CN105191105B - 直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备，在将3相交流转换成直流供给到负载的结构中，在各相电流间不会产生不平衡，能够抑制谐波电流增加以及功率因数变差。直流电源装置包括：整流电路（2），其对3相交流进行整流；电抗器（3），其与整流电路（2）的输入侧或输出侧连接；第一电容器（6a）和第二电容器（6b），其在连向负载（11）的输出端子间串联连接；以及充电单元（7），其有选择地对第一电容器（6a）和第二电容器（6b）中的一方或双方进行充电，对充电单元（7）进行控制，以使得在将第一电容器（6a）及第二电容器（6b）的1组的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间作为1周期时，该1周期的倒数即充电频率为3相交流的频率的3n（n为自然数）倍。

Description

直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备
技术领域
本发明涉及直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备。
背景技术
以往，在以驱动空调机、热泵式热水器、冰箱和制冷机等中所使用的压缩机电动机等的逆变器作为负载的直流电源装置中，作为将交流转换成直流的结构，例如公开了将单相交流转换成直流的结构(例如专利文献1)和将3相交流转换成直流的结构(例如专利文献2)。在这些现有技术中，通过将开关频率抑制得较低，能够减少开关损耗，能够实现高效率化。
专利文献1：日本特开2000-278955号公报
专利文献2：日本专利5087346号公报
发明内容
在专利文献1记载的将单相交流转换成直流供给到负载的结构中，与商用交流电源频率的一半周期同步地进行2个开关元件的导通断开控制，由此实现功率因数的改善。然而，在专利文献2记载的将3相交流转换成直流供给到负载的结构中存在如下问题：如果与电源频率的一半周期同步地进行2个开关元件的导通断开控制，则在各相电流间产生不平衡，导致谐波电流增加、功率因数变差。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备，在该直流电源装置的将3相交流转换成直流供给到负载的结构中，在各相电流间不会产生不平衡，能够抑制谐波电流增加、功率因数变差。
为了解决上述问题、实现发明目的，本发明涉及的直流电源装置，其将3相交流转换成直流供给到负载，并且在转换路径上具有电抗器，其特征在于，包括：第一电容器和第二电容器，其在连向上述负载的输出端子间串联连接；充电单元，其有选择地对上述第一电容器和上述第二电容器中的一方或双方进行充电；以及控制部，其对上述充电单元进行控制，上述控制部对上述充电单元进行控制，以使得在将上述第一电容器及上述第二电容器的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间作为1周期时，该1周期的倒数即充电频率为上述3相交流的频率的3n倍，其中，n为自然数。
根据本发明，能够提供一种直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备，在该直流电源装置的将3相交流转换成直流供给到负载的结构中，在各相电流间不会产生不平衡，能够抑制谐波电流增加、功率因数变差。
附图说明
图1是表示实施方式1涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。
图2是表示实施方式1涉及的直流电源装置的开关控制状态的图。
图3是表示实施方式1涉及的直流电源装置的各动作模式的图。
图4是表示实施方式1涉及的直流电源装置的开关模式和3相交流的各相电压/各相电流的模拟波形的一个示例的图。
图5是表示作为与实施方式1涉及的直流电源装置比较的示例，以3相交流频率的4倍频率进行开关控制的情况下的开关模式和3相交流的各相电压/各相电流的模拟波形的一个示例的图。
图6是表示开关频率与3相交流的各相电流相对于基本波形(正弦波形)的失真率之间的关系的图。
图7是表示实施方式1涉及的直流电源装置的动作示例的图。
图8是表示实施方式2涉及的直流电源装置的开关模式的一个示例的图。
图9是表示功率因数与开关元件的导通定时之间的关系的一个示例的图。
图10是表示实施方式3涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。
图11是表示实施方式3涉及的直流电源装置的动作示例的图。
图12是表示负载的消耗电量增大的过程中的开关模式的一个示例的图。
图13是表示实施方式4涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。
图14是表示实施方式5涉及的制冷循环应用设备的一个结构示例的图。
符号说明
1交流电源；2整流电路；3电抗器；4a第一开关元件；4b第二开关元件；5a第一防逆流元件；5b第二防逆流元件；6a第一电容器；6b第二电容器；7充电单元；8、8a控制部；9电源电压检测单元；11负载；20输出电压检测单元；21输出电流检测单元；22负载状态检测单元；30逆变器；31压缩机；32四通阀；33内部热交换器；34膨胀机构；35热交换器；36制冷剂配管；37压缩机构；38压缩机电动机；40平滑电容器；41、42平衡电阻；100、100a、100b直流电源装置；200制冷循环。
具体实施方式
下面，参照附图，对本发明的实施方式涉及的直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备进行说明。另外，本发明不局限于以下示出的实施方式。
实施方式1
图1是表示实施方式1涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。如图1所示，实施方式1涉及的直流电源装置100是将从交流电源1供给的3相交流转换成直流供给到负载11的结构。另外，在本实施方式中，将驱动例如在制冷循环应用设备中所使用的压缩机电动机的逆变器负载等设定为负载11。
直流电源装置100包括：对3相交流进行整流的整流电路2；与整流电路2的输出侧连接的电抗器3；在连向负载11的输出端子间串联连接的第一电容器6a和第二电容器6b；有选择地对上述第一电容器6a和第二电容器6b中的一方或双方进行充电的充电单元7；控制充电单元7的控制部8；以及检测3相交流电压的电源电压检测单元9。另外，在图1所示的示例中，示出了将电抗器3与整流电路2的输出侧连接的示例，不过也可以是与整流电路2的输入侧连接的结构。
整流电路2是将6个整流二极管进行全桥连接而成的3相全波整流电路。在图1所示的示例中，示出了电源电压检测单元9检测从交流电源1供给的3相交流中的2相(这里是r相、s相)的线间电压的示例。
充电单元7包括：对第一电容器6a的充电、不充电进行切换的第一开关元件4a；对第二电容器6b的充电、不充电进行切换的第二开关元件4b；防止第一电容器6a的充电电荷向第一开关元件4a逆流的第一防逆流元件5a；以及防止第二电容器6b的充电电荷向第二开关元件4b逆流的第二防逆流元件5b。
将由第一开关元件4a和第二开关元件4b构成的串联电路的中点与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路的中点连接，从第一开关元件4a的集电极向着第一电容器6a与负载11的连接点正向地连接第一防逆流元件5a，从第二电容器6b与负载11的连接点向着第二开关元件4b的发射极正向地连接第二防逆流元件5b。
第一电容器6a和第二电容器6b分别使用相同电容的电容器。此外，作为第一开关元件4a和第二开关元件4b，例如使用功率晶体管、功率MOSFET、IGBT等半导体元件。
控制部8通过对第一开关元件4a和第二开关元件4b进行导通断开控制，来控制供给到负载11的直流电压。以下，参照图1～图3，对由该控制部8进行的第一开关元件4a和第二开关元件4b的开关控制进行说明。
图2是表示实施方式1涉及的直流电源装置的开关控制状态的图。另外，在图2所示的示例中省略了各结构要素的符号。
状态A表示第一开关元件4a和第二开关元件4b双方都被控制成断开的状态。在这种状态下，对第一电容器6a和第二电容器6b进行充电。
状态B表示仅第一开关元件4a被控制成导通的状态。在这种状态下，仅对第二电容器6b进行充电。
状态C表示仅第二开关元件4b被控制成导通的状态。在这种状态下，仅对第一电容器6a进行充电。
状态D表示2个开关元件4a、4b双方都被控制成导通的短路状态。在这种状态下，不对第一电容器6a和第二电容器6b双方进行充电。
在本实施方式中，通过适当切换图2所示的各状态，控制供给到负载11的直流电压。
图3是表示实施方式1涉及的直流电源装置的各动作模式的图。如图3所示，作为实施方式1涉及的直流电源装置100的动作模式，具有使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开的控制状态的全波整流模式和对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制的升压模式。
作为升压模式，存在下述模式：第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比为50％的升压模式a(倍压模式)，第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比小于50％的升压模式b，以及第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比大于50％的升压模式c。
在全波整流模式下，通过使第一开关元件4a和第二开关元件4b为一直断开的控制状态，由整流电路2进行了全波整流而得到的电压为输出电压。
在升压模式a(倍压模式)下，第一开关元件4a的导通定时和第二开关元件4b的断开定时几乎同时，第一开关元件4a的断开定时和第二开关元件4b的导通定时几乎同时，图2所示的状态B和状态C轮流出现。此时的输出电压为全波整流模式下的输出电压的大致2倍。
在升压模式b下，设置有第一开关元件4a和第二开关元件4b都断开的同时断开期间。此时，周期性反复进行图2所示的状态B→状态A→状态C→状态A的状态转换，此时的输出电压为全波整流模式下的输出电压与升压模式a(倍压模式)下的输出电压的中间电压。
在升压模式c下，设置有第一开关元件4a和第二开关元件4b都导通的同时导通期间。此时，周期性反复进行图2所示的状态D→状态C→状态D→状态B的状态转换，在该同时导通期间(这里为状态D的期间)能量蓄积在电抗器3中。此时的输出电压为升压模式a(倍压模式)下的输出电压以上的电压。
这样，在本实施方式中，通过使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比变化，能够控制供给到负载11的直流电压。
接着，参照图1、图4～图6对实施方式1涉及的直流电源装置100的升压模式下的第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率进行说明。这里，第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率表示：在将第一电容器6a及第二电容器6b的1组的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间、即将第一开关元件4a及第二开关元件4b的1组的导通期间和断开期间进行组合得到的期间作为1周期时，该1周期的倒数即开关频率。另外，在以下的说明中，在以第一电容器6a和第二电容器6b为主体的表现中使用“充电频率”进行说明，在以下的说明中，在以第一开关元件4a和第二开关元件4b为主体的表现中使用“开关频率”进行说明。
图4是表示实施方式1涉及的直流电源装置的开关模式和3相交流的各相电压/各相电流的模拟波形的一个示例的图。图4的(a)表示3相交流的各相电压的模拟波形。此外，图4的(b)表示3相交流的r相电流波形的模拟波形，图4的(c)表示3相交流的s相电流波形的模拟波形，图4的(d)表示3相交流的t相电流波形的模拟波形。此外，图4的(e)表示第一开关元件4a的开关模式，图4的(f)表示第二开关元件4b的开关模式。
在本实施方式中，进行控制以使第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率为3相交流频率的3n倍(n为自然数)。在图4所示的示例中，以n＝1、即3相交流频率的3倍对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制。这样，如图4所示，各相电流的波形为相似形状。
图5是表示作为与实施方式1涉及的直流电源装置比较的示例，以3相交流频率的4倍频率进行开关控制的情况下的开关模式和3相交流的各相电压/各相电流的模拟波形的一个示例的图。图5的(a)表示3相交流的各相电压的模拟波形。此外，图5的(b)表示3相交流的r相电流波形的模拟波形，图5的(c)表示3相交流的s相电流波形的模拟波形，图5的(d)表示3相交流的t相电流波形的模拟波形。此外，图5的(e)表示第一开关元件4a的开关模式，图5的(f)表示第二开关元件4b的开关模式。
如图5所示，在以3相交流频率的4倍频率对第一开关元件4a和第二开关元件4b进行开关控制的情况下，各相电流的波形不为相似形状，产生各相电流的不平衡。在图5所示的示例中，示出了以3相交流频率的4倍频率进行开关控制的示例，不过在与3相交流频率同步地进行开关控制的情况下，也同样地产生3相交流的各相电流的不平衡。
在图1所示的结构中，以单相交流作为输入，并以将4个整流二极管进行全桥连接而成的单相全波整流电路作为整流电路2的情况下，为了兼顾减少开关损耗并改善功率因数，通常与电源频率同步地进行开关控制。
与此相对，在本实施方式涉及的直流电源装置100中，由于以3相交流作为输入，所以3相交流的各相相位相对于电源周期各错开120度。因此，在与电源频率同步地进行开关控制的情况下，在各相不同的相位进行第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关。
在图3所示的第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通/断开定时大致一致的升压模式a(倍压模式)下不产生第一开关元件4a及第二开关元件4b的同时导通期间、同时断开期间的情况下，即使开关频率与电源频率不同步，也不会产生各相电流的不平衡，但是在产生第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时断开期间的升压模式b、产生第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通期间的升压模式c下，在第一开关元件4a和第二开关元件4b的任一方导通的期间与同时断开期间或同时导通期间之间产生电流量差。
图6是表示开关频率与相对3相交流的各相电流相对于基本波形(正弦波形)的失真率之间的关系的图。如图6所示，开关频率为3相交流的电源频率的3n倍的频率时，各相电流的失真率为极小值。
也就是说，在不以3相交流的电源频率的3n倍进行第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关、而在各相不同的相位进行开关的情况下，如图5所示，产生各相电流的不平衡，而且如图6所示各相电流的失真率增大，导致功率因数变差、谐波电流增加。
在本实施方式中，如上所述，进行控制以使第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关频率、即第一电容器6a及第二电容器6b的充电频率为3相交流频率的3n倍，由此在相对于电源周期各错开120度的3相交流的各相的同一相位进行第一开关元件4a及第二开关元件4b的开关，因此即使在产生第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时断开期间的升压模式b、或者产生第一开关元件4a和第二开关元件4b的同时导通期间的升压模式c下，也能够如图4所示那样3相交流的各相电流的波形成为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，而且如图6所示那样各相电流的失真率为极小值，能够改善功率因数、抑制谐波电流。
接着，参照图1～6来说明实施方式1涉及的直流电源装置100的动作。
在本实施方式中，如图1所示，采用了具有检测3相交流电压的电源电压检测单元9的结构。另外，在图1所示的示例中，采用了检测3相交流的r-s相间的线间电压的结构，不过也可以是检测s-t相间或t-r相间的线间电压的结构，还可以是检测各相电压的结构，本发明不局限于该电源电压检测单元9的结构。
控制部8根据基于电源电压检测单元9的检测结果得到的3相交流的检测电压值，使升压模式下的第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比变化。
图7是表示实施方式1涉及的直流电源装置的动作示例的图。在图7中，横轴表示时间，纵轴表示3相交流的电压值。
控制部8将3相交流的基准电压值作为阈值保持，在该基准电压值时，预设为例如以图3所示的、第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比为50％的升压模式a(倍压模式)动作(图7所示的期间ta～tb)。而且，在检测电压值小于基准电压值的情况(图7所示的期间tb～tc)下，以第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比大于50％的升压模式c动作，在检测电压值大于基准电压值的情况(图7所示的期间tc～)下，以第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比小于50％的升压模式b动作。
或者，例如也可以预先将使输出电压相对于3相交流的检测电压值为固定值的第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比以表的形式保持，应用与3相交流的检测电压值对应的第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比。
这样，能够吸收3相交流的电压的变化量，能够使向负载11输出的电压稳定化。
此外，控制部8以基于电源电压检测单元9的检测结果得到的3相交流的频率之3n倍对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制。更具体而言，与基于电源电压检测单元9的检测结果得到的3相交流的电压周期之(1/3n)倍同步地，对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制。
由此，不会如上述这样产生各相电流的不平衡，而且各相电流的失真率为极小值，能够改善功率因数、抑制谐波电流。
如上所述，根据实施方式1的直流电源装置，其将3相交流转换成直流供给到负载，包括：对3相交流进行整流的整流电路；与整流电路的输入侧或输出侧连接的电抗器；在连向负载的输出端子之间串联连接的第一电容器和第二电容器；有选择地对上述第一电容器和第二电容器中的一方或双方进行充电的充电单元；控制该充电单元的控制部；以及检测3相交流电压的电源电压检测单元，在该结构中，对充电单元进行控制，使得在将第一电容器及第二电容器的1组的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间作为1周期时，该1周期的倒数即充电频率为3相交流频率的3n倍(n为自然数)，所以在相对于电源周期各错开120度的3相交流的各相的同一相位进行开关，因此，即使在产生第一开关元件和第二开关元件的同时断开期间、或者产生第一开关元件和第二开关元件的同时导通期间的情况下，3相交流的各相电流的波形也为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，而且各相电流的失真率为极小值，能够改善功率因数、抑制谐波电流。
更具体而言，充电单元包括：对第一电容器的充电和不充电进行切换的第一开关元件；对第二电容器的充电和不充电进行切换的第二开关元件；防止第一电容器的充电电荷向第一开关元件逆流的第一防逆流元件；以及防止第二电容器的充电电荷向第二开关元件逆流的第二防逆流元件，以基于电源电压检测单元的检测结果得到的3相交流的频率之3n倍对第一开关元件和第二开关元件交替地进行导通控制。
此外，具有使第一开关元件和第二开关元件为一直断开的控制状态的全波整流模式和对第一开关元件和第二开关元件交替地进行导通控制的升压模式，根据基于电源电压检测单元的检测结果得到的3相交流的检测电压值，使升压模式下的第一开关元件及第二开关元件的导通占空比变化，因此能够吸收3相交流的电压的变化量，能够使对负载输出的电压稳定化。
另外，在上述的实施方式1中，对具有电源电压检测单元的结构示例进行了说明，不过例如在预先决定了实施方式1涉及的直流电源装置所应用的3相交流的种类(电压、频率)的情况下，即使省略了电源电压检测单元的结构，但是通过使开关频率为电源频率的3n倍，虽无法吸收电源电压的变化，但也能够改善功率因数、抑制谐波电流。
此外，例如在实施方式1涉及的直流电源装置应用于多种3相交流的情况下，使开关频率为各3相交流的频率的最小公倍数的3n倍即可。例如在应用于50Hz及60Hz的3相交流的情况下，通过使开关频率为50Hz及60Hz的最小公倍数即300Hz的3n倍而能够进行对应。
此外，在具有电源电压检测单元的结构中，考虑到无法检测3相交流的频率或电压周期的情况，也可以将这种异常时的开关频率设定为多种3相交流的频率的最小公倍数的3m倍(在上述的示例中为300Hz的3m倍(m为自然数))。这样，例如即使在因电源电压检测单元的故障等而无法检测3相交流的频率或电压周期的情况下，也能够获得改善功率因数、抑制谐波电流的效果。
此外，如果开关频率增大则开关损耗增加，因此在通常运作时显然优选尽可能减小n或m的值来进一步降低开关频率。例如在应用于50Hz和60Hz的3相交流的情况下，优选将异常时的开关频率设为900Hz(m＝1)，在通常时以该900Hz或其以下的频率运作。
实施方式2
实施方式2涉及的直流电源装置的结构与实施方式1涉及的直流电源装置相同，这里省略说明。
在实施方式1中，对与基于电源电压检测单元9的检测结果得到的3相交流的电压周期之(1/3n)倍同步地、对第一开关元件4a和第二开关元件4b交替地进行导通控制的示例进行了说明，不过在本实施方式中，对下述示例进行说明，对应于基于电源电压检测单元9的检测结果得到的3相交流的电压过零控制第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通定时。
图8是表示实施方式2涉及的直流电源装置的开关模式的一个示例的图。在图8所示的示例中，示出了在实施方式1中图3所示的升压模式b下的开关模式。
如图8所示，在本实施方式中，控制部8以基于电源电压检测单元9的检测结果得到的电压过零为基准，使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通定时错开相位角θ。另外，作为基准的电压过零只要是成为第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通定时的基准即可，可以是各相电压、各线间电压的任一个过零。
图9是表示功率因数与开关元件的导通定时之间的关系的一个示例的图。在图9所示的示例中，纵轴表示功率因数，横轴表示开关元件的导通定时。
如图9所示，功率因数根据第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通定时变化。此外，图9所示的关系也根据第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比变化。
进而，3相交流的电流波形、谐波电流也根据第一开关元件4a和第二开关元件4b的导通定时和导通占空比变化。
因此，在本实施方式中，例如将以上述电压过零为基准的导通定时的相位角θ对应于第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比以列表的形式保存，在应用实施方式1中所说明的第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比对第一开关元件4a和第二开关元件4b进行导通控制时，应用从该列表中读取的相位角θ，以基于电源电压检测单元9的检测结果得到的电压过零为基准使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通定时错开相位角θ来进行开关控制。
这样，能够以与第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比对应的最佳定时进行开关控制，能够进一步提高改善功率因数、减少谐波电流的效果。
如上所述，根据实施方式2的直流电源装置，以基于电源电压检测单元的检测结果得到的电压过零为基准使第一开关元件及第二开关元件的导通定时错开相位角θ，使得能够以与第一开关元件及第二开关元件的导通占空比对应的最佳定时进行开关控制，因此进一步提高改善功率因数、减少谐波电流的效果。
实施方式3
图10是表示实施方式3涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。另外，对与实施方式1、2相同或等同的结构部标注相同的符号，并省略其详细的说明。
如图10所示，实施方式3涉及的直流电源装置100a，除了实施方式1中图1所示的结构以外，还具有检测向负载11输出的电压的输出电压检测单元20和检测向负载11输出的电流的输出电流检测单元21，作为检测负载11的状态的负载状态检测单元22。
在图10所示的结构中，控制部8a根据输出电压检测单元20的检测结果即向负载11输出的电压值，使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比变化。
例如，将向负载11的输出电压的基准电压值作为阈值保持，在该基准电压值时，预设为以图3所示的、第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比为50％的升压模式a(倍压模式)动作，在检测出的输出电压值大于基准电压值的情况下，以第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比小于50％的升压模式b动作，在检测出的输出电压值小于基准电压值的情况下，以第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比大于50％的升压模式c动作。
或者，例如也可以将使向负载11输出的电压为固定值的第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比以列表的形式保存，并应用与检测出的输出电压值对应的第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比。
这样，能够吸收由于负载11状况的变化所导致的输出电压的变化，从而能够使向负载11输出的电压稳定，能够抑制伴随输出电压下降而产生的压缩机电动机的输出下降，该负载11状况的变化为，例如在负载11是用于驱动在空调机、热泵式热水器、冰箱和制冷机等中所使用的压缩机电动机等的逆变器负载的情况下压缩机电动机的转速发生变化等所产生的直流电源装置100a的输出电流变化。
而且，在本实施方式中，通过具有输出电流检测单元21作为负载状态检测单元22，控制部8a还能够基于输出电压检测单元20的检测结果即向负载11输出的电压值和输出电流检测单元21的检测结果即向负载11输出的电流值计算负载11的消耗电力，并根据该负载11的消耗电力，使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比变化。
在这种情况下，例如将使向负载11输出的电压值为最佳值的第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比对应于负载11的消耗电力以列表的形式保存，从该列表中读取与计算出的负载11的消耗电量对应的第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比进行开关控制即可。
图11是表示实施方式3涉及的直流电源装置的动作示例的图。在图11中，横轴表示负载11的消耗电力，纵轴表示向负载11输出的电压。
在图11所示的示例中，例如在负载11的消耗电力小于规定值P1的情况下，使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比为0％、即以全波整流模式动作。
此外，在负载11的消耗电力大于规定值P2(P1＜P2)的情况下，使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比为50％、即以升压模式a(倍压模式)动作。
而且，在负载11的消耗电力为规定值P1以上且为规定值P2以下的情况下，以升压模式b动作，根据负载11的消耗电量，控制第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比。具体而言，在图11所示的示例中，使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比在0％～50％的范围内变化。
图12是表示负载的消耗电量增大的过程中的开关模式的一个示例的图。
如图12所示，在负载11的消耗电力从图11所示的规定值P1至规定值P2的过程中，根据负载11的消耗电量使第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比上升。
这样，能够得到与负载11的消耗电量对应的最佳输出电压值，例如在负载11为驱动如上所述的压缩机电动机等的逆变器负载的情况下，即使消耗电量与压缩机电动机的转速上升对应地增加的情况下也能够抑制输出电流的增加。
此外，在负载11的消耗电力为规定值P2以下的区域内，与在整个区域内进行倍压动作的情况相比，能够减少第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通损耗，能够实现高效率化。
另外，在图11所示的示例中，示出了将从全波整流模式至升压模式a(倍压模式)的区域设定为输出电压的变化范围、第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比的变化范围设定为0％～50％的示例，不过也可以将输出电压的变化范围设定至升压模式c、即超过升压模式a(倍压模式)的区域。在这种情况下，进一步增大规定值P2，例如在升压模式c下容许第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比达到60％，将第一开关元件4a及第二开关元件4b的导通占空比的变化范围设定为0％～60％。此外，相反地，也可以将从全波整流模式至未达到升压模式a(倍压模式)的区域设定为输出电压的变化范围。这样，与消耗电量对应的输出电压的变化范围的自由度增大，能够得到通用性较高的直流电源装置。
如上所述，根据实施方式3的直流电源装置，具有检测向负载输出的电压的输出电压检测单元作为检测负载的状态的负载状态检测单元，根据输出电压检测单元的检测结果即向负载输出的电压值，使第一开关元件及第二开关元件的导通占空比变化，由此能够吸收由于负载状况的变化所导致的输出电压的变化，从而能够使向负载输出的电压稳定，能够抑制伴随输出电压下降而产生的压缩机电动机的输出下降，该负载状况的变化为，例如在负载是用于驱动压缩机电动机等的逆变器负载的情况下压缩机电动机的转速发生变化等所产生的直流电源装置的输出电流变化。
作为负载状态检测单元还具有检测向负载输出的电流的输出电流检测单元，基于输出电压检测单元的检测结果即向负载输出的电压值和输出电流检测单元的检测结果即向负载输出的电流值计算负载的消耗电力，并根据该负载的消耗电力，使第一开关元件及第二开关元件的导通占空比变化，由此能够得到与负载的消耗电量对应的最佳输出电压值，例如在负载为驱动压缩机电动机等的逆变器负载的情况下，即使与压缩机电动机的转速上升对应地消耗电量增加的情况下也能够抑制输出电流的增加。
此外，在负载的消耗电力较低的区域内，与在整个区域内进行倍压动作的情况相比，能够减少第一开关元件及第二开关元件的导通损耗，能够实现高效率化。
此外，与消耗电量对应的输出电压的变化范围的自由度增大，能够得到通用性较高的直流电源装置。
实施方式4
图13是表示实施方式4涉及的直流电源装置的一个结构示例的图。另外，对与实施方式1相同或等同的结构部标注相同的符号，并省略其详细的说明。
如图13所示，实施方式4涉及的直流电源装置100b具有：与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路并联连接的平滑电容器40；分别与第一电容器6a和第二电容器6b并联连接的平衡电阻41、42。另外，在图13所示的示例中，省略了在实施方式1中用图1说明的电源电压检测单元9。
考虑到有下述情况，即，由于负载11状况的变化、例如如实施方式3中所述那样，在负载11是用于驱动压缩机电动机等的逆变器负载的情况下伴随压缩机电动机的转速的变化而产生的消耗电力的变化等，而造成第一电容器6a和第二电容器6b的两端电压产生不平衡。在这种情况下，向负载11输出的电压变得不稳定，难以通过后级的逆变器稳定地驱动压缩机电动机。
在本实施方式中，如上所述，通过使平滑电容器40与由第一电容器6a和第二电容器6b构成的串联电路并联连接、以及使平衡电阻41、42分别与第一电容器6a和第二电容器6b并联连接，能够使对负载11输出的电压稳定化，能够容易地实现通过后级的逆变器对压缩机电动机的稳定驱动。
另外，在图13所示的示例中，示出了具有平滑电容器40和平衡电阻41、42双方的结构示例，不过具有平滑电容器40和平衡电阻41、42中的任一方也能够使向负载11输出的电压稳定化，显然也可以采用具有平滑电容器40和平衡电阻41、42中的任一方的结构。
如上所述，根据实施方式4的直流电源装置，使平滑电容器与由第一电容器和第二电容器构成的串联电路并联连接、或者使平衡电阻分别与第一电容器和第二电容器并联连接，由此由于负载状况的变化、例如在负载是用于驱动压缩机电动机等的逆变器负载的情况下伴随压缩机电动机的转速的变化而使消耗电力发生变化等情况下，第一电容器和第二电容器的两端电压也不会产生不平衡，能够使向负载输出的电压稳定，能够容易地实现通过后级的逆变器对压缩机电动机的稳定驱动。
实施方式5
在本实施方式中，对应用了实施方式1～4中记载的直流电源装置的制冷循环应用设备进行说明。
这里，参照图14来说明实施方式5涉及的制冷循环应用设备的更具体的结构。
图14是表示实施方式5涉及的制冷循环应用设备的一个结构示例的图。另外，在图14所示的示例中，示出了连接有逆变器30作为实施方式3中用图10说明的直流电源装置100a的负载的结构示例。
作为实施方式5涉及的制冷循环应用设备，例如设有空调机、热泵式热水器、冰箱和制冷机等，如图14所示，具有制冷循环200。
制冷循环200是通过制冷剂配管36将压缩机31、四通阀32、内部热交换器33、膨胀机构34和热交换器35依次连接而形成的。在压缩机31的内部设置有对制冷剂进行压缩的压缩机构37和使该压缩机构37动作的压缩机电动机38。
压缩机电动机38是具有U相、V相、W相这3相绕组的3相电动机，由作为直流电源装置100a的负载而连接的逆变器30进行驱动控制。
在如图14所示那样构成的制冷循环应用设备中，能够具有由上述的实施方式1～4中说明的直流电源装置获得的效果。
也就是说，在升压模式下，以基于电源电压检测单元的检测结果得到的3相交流频率之3n倍对第一开关元件和第二开关元件交替地进行导通控制，由此3相交流的各相电流的波形为相似形状，不会产生各相电流的不平衡，而且各相电流的失真率为极小值，能够改善功率因数、抑制谐波电流。
此外，根据基于电源电压检测单元的检测结果得到的3相交流的检测电压值，使第一开关元件及第二开关元件的导通占空比变化，由此能够吸收3相交流的电压的变化量，能够使向负载输出的电压稳定化。
此外，以基于电源电压检测单元的检测结果得到的电压过零为基准，以与第一开关元件及第二开关元件的导通占空比对应的最佳定时进行开关控制，由此能够进一步提高改善功率因数、减少谐波电流的效果。
此外，根据向负载输出的电压值，使第一开关元件及第二开关元件的导通占空比变化，由此能够使向负载输出的电压稳定化，能够抑制伴随输出电压下降而导致的压缩机电动机的输出下降。
而且，根据负载的消耗电力，使第一开关元件及第二开关元件的导通占空比变化，由此能够得到与负载的消耗电量对应的最佳输出电压值，即使在与压缩机电动机的转速上升对应地消耗电量增加的情况下，也能够抑制输出电流的增加。
此外，在负载的消耗电力较低的区域内，与在整个区域内进行倍压动作的情况相比，能够减少第一开关元件及第二开关元件的导通损耗，能够实现高效率化。
此外，与消耗电量对应的输出电压的变化范围的自由度增大，能够提高作为制冷循环应用设备的通用性。
如上所述，根据实施方式5的制冷循环应用设备，采用使用了上述实施方式1～4中记载的直流电源装置的结构，由此能够具有由实施方式1～4中说明的直流电源装置获得的效果。
另外，在上述的实施方式中，作为构成电容器的充电单元的开关元件、防逆流元件，通常使用以硅(Si：Silicon)为材料的Si类半导体是主流，不过也可以使用以碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、金刚石为材料的宽禁带(WBG)半导体。
由这样的WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件，耐电压性高，且容许电流密度也高。因此，开关元件和防逆流元件能够小型化，通过使用这些小型化的开关元件、防逆流元件，能够使使用这些元件构成的直流电源装置小型化。
此外，由这样的WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件的耐热性也高。因此，能够使散热器的散热片小型化，能够将水冷部换成气冷部，所以能够使直流电源装置进一步小型化。
进而，由这样的WBG半导体形成的开关元件和防逆流元件的电力损耗较低。因此，能够使开关元件和防逆流元件高效率化，进而能够使直流电源装置高效率化。
另外，优选开关元件和防逆流元件双方由WBG半导体形成，不过也可以是任一方的元件由WBG半导体形成，也能够获得上述的效果。
此外，在上述的实施方式中，作为开关元件，例如列举了功率晶体管、功率MOSFET、IGBT，不过使用作为高效率的开关元件而公知的超级结构造的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)、绝缘栅半导体元件、双极晶体管等也能够获得同样的效果。
此外，控制部能够由CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)或DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)、微型计算机(Microcomputer，微处理器)的离散系统构成，除此以外也可以由模拟电路或数字电路等的电路元件等构成。
另外，以上的实施方式所示的结构是本发明的结构的一个示例，显然也可以与其他的公知技术组合，并且也可以在不脱离本发明要旨的范围内省略一部分等进行变更而构成。
如上所述，本发明作为抑制直流电源装置的谐波电流的增加、抑制功率因数变差的技术是有效的，特别适用于将3相交流转换成直流供给到负载的结构的直流电源装置和具有该直流电源装置的制冷循环应用设备。

Claims (20)

1.一种直流电源装置，其将3相交流转换成直流供给到负载，并且在转换路径上具有电抗器，所述直流电源装置包括：
第一电容器和第二电容器，在连向所述负载的输出端子间串联连接；
充电单元，其有选择地对所述第一电容器和所述第二电容器中的一方或双方进行充电；以及
控制部，其对所述充电单元进行控制，
所述直流电源装置的特征在于，
所述控制部对所述充电单元进行控制，以使得在将所述第一电容器及所述第二电容器的充电期间和不充电期间进行组合得到的期间作为1周期时，该1周期的倒数即充电频率为所述3相交流的频率的3n倍，其中，n为自然数。
2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，
所述控制部对所述充电单元进行控制，以使得所述充电频率为多种所述3相交流的频率的最小公倍数的3m倍，其中，m为自然数。
3.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，
所述充电单元包括：
第一开关元件，其对所述第一电容器的充电和不充电进行切换；
第二开关元件，其对所述第二电容器的充电和不充电进行切换；
第一防逆流元件，其防止所述第一电容器的充电电荷向所述第一开关元件逆流；以及
第二防逆流元件，其防止所述第二电容器的充电电荷向所述第二开关元件逆流。
4.根据权利要求3所述的直流电源装置，其特征在于，
所述控制部具有：
全波整流模式，使所述第一开关元件和所述第二开关元件为断开的控制状态；以及
升压模式，以所述充电频率对所述第一开关元件和所述第二开关元件交替地进行导通控制，
在所述升压模式下，使所述第一开关元件及所述第二开关元件的导通占空比变化来控制输出电压。
5.根据权利要求4所述的直流电源装置，其特征在于，
具有检测所述3相交流的电压的电源电压检测单元，
所述控制部在所述升压模式下，基于所述电源电压检测单元的输出，与所述3相交流的电压周期的1/3n倍同步地，对所述第一开关元件和所述第二开关元件进行导通控制。
6.根据权利要求5所述的直流电源装置，其特征在于，
所述控制部基于所述电源电压检测单元的输出，使所述第一开关元件及所述第二开关元件的导通占空比变化。
7.根据权利要求6所述的直流电源装置，其特征在于，
所述控制部在所述3相交流的电压为阈值以上的情况下，使所述导通占空比小于50％，设定所述第一开关元件和所述第二开关元件的同时断开区间。
8.根据权利要求6所述的直流电源装置，其特征在于，
所述控制部在所述3相交流的电压小于阈值的情况下，使所述导通占空比为50％以上，设定所述第一开关元件和所述第二开关元件的同时导通区间。
9.根据权利要求5所述的直流电源装置，其特征在于，
所述控制部基于所述电源电压检测单元的输出，控制所述第一开关元件及所述第二开关元件的导通定时。
10.根据权利要求3所述的直流电源装置，其特征在于，
具有检测所述负载的状态的负载状态检测单元，
所述控制部基于所述负载状态检测单元的输出，使所述第一开关元件及所述第二开关元件的导通占空比变化。
11.根据权利要求10所述的直流电源装置，其特征在于，
所述负载状态检测单元包括检测向所述负载输出的电压的输出电压检测单元。
12.根据权利要求11所述的直流电源装置，其特征在于，
所述控制部在向所述负载输出的电压为阈值以上的情况下，使所述导通占空比小于50％，设定所述第一开关元件和所述第二开关元件的同时断开区间。
13.根据权利要求11所述的直流电源装置，其特征在于，
所述控制部在向所述负载输出的电压小于阈值的情况下，使所述导通占空比为50％以上，设定所述第一开关元件和所述第二开关元件的同时导通区间。
14.根据权利要求11所述的直流电源装置，其特征在于，
所述负载状态检测单元还包括检测向所述负载输出的电流的输出电流检测单元，
所述控制部基于所述负载的消耗电力，使所述第一开关元件及所述第二开关元件的导通占空比变化。
15.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，
将平滑电容器与由所述第一电容器和所述第二电容器构成的串联电路并联连接。
16.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，
将平衡电阻分别与所述第一电容器和所述第二电容器并联连接。
17.根据权利要求3所述的直流电源装置，其特征在于，
所述第一开关元件、所述第二开关元件、所述第一防逆流元件和所述第二防逆流元件中的至少1个由宽禁带半导体形成。
18.根据权利要求17所述的直流电源装置，其特征在于，
所述宽禁带半导体是碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。
19.一种制冷循环应用设备，其特征在于，
具有权利要求1～18中任一项所述的直流电源装置。
20.根据权利要求19所述的制冷循环应用设备，其特征在于，
具有驱动压缩机电动机的逆变器作为所述负载。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015056341A1 (ja) 2013-10-18 2015-04-23 三菱電機株式会社 直流電源装置、電動機駆動装置、空気調和機および冷蔵庫
JP6072937B2 (ja) 2013-11-26 2017-02-01 三菱電機株式会社 直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器
US10056826B2 (en) 2014-06-05 2018-08-21 Mitsubishi Electric Corporation Direct-current power supply device for controlling at frequency being 3N times frequency of three-phase alternating current and refrigeration-cycle applied device including the same
CN105553306B (zh) * 2016-01-19 2018-02-23 华中科技大学 混合导通模式的逆变电源装置及其直接电荷量控制方法
JP6646878B2 (ja) * 2016-12-21 2020-02-14 株式会社デンソー 界磁巻線型回転機
CN106990309B (zh) * 2017-04-28 2023-07-07 荣信汇科电气股份有限公司 一种采用交流试验电源的换流阀稳态运行试验装置及方法
CN107947563A (zh) * 2017-11-08 2018-04-20 中国航空工业集团公司金城南京机电液压工程研究中心 一种新型航空发动机电驱动装置
US10718794B2 (en) * 2018-06-20 2020-07-21 Allegro Microsystems, Llc Current sensor with power calculation
JP7149770B2 (ja) * 2018-08-24 2022-10-07 株式会社日立産機システム 電力変換装置及び、これを用いたインバータ装置
JP7291523B2 (ja) * 2019-04-10 2023-06-15 キヤノンメディカルシステムズ株式会社 Ｘ線高電圧装置および力率改善回路
US11923776B2 (en) * 2019-04-12 2024-03-05 Mitsubishi Electric Corporation DC power supply device and air conditioner
WO2021166111A1 (ja) * 2020-02-19 2021-08-26 三菱電機株式会社 直流電源装置および冷凍サイクル適用機器
CN117650478A (zh) * 2023-12-04 2024-03-05 深圳嘉瓦数字能源有限公司 一种充电模块故障切断输入电压电路

Family Cites Families (50)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS58204770A (ja) 1982-05-21 1983-11-29 Nec Corp 倍電圧整流回路
JPS58207870A (ja) 1982-05-26 1983-12-03 Nec Corp 倍電圧整流チヨツパ回路
JP2539158Y2 (ja) 1989-05-31 1997-06-25 サンケン電気株式会社 直流電源装置
JPH03101187U (zh) 1990-02-02 1991-10-22
JP2765372B2 (ja) 1992-05-26 1998-06-11 サンケン電気株式会社 交流直流変換装置
JP3195105B2 (ja) 1993-02-26 2001-08-06 株式会社東芝 多相入力用直流電源回路
JPH08186981A (ja) 1994-12-29 1996-07-16 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
JPH08237957A (ja) 1995-02-24 1996-09-13 Fujitsu General Ltd 空気調和機の制御方法およびその装置
JP3422218B2 (ja) * 1996-10-11 2003-06-30 ダイキン工業株式会社 コンバータ
US6137700A (en) 1997-10-08 2000-10-24 Daikin Industries, Ltd. Converter with a high power factor using a DC center point voltage
JP3837943B2 (ja) 1998-09-03 2006-10-25 株式会社日立製作所 冷蔵庫
JP2000278955A (ja) 1999-01-19 2000-10-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源装置及びこの電源装置を用いた空気調和機
EP1022844A3 (en) * 1999-01-19 2002-04-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Power supply device and air conditioner using the same
JP2000324843A (ja) 1999-05-17 2000-11-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源装置とその電源装置を備えた空気調和機
JP2001050625A (ja) 1999-08-12 2001-02-23 Hitachi Ltd 冷蔵庫
JP2001145360A (ja) 1999-11-16 2001-05-25 Hitachi Ltd 力率改善回路，モータ制御装置及び空調機
JP2001286130A (ja) 2000-03-31 2001-10-12 Densei Lambda Kk 力率改善回路
JP4033628B2 (ja) 2000-12-08 2008-01-16 松下電器産業株式会社 電源装置及びその電源装置を用いた空気調和機
JP4026422B2 (ja) 2002-06-19 2007-12-26 富士電機デバイステクノロジー株式会社 電源制御回路、多チャネル電源回路装置、及びソフトスタート回路
JP2004180422A (ja) 2002-11-27 2004-06-24 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd Ｐｗｍ整流装置
ITPD20030027A1 (it) 2003-02-14 2004-08-15 Selco Srl Generatore per saldatrice ad arco ad elevato fattore di potenza
TW591870B (en) * 2003-02-18 2004-06-11 Delta Electronics Inc Integrated converter with three-phase power factor correction
TWI292248B (en) * 2003-05-01 2008-01-01 Delta Electronics Inc Alternative control method for application to boost converter
US7403400B2 (en) 2003-07-24 2008-07-22 Harman International Industries, Incorporated Series interleaved boost converter power factor correcting power supply
JP4596866B2 (ja) 2003-09-09 2010-12-15 パナソニック株式会社 モータ駆動装置
JP2005323440A (ja) 2004-05-07 2005-11-17 Yaskawa Electric Corp インバータ装置
US8581147B2 (en) 2005-03-24 2013-11-12 Lincoln Global, Inc. Three stage power source for electric ARC welding
US8269141B2 (en) 2004-07-13 2012-09-18 Lincoln Global, Inc. Power source for electric arc welding
US9956639B2 (en) 2005-02-07 2018-05-01 Lincoln Global, Inc Modular power source for electric ARC welding and output chopper
JP2006067730A (ja) * 2004-08-27 2006-03-09 Sanken Electric Co Ltd 力率改善回路
JP2006325306A (ja) 2005-05-18 2006-11-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd コンバータ回路およびそれを用いたモータ駆動制御装置、圧縮機、空気調和機
JP2007166783A (ja) 2005-12-14 2007-06-28 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP5053581B2 (ja) 2006-07-10 2012-10-17 株式会社ダイヘン アーク加工用電源装置
JP5070937B2 (ja) 2007-05-25 2012-11-14 東芝三菱電機産業システム株式会社 昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路及びそれを用いたｄｃ−ｄｃコンバータ回路
JP5087346B2 (ja) 2007-08-21 2012-12-05 株式会社ダイヘン 電源装置及びアーク加工用電源装置
EP2184842B1 (en) 2007-08-29 2019-04-03 Mitsubishi Electric Corporation Ac/dc converter, and compressor driving unit and air conditioner utilizing the same
JP4966249B2 (ja) 2008-05-07 2012-07-04 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
JP4642101B2 (ja) 2008-09-11 2011-03-02 三菱電機株式会社 交流直流変換装置、圧縮機駆動装置、空気調和機
AU2008364881B2 (en) 2008-12-01 2013-02-21 Mitsubishi Electric Corporation Alternating current-direct current converting apparatus and apparatus for driving electric machinery
JP2010263739A (ja) 2009-05-11 2010-11-18 Ricoh Co Ltd 電源出力制御回路
JP5212303B2 (ja) 2009-07-31 2013-06-19 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP2011061887A (ja) * 2009-09-07 2011-03-24 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、および空気調和機
JP2011244635A (ja) 2010-05-20 2011-12-01 Panasonic Corp ブラシレスモータ駆動用インバータ装置の制御方法
JP5557660B2 (ja) 2010-09-10 2014-07-23 株式会社日立産機システム 電力変換装置及び、それを用いた機器
JP5660916B2 (ja) 2011-02-04 2015-01-28 三菱電機株式会社 電源変換装置および空気調和機
JP2012191761A (ja) 2011-03-10 2012-10-04 Fuji Electric Co Ltd 交流−直流変換回路
JP5258927B2 (ja) 2011-04-27 2013-08-07 三菱電機株式会社 電力変換装置、冷凍空調システムおよび制御方法
JP5775760B2 (ja) 2011-08-08 2015-09-09 田淵電機株式会社 昇圧チョッパ回路およびこれを備えた電源装置
JP2015006012A (ja) 2011-10-19 2015-01-08 パナソニック株式会社 昇降圧型整流回路システム
JP5699912B2 (ja) 2011-11-21 2015-04-15 トヨタ自動車株式会社 電気自動車用のインバータ

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