモータ２２を設計するとモータ仕様が複数種類となり、モータ２２の評価負荷や開発負荷が増大する。実施の形態１において説明した直流電源装置１００では、例えば、交流電源１の電源電圧が２００Ｖの場合には昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させ、交流電源１の電源電圧が４００Ｖの場合には全波整流モードで動作させることで、直流母線電圧Ｖｄｃが交流電源１の電源電圧が２００Ｖの場合と交流電源１の電源電圧が４００Ｖの場合とで同値となり、同一のモータ仕様で駆動することが可能となる。さらに、交流電源１の電源電圧が４００Ｖの場合においても、全波整流モードで動作させた場合、電源電圧が変動すると直流母線電圧Ｖｄｃが変動するが、例えば、全波整流モードで動作させた場合に直流母線電圧Ｖｄｃが想定値よりも低くなる場合には、昇圧モードｂを用いて直流母線電圧Ｖｄｃを昇圧することにより、電源電圧の変動による影響を低減することが可能となり、インバータ２０を一定電圧で動作させることが可能となる。
さらに、交流電源１が三相交流電源である場合には、各昇圧モードにおいて、電源電圧検出手段の検出結果から得た三相交流の周波数の３ｎ倍で、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を交互にオン制御することにより、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
以上説明したように、実施の形態３の冷凍サイクル適用機器によれば、上述した実施の形態１に記載の直流電源装置を用いて構成することにより、実施の形態１において説明した直流電源装置により得られる効果を享受することができる。
また、モータの回転数の上昇に応じて、全波整流モード、昇圧モードｂ、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｃへと切り替えることで、モータを高効率且つ高速で駆動させることが可能となる。
また、モータの高巻数化による誘起電圧の増加による高効率化が図れるので、安定供給が可能で且つ安価なモータを使用することが可能となる。
また、モータ仕様を変更することなく異なる電源電圧に対応することが可能であるので、モータの評価負荷や開発負荷を軽減することができる。
また、三相交流電源を供給する場合には、各昇圧モードにおいて、電源電圧検出手段の検出結果から得た三相交流の周波数の３ｎ倍でスイッチングを行うことにより、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
なお、上述した実施の形態において、コンデンサの充電手段を構成するスイッチング素子や逆流防止素子としては、一般的には珪素（Ｓｉ：シリコン）を材料とするＳｉ系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）半導体を用いてもよい。
このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子や逆流防止素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子や逆流防止素子を用いることにより、これらの素子を用いて構成した直流電源装置の小型化が可能となる。
また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、直流電源装置の一層の小型化が可能になる。
さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子や逆流防止素子の高効率化が可能であり、延いては直流電源装置の高効率化が可能になる。
なお、スイッチング素子および逆流防止素子の両方がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がＷＢＧ半導体によって形成されていてもよく、上述した効果を得ることが可能である。
また、上述した実施の形態では、スイッチング素子として、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴを例として挙げたが、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、絶縁ゲート半導体装置、バイポーラトランジスタ等を用いても、同様の効果を得ることが可能である。
また、制御部は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能であるが、その他にもアナログ回路やデジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
以上のように、本発明は、負荷の両端間に複数のコンデンサが直列接続され、これら複数のコンデンサを充電して負荷に電力供給を行う構成の直流電源装置において、複数のコンデンサの電圧アンバランスを抑制する技術として有用であり、特に、交流を直流に変換して負荷に供給する構成の直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器に適している。
１，１ａ 交流電源、２，２ａ 整流回路、３ リアクトル、４ａ 第１のスイッチング素子、４ｂ 第２のスイッチング素子、５ａ 第１の逆流防止素子、５ｂ 第２の逆流防止素子、６ａ 第１のコンデンサ、６ｂ 第２のコンデンサ、７ 充電手段、８ 制御部、９ａ 第１の電圧検出部、９ｂ 第２の電圧検出部、１０ 母線電圧検出部、１１，１２ 負荷、２０ インバータ、２１ 圧縮機、２２ モータ、２３ 冷凍サイクル、８１ 加算手段、８２ 増幅手段、８３，８４ 差分値算出手段、８５，８６ 制御手段、８７ 補正手段、８８，８９ 比較手段、１００，１００ａ 直流電源装置。

Claims (14)

  1. 交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、
    前記交流を整流する整流回路と、
    前記整流回路の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトルと、
    前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、
    前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段と、
    前記充電手段を制御する制御部と、
    を備え、
    前記制御部は、前記第１のコンデンサの充電期間もしくは前記第２のコンデンサの充電期間の少なくとも一方を制御し、
    第１の時刻における前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサの電圧差に対して、前記第１のコンデンサもしくは前記第２のコンデンサの少なくとも一方の充電期間を変更することにより、前記第１の時刻よりも後の第２の時刻における前記第１および前記第２のコンデンサの電圧差を小さくする直流電源装置。
  2. 前記制御部は、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの充電期間をそれぞれ制御して、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの電圧アンバランスを抑制する請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 前記制御部は、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの充電位相をそれぞれ制御して、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの電圧アンバランスを抑制する請求項１に記載の直流電源装置。
  4. 前記制御部は、前記交流の電圧ゼロクロスを検知して、前記第１のコンデンサの電圧および前記第２のコンデンサの電圧を取り込む請求項１に記載の直流電源装置。
  5. 前記充電手段は、
    前記第１のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子と、
    前記第２のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子と、
    前記第１のコンデンサの充電電荷の前記第１のスイッチング素子への逆流を防止する第１の逆流防止素子と、
    前記第２のコンデンサの充電電荷の前記第２のスイッチング素子への逆流を防止する第２の逆流防止素子と、
    を備える請求項１に記載の直流電源装置。
  6. 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティをそれぞれ変化させて、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの電圧アンバランスを抑制する請求項５に記載の直流電源装置。
  7. 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンタイミングをそれぞれ変化させて、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの電圧アンバランスを抑制する請求項５に記載の直流電源装置。
  8. 前記制御部は、
    前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオフ制御状態とする全波整流モードと、
    前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を交互にオン制御する昇圧モードと、
    を有する請求項５に記載の直流電源装置。
  9. 前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第１の逆流防止素子、および前記第２の逆流防止素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項５に記載の直流電源装置。
  10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドである請求項９に記載の直流電源装置。
  11. 前記交流は三相交流であり、
    前記制御部は、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間を１周期とするときの当該１周期の逆数である充電周波数が前記三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように、前記充電手段を制御する請求項１に記載の直流電源装置。
  12. 前記制御部は、複数種の前記三相交流の周波数に対応して、前記充電周波数が複数種の当該三相交流の周波数の最小公倍数の３ｍ倍（ｍは自然数）となるように、前記充電手段を制御する請求項１１に記載の直流電源装置。
  13. 請求項１から１２のいずれか一項に記載の直流電源装置を備える冷凍サイクル適用機器。
  14. 前記負荷として、モータを駆動するインバータを備える請求項１３に記載の冷凍サイクル適用機器。
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