CN105493390B - 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于获得一种直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备，该直流电源装置为在将交流转换为直流供给到负载的结构中，能够抑制在负载的两端间串联连接的多个电容器的电压不平衡，能够实现负载的稳定驱动和电容器的长寿命化并有助于实现高可靠性。直流电源装置包括：整流电路（2），其对交流进行整流；电抗器（3），其与整流电路（2）的输入侧或输出侧连接；第一电容器（6a）和第二电容器（6b），其在连向负载（11）的输出端子间串联连接；充电单元（7），其有选择地对第一电容器（6a）和第二电容器（6b）中的一方或双方进行充电；以及控制部（8），其基于在与交流的电压相位同步的定时时的上述第一电容器（6a）的电压Vp和在该定时时的第二电容器（6b）的电压Vn对充电单元（7）进行控制，以抑制第一电容器（6a）与第二电容器（6b）的电压不平衡。

Description

直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备
技术领域
本发明涉及直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备。
背景技术
以往，在将对用于空调机、热泵式热水器、冰箱和制冷机等中的压缩机电动机等进行驱动的逆变器作为负载的直流电源装置中，作为将交流转换为直流的结构，例如公开了将单相交流转换为直流的结构(例如专利文献1)和将三相交流转换为直流的结构(例如专利文献2)。在这些现有技术中，通过将开关频率抑制得较低，能够减少开关损耗，能够实现高效率化。
在上述现有技术中，通过在负载的两端间串联连接多个电容器，并对这些多个电容器进行充电，来对供给到负载的电压值进行控制。在这种结构中，为了使向负载的供给电压稳定实现高可靠性，并且实现电容器的长寿命化，需要使多个电容器的电压平衡。作为这样的技术，例如公开了在半桥型AC/DC转换器中，在负载的两端间设置由电阻值相等的第一和第二检测电阻构成的不平衡检测电路，将该中点电压作为不平衡检测电压进行检测，进行控制以使得该不平衡检测电压变成恒定的结构(例如，专利文献3)，以及例如在DC/DC转换器中，设置对2个电容器的两端电压进行检测的电压检测器，基于该电压检测器的输出而输出被脉冲调制后的脉冲，来适当地控制开关动作的结构(例如，专利文献4)。
专利文献1：日本特开2000-278955号公报
专利文献2：日本特许5087346号公报
专利文献3：日本特开平5-328729号公报
专利文献4：日本特开2008-295228号公报
发明内容
但是，在专利文献3所记载的技术中，不仅需要不平衡检测电路使成本上升，而且会产生由各检测电阻导致的电力消耗而使效率低下。此外，存在以下问题：有时由为了抑制各检测电阻的电阻值的偏差、或向负载的供给电压升高各检测电阻的电力消耗而使用了高阻抗、大型的电阻的情况下S/N比恶化等导致的检测值的精度下降，由此无法抑制各电容器的电压不平衡。
此外，专利文献4中所记载的技术以DC/DC转换器为对象，假设了电源电压为直流的情况。虽然在该情况下，与电源电压为交流的情况不同，由于不会产生因交流频率的脉动分量产生的输入电压的振幅变化所以比较容易进行控制，但是在电源电压为交流的情况下，因交流频率的脉动分量，产生输入电压的振幅变化。因此，在电源电压为交流的情况下，需要考虑电源频率或振幅的变化等来构筑控制系统，但如专利文献4所记载，在仅检测2个电容器的电压并进行了控制的情况下，有可能存在以下问题：控制变得不稳定，电容器的电压变得波动，纹波电流增加且电容器的寿命劣化加速。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备，该直流电源装置在将交流转换为直流供给到负载的结构中，能够抑制在负载的两端间串联连接的多个电容器的电压不平衡，能够实现负载的稳定驱动和电容器的长寿命化并有助于实现高可靠性。
为了解决上述问题、实现发明目的，本发明涉及的直流电源装置，其将交流转换为直流供给到负载，具有：整流电路，其对上述交流进行整流；电抗器，其与上述整流电路的输入侧或输出侧连接；第一电容器和第二电容器，其在连向上述负载的输出端子间串联连接；充电单元，其有选择地对上述第一电容器和上述第二电容器中的一方或双方进行充电；以及控制部，其对上述充电单元进行控制，上述控制部对上述第一电容器和上述第二电容器中的至少一方的充电期间进行控制，对于在第一时刻的、上述第一电容器与上述第二电容器的电压差，通过变更上述第一电容器和上述第二电容器中的至少一方的充电期间，来减小在上述第一时刻之后的第二时刻的、上述第一电容器与上述第二电容器的电压差。
根据本发明，达到以下效果：在将交流转换为直流供给到负载的结构中，能够抑制在负载的两端间串联连接的多个电容器的电压不平衡，能够实现负载的稳定驱动和电容器的长寿命化并有助于实现高可靠性。
附图说明
图1是表示实施方式1涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。
图2是表示实施方式1涉及的直流电源装置的开关控制状态的图。
图3是表示实施方式1涉及的直流电源装置的各动作模式的图。
图4是表示在实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式a(倍压模式)下，在正确的定时进行了开关动作的示例的图。
图5是表示在实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式a(倍压模式)下，第一开关元件的导通定时发生了延迟的示例的图。
图6是表示实施方式1涉及的直流电源装置的控制部的一个结构示例的图。
图7是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式a(倍压模式)下的电压不平衡抑制控制示例的图。
图8是表示实施方式1涉及的直流电源装置的全波整流模式下的电压不平衡抑制控制示例的图。
图9是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式b下的电压不平衡抑制控制示例的图。
图10是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式c下的电压不平衡抑制控制示例的图。
图11是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式c下的电压不平衡抑制控制的、与图10不同的示例的图。
图12是表示除了图1所示的结构以外，还将负载与第二电容器并联连接的结构示例的图。
图13是表示实施方式1涉及的直流电源装置的、与图1不同的一个结构示例的图。
图14是表示实施方式2涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。
图15是表示在实施方式2涉及的直流电源装置的升压模式a(倍压模式)下，在正确的定时进行了开关动作的示例的图。
图16是表示在实施方式2涉及的直流电源装置的升压模式a(倍压模式)下，第一开关元件的导通定时发生了延迟的示例的图。
图17是表示实施方式3涉及的制冷循环应用设备的一个结构示例的图。
图18是表示实施方式3涉及的制冷循环应用设备中的电动机的转速与直流母线电压Vdc的关系的图。
标号说明
1、1a交流电源；2、2a整流电路；3电抗器；4a第一开关元件；4b第二开关元件；5a第一防逆流元件；5b第二防逆流元件；6a第一电容器；6b第二电容器；7充电单元；8控制部；9a第一电压检测部；9b第二电压检测部；10母线电压检测部；11、12负载；20逆变器；21压缩机；22电动机；23制冷循环；81加法单元；82放大单元；83、84差分值计算单元；85、86控制单元；87校正单元；88、89比较单元；100、100a直流电源装置。
具体实施方式
下面，参照附图，对本发明的实施方式涉及的直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备进行说明。另外，本发明不局限于以下示出的实施方式。
实施方式1
图1是表示实施方式1涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。如图1所示，实施方式1涉及的直流电源装置100是将从交流电源1供给的三相交流转换为直流供给到负载11的结构。此外，虽然在本实施方式中，将驱动例如在制冷循环应用设备中所使用的压缩机电动机的逆变器负载等设定为负载11，但是当然不限于此。
直流电源装置100包括：对三相交流进行整流的整流电路2；与整流电路2的输出侧连接的电抗器3；在连向负载11的输出端子间串联连接的第一电容器6a和第二电容器6b；有选择地对所述第一电容器6a和第二电容器6b中的一方或双方进行充电的充电单元7；控制充电单元7的控制部8；检测第一电容器6a的电压Vp的第一电压检测部9a；以及检测第二电容器6b的电压Vn的第二电压检测部9b。另外，在图1所示的示例中，整流电路2构成为将6个整流二极管进行全桥连接而成的三相全波整流电路。此外，虽然在图1所示的示例中，示出了将电抗器3连接在整流电路2的输出侧的示例，但是也可以是在每相与整流电路2的输入侧连接的结构。
充电单元7包括：对第一电容器6a的充电、不充电进行切换的第一开关元件4a；对第二电容器6b的充电、不充电进行切换的第二开关元件4b；防止第一电容器6a的充电电荷向第一开关元件4a逆流的第一防逆流元件5a；以及防止第二电容器6b的充电电荷向第二开关元件4b逆流的第二防逆流元件5b。
将由第一开关元件4a和第二开关元件4b构成的串联电路的中点与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的中点连接，从第一开关元件4a的集电极向着第一电容器6a与负载11的连接点正向地连接第一防逆流元件5a，从第二电容器6b与负载11的连接点向着第二开关元件4b的发射极正向地连接第二防逆流元件5b。
第一电容器6a和第二电容器6b分别使用相同电容的电容器。此外，作为第一开关元件4a和第二开关元件4b，例如使用功率晶体管、功率-MOSFET、IGBT等半导体元件。
控制部8通过对第一开关元件4a和第二开关元件4b进行导通断开控制，来控制供给到负载11的直流电压。以下，参照图1～图3，对由该控制部8进行的第一开关元件4a和第二开关元件4b的开关控制进行说明。
图2是表示实施方式1涉及的直流电源装置的开关控制状态的图。另外，在图2所示的示例中省略了各结构要素的符号。
状态A表示第一开关元件4a和第二开关元件4b双方都被控制成断开的状态。在这种状态下，对第一电容器6a和第二电容器6b进行充电。
状态B表示仅第一开关元件4a被控制成导通的状态。在这种状态下，仅对第二电容器6b进行充电。
状态C表示仅第二开关元件4b被控制成导通的状态。在这种状态下，仅对第一电容器6a进行充电。
状态D表示2个开关元件4a、4b双方都被控制成导通的短路状态。在这种状态下，不对第一电容器6a和第二电容器6b双方进行充电。
在本实施方式中，通过适当切换图2所示的各状态，控制供给到负载11的直流电压。
图3是表示实施方式1涉及的直流电源装置的各动作模式的图。如图3所示，作为实施方式1涉及的直流电源装置100的动作模式，具有使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开的控制状态的全波整流模式和对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制的升压模式。
作为升压模式，存在下述模式：第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比为50％的升压模式a(倍压模式)，第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比小于50％的升压模式b，以及第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比大于50％的升压模式c。
在全波整流模式下，通过使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开的控制状态，由整流电路2进行了全波整流而得到的电压为输出电压。
在升压模式a(倍压模式)下，第一开关元件4a的导通定时和第二开关元件4b的断开定时几乎同时，第一开关元件4a的断开定时和第二开关元件4b的导通定时几乎同时，图2所示的状态B和状态C轮流出现。这时的输出电压为全波整流模式下的输出电压的大致2倍。
在升压模式b下，设置有第一开关元件4a和第二开关元件4b都断开的同时断开期间。这时，周期性反复进行图2所示的状态B→状态A→状态C→状态A的状态转换，这时的输出电压为全波整流模式下的输出电压与升压模式a(倍压模式)下的输出电压的中间电压。
在升压模式c下，设置有第一开关元件4a和第二开关元件4b都导通的同时导通期间。这时，周期性反复进行图2所示的状态D→状态C→状态D→状态B的状态转换，在该同时导通期间(这里为状态D的期间)能量蓄积在电抗器3中。这时的输出电压为升压模式a(倍压模式)下的输出电压以上的电压。
这样，在本实施方式中，通过使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比变化，能够控制供给到负载11的直流电压。
接着，参照图1，对实施方式1涉及的直流电源装置100的各升压模式下的第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率进行说明。这里，第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率表示：在将第一电容器6a及第二电容器6b的1组的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间、即将第一开关元件4a及第二开关元件4b的1组的导通期间和断开期间进行组合得到的期间作为1个周期时，该1个周期的倒数即开关频率。另外，在以下的说明中，在以第一电容器6a和第二电容器6b为主体的表现中使用“充电频率”进行说明，在以下的说明中，在以第一开关元件4a和第二开关元件4b为主体的表现中使用“开关频率”进行说明。
在本实施方式中，进行控制以使第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率为三相交流频率的3n倍(n为自然数)。也就是说，将开关频率设为三相交流的频率的3n倍，对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制。由此，进行开关控制时各相电流中出现的失真在各相中相同的相位产生，所以能够使各相电流的波形成为相对于电源周期各错开120度的相似形状，能够克服三相交流的各相电流的不平衡。
与此相对，在将开关频率设为三相交流的频率的3n倍以外的频率的情况下，各相电流的波形不成为相似形状，产生各相电流的不平衡。此外，在与三相交流的频率同步地进行开关控制的情况中也同样，产生三相交流的各相电流的不平衡。
也就是说，在不以三相交流的电源频率的3n倍进行第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关、而在各相以不同的相位进行开关的情况下，产生各相电流的不平衡，各相电流的失真率增大，导致功率因数变差、谐波电流增加。
在本实施方式中，如上所述，进行控制以使第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率、即第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率成为三相交流频率的3n倍，由此以相对于电源周期各错开120度的三相交流的各相的同一相位进行第一开关元件4a和第二开关元件4b的开关，从而即使在产生第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时断开期间的升压模式b和产生第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通期间的升压模式c下，也能够使三相交流的各相电流的波形成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，进而各相电流的失真率为极小值，能够改善功率因数、抑制谐波电流。
此外，如果设为n＝1、即以三相交流频率的3倍对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制，则噪声的产生量也小，能够减少对连接到同一个系统的其他设备造成的影响。
此外，电源频率广泛使用50Hz和60Hz，在需要与设置位置对应地进行区分使用的情况下，通过设置检测电源电压的传感器等电源电压检测单元(未图示)，检测电源电压的过零定时，能够掌握交流电源1的频率。此外，以50Hz和60Hz的最小公倍数即300Hz之3m倍(m为自然数)进行开关动作，由此无需知晓交流电源1的频率就能够克服各相电流的不平衡，无需设置电源电压检测单元因此还有助于低成本化。
接着，参照图1、图4和图5，对第一电容器6a的电压Vp和第二电容器6b的电压Vn变为不平衡的具体示例进行说明。图4是表示在实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式a(倍压模式)下，在正确的定时进行了开关动作的示例的图。此外，图5是表示在实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式a(倍压模式)下，第一开关元件的导通定时发生了延迟的示例的图。
在图4和图5所示的例子中，示出了n＝1、即以三相交流频率的3倍对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制的示例。图4的(a)和图5的(a)表示各相电源电压波形，图4的(b)和图5的(b)表示整流电路2的输出电压波形，图4的(c)和图5的(c)表示第一开关元件4a的开关波形，图4的(d)和图5的(d)表示第二开关元件4b的开关波形，图4的(e)和图5的(e)表示第一电容器6a的电压Vp波形和第二电容器6b的电压Vn波形。
在图4和图5中，第一开关元件4a的导通期间T1等于第二电容器6b的充电期间，第二开关元件4b的导通期间T2等于第一电容器6a的充电期间。如图4所示，在第一开关元件4a的导通期间T1即第二电容器6b的充电期间与第二开关元件4b的导通期间T2即第一电容器6a的充电期间相等的情况下(参照图4的(c)、(d))，第一电容器6a的电压Vp与第二电容器6b的电压Vn为相等值(参照图4的(e))。
与此相对，如图5所示，在因元件偏差等，第一开关元件4a的导通定时延迟Δt、第一开关元件4a的导通期间T1即第二电容器6b的充电期间比第二开关元件4b的导通期间T2即第一电容器6a的充电期间短的情况下(T1＝T2-Δt<T2、参照图5的(c)、(d))，第一电容器6a的电压Vp比第二电容器6b的电压Vn大，第一电容器6a的电压Vp与第二电容器6b的电压Vn成为不平衡状态(Vp>Vn、参照图5的(e))。在该情况下，当维持升压模式a即倍压模式地继续进行运转，则有可能一方电容器(这里为第一电容器6a)的电压(这里为Vp)成为高电压，电容器(这里为第一电容器6a)的寿命缩短、或被施加超过元件耐压的电压。因此，需要进行使第一电容器6a的电压Vp与第二电容器6b的电压Vn成为相等值的控制。以下，将该控制称作“电压不平衡抑制控制”。
图6是表示实施方式1涉及的直流电源装置的控制部的一个结构示例的图。控制部8具有：加法单元81，其将第一电容器6a的电压Vp和第二电容器6b的电压Vn相加；放大单元82，其将加法单元81的输出值即直流母线电压Vdc放大0.5倍；差分值计算单元83，其计算放大单元82的输出值即目标电压V*与第一电容器6a的电压Vp的差分值ΔVp；差分值计算单元84，其计算放大单元82的输出值即目标电压V*与第二电容器6b的电压Vn的差分值ΔVn；控制单元85，其输出能够使差分值ΔVp为零的控制值S2；控制单元86，其输出能够使差分值ΔVn为零的控制值S1；校正单元87，其输出从1减去控制值S1后得到的校正值S1’；比较单元88，其对载波信号和控制值S2进行比较而生成第二开关元件4b的驱动信号SW2；以及比较单元89，其对载波信号和校正值S1’进行比较而生成第一开关元件4a的驱动信号SW1。
在如图1所示交流电源1为三相交流电源的情况下，如图4的(b)和图5的(b)所示，整流电路2的输出电压为以三相交流的频率的6倍的频率发生脉动的直流电压(参照图的4(b)和图5的(b))。也就是说，为了进行稳定的电压不平衡抑制控制，需要至少与交流电源1的电压相位同步地检测第一电容器6a的电压Vp和第二电容器6b的电压Vn并进行控制。更优选的是，与以三相交流的6倍的频率发生脉动的整流电路2的输出电压同步地检测第一电容器6a的电压Vp和第二电容器6b的电压Vn即可。在以下的说明中，说明与整流电路2的输出电压同步地进行电压不平衡抑制控制的示例。
控制部8与整流电路2的输出电压同步地获取第一电压检测部9a的检测值即第一电容器6a的电压Vp和第二电压检测部9b的检测值即第二电容器6b的电压Vn。通过加法单元81将这些被获取的电压Vp、Vn相加，由此得到由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的两端电压即施加到负载11的直流母线电压Vdc。通过放大单元82，将该直流母线电压Vdc放大0.5倍，由此得到第一电容器6a的电压Vp及第二电容器6b的电压Vn的目标电压V*。通过进行控制而使第一电容器6a的电压Vp及第二电容器6b的电压Vn接近该目标电压V*，实现电压不平衡抑制控制。
接下来，控制部8通过差分值计算单元83来计算目标电压V*与被获取的第一电容器6a的电压Vp的差分值ΔVp，并且通过差分值计算单元84来计算目标电压V*与被获取的第二电容器6b的电压Vn的差分值ΔVn。然后，通过控制单元85来求出能够使差分值ΔVp为零的控制值S2，通过比较单元88来对载波信号和控制值S2进行比较并生成第二开关元件4b的驱动信号SW2，并且通过控制单元86来求出能够使差分值ΔVn为零的控制值S1，通过校正单元87来输出从1减去控制值S1后得到的校正值S1’，通过比较单元89来对载波信号和校正值S1’进行比较并生成第一开关元件4a的驱动信号SW1。
另外，控制单元85、86例如可以为比例积分(PI)控制，也可以为比例(P)控制或比例积分微分(PID)控制，无疑只要是用于获得能够使差分值ΔVp、ΔVn分别成为零的控制值S1、S2的控制即可。本发明不限定于这些控制单元85，86中的控制方法。此外，在比例积分(PI)控制中，在目标电压V*与被获取的第一电容器6a的电压Vp或被获取的第二电容器6b的电压Vn由于性能的极限而无法完全一致的情况下，差分值ΔVp、ΔVn的误差被蓄积，在通过例如微处理器(microcomputer，微型计算机)等来实现了比例积分(PI)控制的情况下，有可能由于溢出(overflow)等而发生错误动作。在这样的情况下，能够通过对控制值S1、S2设置上下限的限幅器来提高可靠性。另外，在该情况下，优选将载波信号的底点和顶点设定为上下限限幅的值。
此外，关于获取第一电压检测部9a的检测值即第一电容器6a的电压Vp和第二电压检测部9b的检测值即第二电容器6b的电压Vn的定时，例如，可以使用上述电源电压检测单元(未图示)的输出，检测交流电源1的过零定时来进行确定，在预先确定出交流电源1的频率的情况下，也可以在与该频率相应的定时进行获取。
图7是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式a(倍压模式)下的电压不平衡抑制控制示例的图。图8是表示实施方式1涉及的直流电源装置的全波整流模式下的电压不平衡抑制控制示例的图。图9是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式b下的电压不平衡抑制控制示例的图。图10是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式c下的电压不平衡抑制控制示例的图。在图7～图10所示的示例中示出了在初始状态下，第一电容器6a的电压Vp比第二电容器6b的电压Vn大了误差电压ΔV的示例。
在升压模式a(倍压模式)下，通过上述电压不平衡抑制控制，如图7所示，第一开关元件4a的驱动信号SW1的高电位期间逐渐变长，第二开关元件4b的驱动信号SW2的高电位期间逐渐变短，其结果是，第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比发生变化，第一开关元件4a的导通期间即第二电容器6b的充电期间变长，第二开关元件4b的导通期间即第一电容器6a的充电期间变短。由此，第一电容器6a的电压Vp下降，第二电容器6b的电压Vn上升，第一电容器6a与第二电容器6b的电压不平衡被抑制。
在全波整流模式下，通过上述电压不平衡抑制控制，如图8所示，在第二开关元件4b的驱动信号SW2保持为低电位的状态下，出现第一开关元件4a的驱动信号SW1的高电位期间，该驱动信号SW1的高电位期间逐渐变长。其结果是，产生第一开关元件4a的导通期间即第二电容器6b的充电期间，该第二电容器6b的充电期间逐渐变长。由此，第二电容器6b的电压Vn上升，第一电容器6a与第二电容器6b的电压不平衡被抑制。
在升压模式b下，与升压模式a(倍压模式)同样，通过上述电压不平衡抑制控制，如图9所示，第一开关元件4a的驱动信号SW1的高电位期间逐渐变长，第二开关元件4b的驱动信号SW2的高电位期间逐渐变短，其结果是，第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比发生变化，第一开关元件4a的导通期间即第二电容器6b的充电期间变长，第二开关元件4b的导通期间即第一电容器6a的充电期间变短。由此，第一电容器6a的电压Vp下降，第二电容器6b的电压Vn上升，第一电容器6a与第二电容器6b的电压不平衡被抑制。
此外，在升压模式c下，也与升压模式a(倍压模式)、升压模式b同样，通过上述电压不平衡抑制控制，如图10所示，第一开关元件4a的驱动信号SW1的高电位期间逐渐变长，第二开关元件4b的驱动信号SW2的高电位期间逐渐变短，其结果是，第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比发生变化，第一开关元件4a的导通期间即第二电容器6b的充电期间变长，第二开关元件4b的导通期间即第一电容器6a的充电期间变短。由此，第一电容器6a的电压Vp下降，第二电容器6b的电压Vn上升，第一电容器6a与第二电容器6b的电压不平衡被抑制。
另外，在该升压模式c下，也能够用与上述电压不平衡抑制控制不同的方法，抑制第一电容器6a的电压Vp与第二电容器6b的电压Vn的电压不平衡。图11是表示实施方式1涉及的直流电源装置的升压模式c下的电压不平衡抑制控制的、与图10不同的示例的图。
这里，如图11所示，将第一开关元件4a的驱动信号SW1的低电位期间设为T01，将第二开关元件4b的驱动信号SW2的低电位期间设为T10，将T01的正前方的、第一开关元件4a的驱动信号SW1和第二开关元件4b的驱动信号SW2的同时为高电位期间定义为T11a，将T10的正前方的、第一开关元件4a的驱动信号SW1和第二开关元件4b的驱动信号SW2的同时为高电位期间定义为T11b。
在第一开关元件4a的驱动信号SW1和第二开关元件4b的驱动信号SW2的同时为高电位期间，由于第一开关元件4a和第二开关元件4b同时导通，所以短路电流从交流电源1经由电抗器3流过，在电抗器3中蓄积(L×I2)/2的能量。使该第一开关元件4a的驱动信号SW1和第二开关元件4b的驱动信号SW2的同时为高电位期间即T11a和T11b变化，而使第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通期间可变，由此能够使蓄积到电抗器3的能量的蓄积量变化，使对第一电容器6a和第二电容器6b充电的充电量可变。例如，如果T11a变长，则在其正后方的T01被充电的第一电容器6a以更大的能量被充电，如果T11b变长，则在其正后方的T10被充电的第二电容器6b以更大的能量被充电。所以，例如，即使在使T01与T10相等的情况下，如图11所示，通过对第一开关元件4a的驱动信号SW1及第二开关元件4b的驱动信号SW2的相位进行控制而使T11a<T11b，其结果是，第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通定时发生变化，第一开关元件4a的导通期间的相位即第二电容器6b的充电相位与第二开关元件4b的导通期间的相位即第一电容器6a的充电相位的关系发生变化。由此，第一电容器6a的电压Vp下降，第二电容器6b的电压Vn上升，能够抑制第一电容器6a与第二电容器6b的电压不平衡。
另外，虽然在图1所示的示例中示出了在全波整流模式、升压模式a(倍压模式)、升压模式b、升压模式c的各模式下对负载11施加直流电压的示例，但是例如，还可以考虑到对动作电压低于负载11的负载进行电力供给的结构。在该情况下，在采用了与负载11同样地施加直流母线电压Vdc的结构时，不仅需要降压电路，还需要使用高耐压部件来构成降压电路或负载，会有导致成本上升之虞。
图12是表示除了图1所示的结构以外，还将负载与第二电容器并联连接的结构示例的图。如图12所示，通过采用将动作电压低于负载11的负载12与第二电容器6b并联连接的结构，能够使用低耐压部件来构成，也能够有助于低成本化。虽然在这样的情况，即在将负载12与第二电容器6b并联连接的情况下，由于从第二电容器6b释放出的电荷増加，其成为第一电容器6a与第二电容器6b的电压不平衡的主要原因，但是通过进行上述电压不平衡抑制控制，能够抑制第一电容器6a与第二电容器6b的电压不平衡。此外，在存在负载与交流电源1的三相交流的一相连接等造成第一电容器6a与第二电容器6b的电压不平衡的主要原因的情况下也是同样的。
此外，在图1所示的示例中，示出了分别检测第一电容器6a的电压Vp和第二电容器6b的电压Vn的示例，但是由于第一电容器6a的电压Vp和第二电容器6b的电压Vn的基准电位不同，所以不能根据同一基准电位来检测电压。因此，需要使用差动电路等来检测电压，而无法避免成本上升。
图13是表示实施方式1涉及的直流电源装置的、与图1不同的一个结构示例的图。如图13所示，还能够采用以下结构：取代图1所示的对第一电容器6a的电压Vp进行检测的第一电压检测部9a，而具有对直流母线电压Vdc进行检测的母线电压检测部10。在该情况下，能够基于同一基准电位使用分压电阻等来检测直流母线电压Vdc和第二电容器6b的电压Vn，能有助于消减成本。在该情况下，从直流母线电压Vdc中减去第二电容器6b的电压Vn来求出第一电容器6a的电压Vp(Vp＝Vdc-Vn)，并且将母线电压检测部10的检测值即直流母线电压Vdc输入到放大单元82即可。此外，虽然未图示，但是当然也可以采用具备第一电压检测部9a、第二电压检测部9b和母线电压检测部10的结构，在该情况下，将母线电压检测部10的检测值即直流母线电压Vdc输入到放大单元82即可。
另外，在本实施方式中说明了对第一电容器6a及第二电容器6b的充电期间或充电相位进行控制来进行电压不平衡抑制控制的示例，但是该电压不平衡抑制控制的方法不限于此，无疑只要是至少与交流电源1的电压相位同步地获取第一电容器6a的电压Vp和第二电容器6b的电压Vn、能够抑制第一电容器6a与第二电容器6b的电压不平衡的方法即可。
如以上说明，根据实施方式1的直流电源装置，其具有：对三相交流进行整流的整流电路；与整流电路的输入侧或输出侧连接的电抗器；在连向负载的输出端子间串联连接的第一电容器和第二电容器；有选择地对这些第一电容器和第二电容器中的一方或双方进行充电的充电单元；以及控制该充电单元的控制部，在将三相交流转换为直流供给到负载的结构中，由于使用下述方法即至少与交流电源的电压相位同步地获取第一电容器的电压Vp和第二电容器的电压Vn，并对第一电容器及第二电容器的充电期间或充电相位进行控制等方法，来抑制第一电容器与第二电容器的电压不平衡，所以能够实现负载的稳定驱动和电容器的长寿命化并有助于实现高可靠性。
更具体来说，利用对第一电容器的充电、不充电进行切换的第一开关元件；对第二电容器的充电、不充电进行切换的第二开关元件；防止第一电容器的充电电荷向第一开关元件逆流的第一防逆流元件；和防止第二电容器的充电电荷向第二开关元件逆流的第二防逆流元件来构成充电单元，对第一开关元件及第二开关元件的导通占空比或导通定时进行控制。
此外，在从交流电源供给三相交流的情况下，通过控制而使第一电容器及第二电容器的充电频率成为三相交流的频率的3n倍(n为自然数)，由此以相对于电源周期各错开120度的三相交流的各相的同一相位进行第一开关元件及第二开关元件的开关，因此即使在产生第一开关元件和第二开关元件的同时断开期间的升压模式b、产生第一开关元件和第二开关元件的同时导通期间的升压模式c下，也能够使三相交流的各相电流的波形成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，进而各相电流的失真率为极小值，能够改善功率因数、抑制谐波电流。
此外，在该情况下，如果设为n＝1、即以三相交流频率的3倍对第一开关元件和第二开关元件交替地进行导通控制，则噪声的产生量也减小，能够减少对连接到同一个系统的其他设备造成的影响。
此外，例如，在将实施方式1涉及的直流电源装置应用于多种三相交流的情况下，将开关频率设为各三相交流的频率的最小公倍数的3m倍(m为自然数)即可。例如，在应用于50Hz和60Hz的三相交流的情况下，能够通过将开关频率设为50Hz和60Hz的最小公倍数即300Hz之3m倍来进行应对。
实施方式2
在实施方式1中，说明了将三相交流转换为直流供给到负载的结构，但在本实施方式中，说明将单相交流转换为直流供给至负载的结构。
图14是表示实施方式2涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。如图14所示，实施方式2涉及的直流电源装置100a采用将从交流电源1a供给的单相交流转换为直流供给到负载11的结构。另外，在图14所示的示例中，整流电路2a构成为将4个整流二极管进行全桥连接而成的单相全波整流电路。此外，虽然在图14所示的示例中，示出了将电抗器3连接在整流电路2a的输出侧的示例，但是也可以是与整流电路2a的输入侧连接的结构。此外，实施方式2涉及的直流电源装置100a的控制部8的结构与实施方式1相同，所以这里省略说明。
在本实施方式中，也与实施方式1同样，作为实施方式2涉及的直流电源装置100a中的动作模式，具有：使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开的控制状态的全波整流模式和对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制的升压模式，作为该升压模式，具有：第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比为50％的升压模式a(倍压模式)，第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比小于50％的升压模式b，以及第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比大于50％的升压模式c。对于这些各动作模式，由于与在实施方式1中所说明的将三相交流转换为直流供给到负载的结构相同，所以省略说明。
图15是表示在实施方式2涉及的直流电源装置的升压模式a(倍压模式)下，在正确的定时进行了开关动作的示例的图。此外，图16是表示在实施方式2涉及的直流电源装置的升压模式a(倍压模式)下，第一开关元件的导通定时发生了延迟的示例的图。
在图15和图16所示的例子中，示出了以单相交流的频率对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制的示例。图15的(a)和图16的(a)表示各相电源电压波形，图15的(b)和图16的(b)表示整流电路2a的输出电压波形，图15的(c)和图16的(c)表示第一开关元件4a的开关波形，图15的(d)和图16的(d)表示第二开关元件4b的开关波形，图15的(e)和图16的(e)表示第一电容器6a的电压Vp波形和第二电容器6b的电压Vn波形。
在图15和图16中，第一开关元件4a的导通期间T1等于第二电容器6b的充电期间，第二开关元件4b的导通期间T2等于第一电容器6a的充电期间。如图15所示，在第一开关元件4a的导通期间T1即第二电容器6b的充电期间与第二开关元件4b的导通期间T2即第一电容器6a的充电期间相等的情况下(参照图15的(c)、的(d))，第一电容器6a的电压Vp与第二电容器6b的电压Vn为相等值(参照图15的(e))。
与此相对，如图16所示，在因元件偏差等，第一开关元件4a的导通定时延迟Δt、第一开关元件4a的导通期间T1即第二电容器6b的充电期间比第二开关元件4b的导通期间T2即第一电容器6a的充电期间短的情况下(T1＝T2-Δt<T2、参照图16的(c)、(d))，第一电容器6a的电压Vp比第二电容器6b的电压Vn大，第一电容器6a的电压Vp与第二电容器6b的电压Vn为不平衡状态(Vp>Vn、参照图16的(e))。在该情况下，当维持升压模式a即倍压模式地继续进行运转，则有可能一方电容器(这里为第一电容器6a)的电压(这里为Vp)成为高电压，电容器(这里为第一电容器6a)的寿命缩短、或被施加超过元件耐压的电压。因此，在将单相交流转换为直流供给到负载的结构中，与实施方式1同样需要进行电压不平衡抑制控制。
在如图14所示交流电源1a为单相交流电源的情况下，如图15的(b)和图16的(b)所示，整流电路2a的输出电压为以单相交流的频率的2倍的频率发生脉动的直流电压(参照图15的(b)和图16的(b))。也就是说，为了进行稳定的电压不平衡抑制控制，与实施方式1同样需要至少与交流电源1a的电压相位同步地检测第一电容器6a的电压Vp和第二电容器6b的电压Vn并进行控制。更优选的是，与以单相交流的2倍的频率发生脉动的整流电路2a的输出电压同步地检测第一电容器6a的电压Vp和第二电容器6b的电压Vn即可。这样，在将单相交流转换为直流供给到负载的结构中，也至少与交流电源1a的电压相位更优选为整流电路2a的输出电压同步地进行电压不平衡抑制控制即可。
如以上说明的那样，根据实施方式2的直流电源装置，由于在将单相交流转换为直流供给到负载的结构中，也使用下述方法即至少与交流电源的电压相位同步地获取第一电容器的电压Vp和第二电容器的电压Vn、对第一电容器及第二电容器的充电期间或充电相位进行控制等方法，来抑制第一电容器与第二电容器的电压不平衡，所以能够实现负载的稳定驱动和电容器的长寿命化并有助于实现高可靠性。
实施方式3
在本实施方式中，说明应用了在实施方式1中记载的直流电源装置100的制冷循环应用设备。
这里，参照图17，对实施方式3涉及的制冷循环应用设备的更具体的结构进行说明。
图17是表示实施方式3涉及的制冷循环应用设备的一个结构示例的图。作为实施方式3涉及的制冷循环应用设备，例如设想有空调机、热泵式热水器、冰箱和制冷机等，在图17所示的示例中，作为在实施方式1的图1中所说明的直流电源装置100的负载11，示出了连接包含逆变器20、压缩机21、电动机22、制冷循环23而构成的制冷空调装置的结构示例。
逆变器20根据从直流电源装置100供给的直流母线电压Vdc来进行动作，以可变速度、可变电压对内置于压缩机21的电动机22进行驱动，由此用压缩机21对制冷循环23内的制冷剂进行压缩并使制冷循环23动作，由此进行制冷和制暖等所需的动作。
在如图17所示地构成的制冷循环应用设备中，能够具有由上述实施方式1中说明的直流电源装置100获得的效果。
也就是说，在全波整流模式、升压模式a(倍压模式)、升压模式b和升压模式c任意一个动作模式下，也通过在实施方式1中所说明的电压不平衡抑制控制，抑制第一电容器6a与第二电容器6b的电压不平衡。
此外，应用了实施方式1的直流电源装置100的本实施方式涉及的制冷循环应用设备的效果不止于此。
图18是表示实施方式3涉及的制冷循环应用设备中的电动机的转速与直流母线电压Vdc的关系的图。一般而言，制冷空调装置在与目标温度的差较大的情况下提高制冷能力以迅速接近目标温度进行驱动。这时，逆变器20通过使电动机22的转速増加，増加由压缩机21压缩的制冷剂量，来提高制冷能力。如图18所示，电动机22的驱动所需的电压值与电动机22的转速成比例増加，为如下那样的特性：在感应电压较低的电动机的情况下为Vm1(图18中所示的虚线)，在感应电压较高的电动机的情况下为Vm2(图18中所示的单点划线)。在使用感应电压较高的电动机的情况下，由于能够与从逆变器20供给的电压増加的量相对应地以较少电流进行驱动，所以逆变器20的损耗减小，能够进行高效的运转。然而，在全波整流模式下进行动作的情况下，由于直流母线电压Vdc较低，所以以能够进行高效运转的最大转速N1为上限值，虽然在这以上的转速，能够通过使用弱磁通控制来进行运转，但由于电流増加，而使效率恶化。
在实施方式1中所说明的直流电源装置100中，与电动机22的转速的上升相对应，在到转速N1为止的区域中切换为全波整流模式，在从转速N1到转速N2为止的区域中切换为升压模式b，在转速N2切换为升压模式a(倍压模式)，在转速N2以上的区域中切换为升压模式c，由此能够将直流母线电压Vdc升压，从而能够高效且高速地驱动电动机22。此外，在转速N1以上的区域中，以Vm2≒Vdc进行动作，由此逆变器20在调制率较高的状态下进行动作，所以PWM的开关脉冲数量减少，从而能够实现因减少逆变器20的开关损耗和减少电动机22的高频铁损所带来的高效率化。此外，通过在升压模式c下进行动作，能够输出比升压模式a(倍压模式)更高的电压，所以能够实现由电动机22的高圈数化带来的感应电压的増加而产生的高效率化。
此外，近年来，从使用了钕(Nd)和镝(Dy)等高价且很难进行稳定供给的稀土类磁铁的电动机转移至不使用稀土类磁铁的电动机的研究不断取得进展，但是效率下降和退磁耐力的下降成为问题。在实施方式1中所说明的直流电源装置100中，如上所述，对于效率下降，能够通过根据升压的高圈数化来进行补偿，此外，对于退磁耐力的下降，能够通过升压抑制弱磁通控制，从而能够使用可稳定供给且价格低廉的电动机。
此外，作为直流电源装置100的电源即交流电源1的电源电压，存在200V/400V等各种各样的电源电压。因此，如果根据每个销售地的各电源情况来设计电动机22，则电动机规格会有多种，电动机22的评估负担和开发负担増大。在实施方式1中所说明的直流电源装置100中，例如，在交流电源1的电源电压为200V的情况下在升压模式a(倍压模式)下进行动作，在交流电源1的电源电压为400V的情况下在全波整流模式下进行动作，由此在交流电源1的电源电压为200V的情况下和交流电源1的电源电压为400V的情况下直流母线电压Vdc都为相同值，能够以相同的电动机规格进行驱动。并且，在交流电源1的电源电压为400V的情况下，在全波整流模式下进行动作的情况下，电源电压变动时直流母线电压Vdc也变动，但是，例如在全波整流模式下进行动作时直流母线电压Vdc低于设定值的情况下，通过使用升压模式b来使直流母线电压Vdc升压，能够降低因电源电压的变化带来的影响，能够使逆变器20以恒定电压进行动作。
并且，在交流电源1为三相交流电源的情况下，在各升压模式下，以根据电源电压检测单元的检测结果而得到的三相交流的频率之3n倍，对第一开关元件和第二开关元件交替地进行导通控制，由此三相交流的各相电流的波形成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，进而各相电流的失真率为极小值，能够改善功率因数、抑制谐波电流。
如以上说明的那样，根据实施方式3的制冷循环应用设备，采用使用了上述实施方式1所述的直流电源装置的结构，由此能够具有由实施方式1中说明的直流电源装置获得的效果。
此外，通过与电动机的转速的上升对应地切换成全波整流模式、升压模式b、升压模式a(倍压模式)、升压模式c，能够以高效且高速地驱动电动机。
此外，由于能够实现由电动机的高圈数化带来的感应电压的増加而产生的高效率化，所以能够使用可稳定供给且价格低廉的电动机。
此外，由于能够不改变电动机规格地应对不同的电源电压，所以能够减轻电动机的评估负担和开发负担。
此外，在供给三相交流电源的情况下，在各升压模式下，以根据电源电压检测单元的检测结果而得到的三相交流的频率之3n倍进行开关，由此三相交流的各相电流的波形成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，进而各相电流的失真率成为极小值，能够改善功率因数、抑制谐波电流。
另外，在上述的实施方式中，作为构成电容器的充电单元的开关元件和防逆流元件，通常使用以硅(Si：Silicon)为材料的Si类半导体是主流，不过也可以使用以碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、金刚石为材料的宽禁带(WBG)半导体。
由这样的WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件，耐电压性高，且容许电流密度也高。因此，开关元件和防逆流元件能够小型化，通过使用这些小型化的开关元件和防逆流元件，能够使使用这些元件构成的直流电源装置小型化。
此外，由这样的WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件的耐热性也高。因此，能够使散热器的散热片小型化，能够将水冷部换成气冷部，所以能够使直流电源装置进一步小型化。
进而，由这样的WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件的电力损耗较低。因此，能够使开关元件和防逆流元件高效率化，进而能够使直流电源装置高效率化。
另外，优选开关元件和防逆流元件双方由WBG半导体形成，不过也可以是任一方的元件由WBG半导体形成，也能够获得上述的效果。
此外，在上述的实施方式中，作为开关元件，例如列举了功率晶体管、功率MOSFET、IGBT，不过使用作为高效率的开关元件而公知的超级结构造的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、绝缘栅半导体元件、双极晶体管等也能够获得同样的效果。
此外，控制部能够由CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)或DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)、微型计算机(microcomputer，微处理器)的离散系统构成，除此以外也可以由模拟电路或数字电路等电路元件等构成。
另外，以上的实施方式所示的结构是本发明的结构的一个示例，显然也可以与其他的公知技术组合，并且也可以在不脱离本发明要旨的范围内省略一部分等进行变更而构成。
如上所述，本发明在负载的两端间串联连接多个电容器且对这些多个电容器进行充电从而对负载进行电力供给的结构的直流电源装置中，作为抑制多个电容器的电压不平衡的技术是有效的，特别适用于将交流转换为直流供给到负载的结构的直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备。

Claims (13)

1.一种直流电源装置，其将交流转换为直流供给到负载，其特征在于，包括：
整流电路，其将所述交流整流为所述直流；
电抗器，其与所述整流电路的输入侧或输出侧连接；
第一电容器和第二电容器，其在连向所述负载的输出端子间串联连接；
充电单元，其有选择地对所述第一电容器和所述第二电容器中的一方或双方进行充电；以及
控制部，其对所述充电单元进行控制，
所述充电单元具有：
第一开关元件，其被输入由所述整流电路转换的所述直流，对所述第一电容器的充电和不充电进行切换；以及
第二开关元件，其被输入由所述整流电路转换的所述直流，对所述第二电容器的充电和不充电进行切换，
所述控制部对所述第一电容器和所述第二电容器中的至少一方的充电期间进行控制，
对于在第一时刻的所述第一电容器与所述第二电容器的电压差，通过变更所述第一电容器和所述第二电容器中的至少一方的充电期间，来减小在所述第一时刻之后的第二时刻的所述第一电容器与所述第二电容器的电压差，
所述交流为三相交流，
所述控制部对所述充电单元进行控制，以使得在将所述第一电容器及所述第二电容器的1组的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间作为1周期时，该1周期的倒数即充电频率为所述三相交流的频率的3n倍，其中，n为自然数。
2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部分别对所述第一电容器及所述第二电容器的充电期间进行控制，来对所述第一电容器与所述第二电容器的电压不平衡进行抑制。
3.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部分别对所述第一电容器及所述第二电容器的充电相位进行控制，来对所述第一电容器与所述第二电容器的电压不平衡进行抑制。
4.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部检测所述三相交流的电压过零，获取所述第一电容器的电压和所述第二电容器的电压。
5.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于：
所述充电单元还具有：
第一防逆流元件，其防止所述第一电容器的充电电荷向所述第一开关元件逆流；以及
第二防逆流元件，其防止所述第二电容器的充电电荷向所述第二开关元件逆流。
6.根据权利要求5所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部分别使所述第一开关元件及所述第二开关元件的导通占空比变化，来对所述第一电容器与所述第二电容器的电压不平衡进行抑制。
7.根据权利要求5所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部分别使所述第一开关元件及所述第二开关元件的导通定时变化，来对所述第一电容器与所述第二电容器的电压不平衡进行抑制。
8.根据权利要求5所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部具有：
全波整流模式，使所述第一开关元件和所述第二开关元件为断开的控制状态；以及
升压模式，对所述第一开关元件和所述第二开关元件交替地进行导通控制。
9.根据权利要求5所述的直流电源装置，其特征在于：
所述第一开关元件、所述第二开关元件、所述第一防逆流元件和所述第二防逆流元件中的至少1个由宽禁带半导体形成。
10.根据权利要求9所述的直流电源装置，其特征在于：
所述宽禁带半导体是碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
11.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于：
所述控制部对所述充电单元进行控制，以能对应多种所述三相交流的频率，而使所述充电频率为多种该三相交流的频率的最小公倍数的3m倍，其中，m为自然数。
12.一种制冷循环应用设备，其特征在于：
具有权利要求1至11中任一项所述的直流电源装置。
13.根据权利要求12所述的制冷循环应用设备，其特征在于：
具有逆变器来作为所述负载，该逆变器用于驱动电动机。
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