JPWO2014207824A1 - 直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

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Abstract

三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成において、各相電流間に不平衡が生じることなく、高調波電流の増加や力率の悪化を抑制可能な直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器を得ること。三相交流を整流する整流回路２と、整流回路２の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトル３と、負荷１１への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、これらの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段７とを備え、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間とを組み合わせた期間を１周期とするとき、この１周期の逆数である充電周波数が三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように、充電手段７を制御する。

Description

本発明は、直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器に関する。
従来、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機等に用いられる圧縮機モータ等を駆動するインバータを負荷とした直流電源装置では、交流を直流に変換する構成として、例えば、単相交流を直流に変換する構成（例えば、特許文献１）や、三相交流を直流に変換する構成（例えば、特許文献２）が開示されている。これら従来技術では、スイッチング周波数を低く抑えることで、スイッチング損失を低減することができ、高効率化を図ることが可能となる。
特開２０００−２７８９５５号公報 特許第５０８７３４６号公報
特許文献１に記載された単相交流を直流に変換して負荷に供給する構成では、商用交流の電源周波数の半周期に同期して、２つのスイッチング素子のオンオフ制御を行うことで、力率改善を図っている。しかしながら、特許文献２に記載された三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成において、電源周波数の半周期に同期して２つのスイッチング素子のオンオフ制御を行うと、各相電流間に不平衡が生じて、高調波電流の増加や力率の悪化を招く、という問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成において、各相電流間に不平衡が生じることなく、高調波電流の増加や力率の悪化を抑制可能な直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる直流電源装置は、三相交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、前記三相交流を整流する整流回路と、前記整流回路の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトルと、前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段と、前記充電手段を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間を１周期とするときの当該１周期の逆数である充電周波数が前記三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように、前記充電手段を制御することを特徴とする。
本発明によれば、三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成において、各相電流間に不平衡が生じることなく、高調波電流の増加や力率の悪化を抑制可能な直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器を得ることができる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置における各動作モードを示す図である。 図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置のスイッチングパターン、および、三相交流の各相電圧／各相電流のシミュレーション波形の一例を示す図である。 図５は、実施の形態１にかかる直流電源装置との比較例として、三相交流の周波数の４倍の周波数でスイッチング制御した場合のスイッチングパターン、および、三相交流の各相電圧／各相電流のシミュレーション波形の一例を示す図である。 図６は、スイッチング周波数と三相交流の各相電流の基本波形（正弦波形）に対する歪み率との関係を示す図である。 図７は、実施の形態１にかかる直流電源装置の動作例を示す図である。 図８は、実施の形態２にかかる直流電源装置のスイッチングパターンの一例を示す図である。 図９は、力率とスイッチング素子のオンタイミングとの関係の一例を示す図である。 図１０は、実施の形態３にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図１１は、実施の形態３にかかる直流電源装置の動作例を示す図である。 図１２は、負荷の消費電力量が大きくなる過程におけるスイッチングパターンの一例を示す図である。 図１３は、実施の形態４にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。 図１４は、実施の形態５にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図である。
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる直流電源装置１００は、交流電源１から供給される三相交流を直流に変換して負荷１１に供給する構成としている。なお、本実施の形態では、例えば冷凍サイクル適用機器に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータ負荷等を負荷１１として想定している。
直流電源装置１００は、三相交流を整流する整流回路２と、整流回路２の出力側に接続されたリアクトル３と、負荷１１への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、これら第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段７と、充電手段７を制御する制御部８と、三相交流の電圧を検出する電源電圧検出手段９とを備えている。なお、図１に示す例では、リアクトル３を整流回路２の出力側に接続した例を示したが、整流回路２の入力側に接続した構成であってもよい。
整流回路２は、６つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路である。電源電圧検出手段９は、図１に示す例では、交流電源１から供給される三相交流のうちの二相（ここでは、ｒ相、ｓ相）の線間電圧を検出する例を示している。
充電手段７は、第１のコンデンサ６ａの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子４ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子４ｂと、第１のコンデンサ６ａの充電電荷の第１のスイッチング素子４ａへの逆流を防止する第１の逆流防止素子５ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷の第２のスイッチング素子４ｂへの逆流を防止する第２の逆流防止素子５ｂとを備えている。
第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点と第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点とが接続され、第１のスイッチング素子４ａのコレクタから第１のコンデンサ６ａと負荷１１との接続点に向けて順方向に第１の逆流防止素子５ａが接続され、第２のコンデンサ６ｂと負荷１１との接続点から第２のスイッチング素子４ｂのエミッタに向けて順方向に第２の逆流防止素子５ｂが接続されている。
第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂには、それぞれ同容量のものが用いられる。また、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子が用いられる。
制御部８は、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂをオンオフ制御することにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。以下、この制御部８による第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング制御について、図１〜３を参照して説明する。
図２は、実施の形態１にかかる直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。なお、図２に示す例では、各構成要素の符号を省略している。
状態Ａは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが双方ともオフ制御されている状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電が行われる。
状態Ｂは、第１のスイッチング素子４ａのみオン制御されている状態を示している。この状態では、第２のコンデンサ６ｂのみ充電が行われる。
状態Ｃは、第２のスイッチング素子４ｂのみオン制御されている状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａのみ充電が行われる。
状態Ｄは、２つのスイッチング素子４ａ，４ｂが双方ともオン制御されている短絡状態を示している。この状態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの双方の充電が行われない。
本実施の形態では、図２に示す各状態を適宜切り替えることにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。
図３は、実施の形態１にかかる直流電源装置における各動作モードを示す図である。図３に示すように、実施の形態１にかかる直流電源装置１００における動作モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モードと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する昇圧モードとを有している。
昇圧モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧モードａ（倍電圧モード）と、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満の昇圧モードｂと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい昇圧モードｃとがある。
全波整流モードでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とすることにより、整流回路２により全波整流された電圧が出力電圧となる。
昇圧モードａ（倍電圧モード）では、第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオフタイミングとがほぼ同時となり、第１のスイッチング素子４ａのオフタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングとがほぼ同時となり、図２に示す状態Ｂと状態Ｃとが繰り返される。このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧の略２倍となる。
昇圧モードｂでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオフとなる同時オフ期間を設けている。このとき、図２に示す状態Ｂ→Ａ→Ｃ→Ａの状態遷移が周期的に繰り返され、このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧と、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧との中間電圧となる。
昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオンとなる同時オン期間を設けている。このとき、図２に示す状態Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの状態遷移が周期的に繰り返され、この同時オン期間（ここでは状態Ｄの期間）において、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。このときの出力電圧は、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧以上の電圧となる。
このように、本実施の形態では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることにより、負荷１１に供給する直流電圧を制御することが可能である。
つぎに、実施の形態１にかかる直流電源装置１００の昇圧モードにおける第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数について、図１、図４〜６を参照して説明する。ここで、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数とは、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間とを組み合わせた期間、つまり、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの１組のオン期間とオフ期間とを組み合わせた期間を１周期とするとき、この１周期の逆数であるスイッチング周波数を示すものとする。なお、以下の説明では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを主体とする表現においては「充電周波数」を用いて説明し、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを主体とする表現においては「スイッチング周波数」を用いて説明する。
図４は、実施の形態１にかかる直流電源装置のスイッチングパターン、および、三相交流の各相電圧／各相電流のシミュレーション波形の一例を示す図である。図４（ａ）は、三相交流の各相電圧のシミュレーション波形を示している。また、図４（ｂ）は、三相交流のｒ相電流波形のシミュレーション波形を示し、図４（ｃ）は、三相交流のｓ相電流波形のシミュレーション波形を示し、図４（ｄ）は、三相交流のｔ相電流波形のシミュレーション波形を示している。また、図４（ｅ）は、第１のスイッチング素子４ａのスイッチングパターンを示し、図４（ｆ）は、第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングパターンを示している。
本実施の形態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように制御する。図４に示す例では、ｎ＝１、つまり、三相交流の周波数の３倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御するようにしている。このようにすれば、図４に示すように、各相電流の波形が相似形となる。
図５は、実施の形態１にかかる直流電源装置との比較例として、三相交流の周波数の４倍の周波数でスイッチング制御した場合のスイッチングパターン、および、三相交流の各相電圧／各相電流のシミュレーション波形の一例を示す図である。図５（ａ）は、三相交流の各相電圧のシミュレーション波形を示している。また、図５（ｂ）は、三相交流のｒ相電流波形のシミュレーション波形を示し、図５（ｃ）は、三相交流のｓ相電流波形のシミュレーション波形を示し、図５（ｄ）は、三相交流のｔ相電流波形のシミュレーション波形を示している。また、図５（ｅ）は、第１のスイッチング素子４ａのスイッチングパターンを示し、図５（ｆ）は、第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングパターンを示している。
図５に示すように、三相交流の周波数の４倍の周波数で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂをスイッチング制御した場合には、各相電流の波形が相似形とならず、各相電流の不平衡が生じることとなる。図５に示す例では、三相交流の周波数の４倍の周波数でスイッチング制御する例を示したが、三相交流の周波数に同期してスイッチング制御を行う場合においても同様に、三相交流の各相電流の不平衡が生じる。
図１に示す構成において、単相交流を入力とし、整流回路２を４つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された単相全波整流回路とした場合、スイッチング損失の低減と力率の改善とを両立するためには、電源周波数に同期してスイッチング制御を行うのが一般的である。
これに対し、本実施の形態にかかる直流電源装置１００では、三相交流を入力としているため、三相交流の各相の位相が電源周期に対して１２０度ずつずれている。このため、電源周波数に同期してスイッチング制御を行った場合には、各相毎に異なる位相で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われることとなる。
図３に示した第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオン／オフタイミングが略一致する昇圧モードａ（倍電圧モード）において、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン期間、同時オフ期間が生じない場合には、スイッチング周波数が電源周波数に同期していなくても、各相電流の不平衡は生じないが、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オフ期間が生じる昇圧モードｂや、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン期間が生じる昇圧モードｃでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの何れか一方のオン期間と同時オフ期間あるいは同時オン期間との間で電流量差が生じる。
図６は、スイッチング周波数と三相交流の各相電流の基本波形（正弦波形）に対する歪み率との関係を示す図である。図６に示すように、スイッチング周波数が三相交流の電源周波数の３ｎ倍となる周波数において、各相電流の歪み率が極小値をとる。
つまり、三相交流の電源周波数の３ｎ倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われず、各相毎に異なる位相でスイッチングが行われた場合には、図５に示したように各相電流の不平衡が生じることとなり、延いては、図６に示したように各相電流の歪み率が大きくなり、力率の悪化や高調波電流の増加を招くこととなる。
本実施の形態では、上述したように、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数、つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍となるように制御することにより、電源周期に対して１２０度ずつずれた三相交流の各相の同一位相で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われるため、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オフ期間が生じる昇圧モードｂや、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オン期間が生じる昇圧モードｃであっても、図４に示したように三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、図６に示したように各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
つぎに、実施の形態１にかかる直流電源装置１００の動作について、図１〜６を参照して説明する。
本実施の形態では、図１に示すように、三相交流の電圧を検出する電源電圧検出手段９を具備した構成としている。なお、図１に示す例では、三相交流のｒ−ｓ相間の線間電圧を検出する構成としているが、ｓ−ｔ相間やｔ−ｒ相間の線間電圧を検出する構成であってもよいし、各相電圧を検出する構成であってもよく、この電源電圧検出手段９の構成により本発明が限定されるものではない。
制御部８は、電源電圧検出手段９の検出結果から得た三相交流の検出電圧値に応じて、昇圧モードにおける第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させる。
図７は、実施の形態１にかかる直流電源装置の動作例を示す図である。図７において、横軸は時間を示し、縦軸は三相交流の電圧値を示している。
制御部８は、三相交流の基準電圧値を閾値として保持しておき、この基準電圧値において、例えば、図３に示す第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作するようにしておく（図７に示す期間ｔａ〜ｔｂ）。そして、基準電圧値に対して検出電圧値が小さい場合には（図７に示す期間ｔｂ〜ｔｃ）、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％以上となる昇圧モードｃで動作させ、基準電圧値に対して検出電圧値が大きい場合には（図７に示す期間ｔｃ〜）、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満となる昇圧モードｂで動作させる。
あるいは、例えば、三相交流の検出電圧値に対して出力電圧が一定となるような第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティをテーブルとして保持しておき、三相交流の検出電圧値に応じた第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを適用するようにしてもよい。
このようにすれば、三相交流の電圧の変動分を吸収することができ、負荷１１への出力電圧を安定化することができる。
また、制御部８は、電源電圧検出手段９の検出結果から得た三相交流の周波数の３ｎ倍で、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する。より具体的には、電源電圧検出手段９の検出結果から得た三相交流の電圧周期の（１／３ｎ）倍に同期して、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する。
これにより、上述したように各相電流の不平衡を生じることなく、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
以上説明したように、実施の形態１の直流電源装置によれば、三相交流を整流する整流回路と、整流回路の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトルと、負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、これら第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段と、この充電手段を制御する制御部と、三相交流の電圧を検出する電源電圧検出手段とを備え、三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成において、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの１組の充電期間と非充電期間とを組み合わせた期間を１周期とするとき、この１周期の逆数である充電周波数が三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように、充電手段を制御するようにしたので、電源周期に対して１２０度ずつずれた三相交流の各相の同一位相でスイッチングが行われるため、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の同時オフ期間が生じる場合や、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の同時オン期間が生じる場合であっても、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
より具体的には、第１のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子と、第２のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子と、第１のコンデンサの充電電荷の第１のスイッチング素子への逆流を防止する第１の逆流防止素子と、第２のコンデンサの充電電荷の第２のスイッチング素子への逆流を防止する第２の逆流防止素子とにより充電手段を構成し、電源電圧検出手段の検出結果から得た三相交流の周波数の３ｎ倍で、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を交互にオン制御するようにしている。
また、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を常時オフ制御状態とした全波整流モードと、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を交互にオン制御する昇圧モードとを有し、電源電圧検出手段の検出結果から得た三相交流の検出電圧値に応じて、昇圧モードにおける第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させるようにしたので、三相交流の電圧の変動分を吸収することができ、負荷への出力電圧を安定化することができる。
なお、上述した実施の形態１では、電源電圧検出手段を具備した構成例について説明したが、例えば、実施の形態１にかかる直流電源装置が適用される三相交流の種別（電圧、周波数）が予め決まっている場合には、電源電圧検出手段を省略した構成であっても、スイッチング周波数を電源周波数の３ｎ倍とすることで、電源電圧の変動は吸収できないものの、力率の改善や高調波電流の抑制を図ることは可能である。
また、例えば、実施の形態１にかかる直流電源装置が複数種の三相交流に適用する場合には、スイッチング周波数を各三相交流の周波数の最小公倍数の３ｎ倍とすればよい。例えば、５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの三相交流に適用される場合には、スイッチング周波数を５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数である３００Ｈｚの３ｎ倍としておくことで対応可能である。
また、電源電圧検出手段を具備した構成においても、三相交流の周波数や電圧周期が検出できない場合を想定して、このような非常時におけるスイッチング周波数を複数種の三相交流の周波数の最小公倍数の３ｍ倍（上述した例では３００Ｈｚの３ｍ倍（ｍは自然数））として設定しておいてもよい。このようにすれば、例えば、電源電圧検出手段の故障等により三相交流の周波数や電圧周期が検出できなくなった場合でも、力率の改善や高調波電流の抑制効果を得ることができる。
また、スイッチング周波数が高くなるとスイッチング損失が増加することとなるので、通常の運用時にはｎやｍの値を出来るだけ小さくしてスイッチング周波数をより低くする方が好ましいことは言うまでもない。例えば、５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの三相交流に適用される場合には、非常時におけるスイッチング周波数を９００Ｈｚ（ｍ＝１）とし、通常時にはこの９００Ｈｚあるいはそれ以下で運用するのが望ましい。
実施の形態２．
実施の形態２にかかる直流電源装置の構成は、実施の形態１にかかる直流電源装置と同一であるので、ここでは説明を省略する。
実施の形態１では、電源電圧検出手段９の検出結果から得た三相交流の電圧周期の（１／３ｎ）倍に同期して、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する例について説明したが、本実施の形態では、電源電圧検出手段９の検出結果から得た三相交流の電圧ゼロクロスに対して、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングを制御する例について説明する。
図８は、実施の形態２にかかる直流電源装置のスイッチングパターンの一例を示す図である。図８に示す例では、実施の形態１において図３で示した昇圧モードｂにおけるスイッチングパターンを示している。
図８に示すように、本実施の形態では、制御部８は、電源電圧検出手段９の検出結果から得た電圧ゼロクロスを基準として、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングを、位相角θだけずらすようにしている。なお、基準とする電圧ゼロクロスは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングの基準となるものであれば、各相電圧、各線間電圧の何れのゼロクロスであってもよい。
図９は、力率とスイッチング素子のオンタイミングとの関係の一例を示す図である。図９に示す例において、縦軸は力率を示し、横軸はスイッチング素子のオンタイミングを示している。
図９に示すように、力率は、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングによって変化する。また、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティによっても、図９に示す関係は変化する。
さらに、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングとオンデューティとによって三相交流の電流波形も変化し、高調波電流も変化する。
したがって、本実施の形態では、例えば、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティに対し、上述した電圧ゼロクロスを基準としたオンタイミングの位相角θをテーブル化して保持しておき、実施の形態１において説明した第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを適用して、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂをオン制御する際に、そのテーブルから読み出した位相角θを適用し、電源電圧検出手段９の検出結果から得た電圧ゼロクロスを基準として、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングを、位相角θだけずらしてスイッチング制御を行う。
このようにすれば、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティに応じた最適なタイミングでスイッチング制御を行うことができ、力率改善や高調波電流の低減効果をより高めることができる。
以上説明したように、実施の形態２の直流電源装置によれば、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンデューティに応じた最適なタイミングでスイッチング制御を行えるように、電源電圧検出手段の検出結果から得た電圧ゼロクロスを基準として、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンタイミングを、位相角θだけずらすようにしたので、力率改善や高調波電流の低減効果をより高めることができる。
実施の形態３．
図１０は、実施の形態３にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１，２と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
図１０に示すように、実施の形態３にかかる直流電源装置１００ａは、実施の形態１において図１で示した構成に加え、負荷１１の状態を検出する負荷状態検出手段２２として、負荷１１への出力電圧を検出する出力電圧検出手段２０と、負荷１１への出力電流を検出する出力電流検出手段２１とをさらに備えている。
図１０に示す構成において、制御部８ａは、出力電圧検出手段２０の検出結果である負荷１１への出力電圧値に応じて、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させる。
例えば、負荷１１への出力電圧の基準電圧値を閾値として保持しておき、この基準電圧値において、図３に示す第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作するようにしておき、基準電圧値に対して検出した出力電圧値が大きい場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満となる昇圧モードｂで動作させ、基準電圧値に対して検出した出力電圧値が小さい場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％以上となる昇圧モードｃで動作させる。
あるいは、例えば、負荷１１への出力電圧が一定となるような第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティをテーブルとして保持しておき、検出した出力電圧値に応じた第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを適用するようにしてもよい。
このようにすれば、負荷１１の状況の変化、例えば、負荷１１が、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機等に用いられる圧縮機モータ等を駆動するインバータ負荷である場合に、圧縮機モータの回転数が変化する等、直流電源装置１００ａの出力電流が変動することによる出力電圧の変動を吸収して、負荷１１への出力電圧を安定化することができ、出力電圧の低下に伴う圧縮機モータの出力低下を抑制することができる。
さらに、本実施の形態では、負荷状態検出手段２２として、出力電流検出手段２１を具備することにより、制御部８ａは、出力電圧検出手段２０の検出結果である負荷１１への出力電圧値と、出力電流検出手段２１の検出結果である負荷１１への出力電流値とから負荷１１の消費電力を算出し、この負荷１１の消費電力に応じて、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させるようにすることも可能である。
この場合には、例えば、負荷１１の消費電力に対し、負荷１１への出力電圧値が最適な値となる第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティをテーブル化して保持しておき、算出した負荷１１の消費電力量に応じた第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティをそのテーブルから読み出して、スイッチング制御を行うようにすればよい。
図１１は、実施の形態３にかかる直流電源装置の動作例を示す図である。図１１において、横軸は負荷１１の消費電力を示し、縦軸は負荷１１への出力電圧を示している。
図１１に示す例では、例えば、負荷１１の消費電力が所定値Ｐ１未満である場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを０％、つまり、全波整流モードで動作させる。
また、負荷１１の消費電力が所定値Ｐ２（Ｐ１＜Ｐ２）よりも大きい場合には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを５０％、つまり、昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させる。
そして、負荷１１の消費電力が所定値Ｐ１以上、且つ所定値Ｐ２以下である場合には、昇圧モードｂで動作させ、負荷１１の消費電力量に応じて、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを制御する。具体的には、図１１に示す例では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを、０％〜５０％の範囲内で変化させる。
図１２は、負荷の消費電力量が大きくなる過程におけるスイッチングパターンの一例を示す図である。
図１２に示すように、負荷１１の消費電力が図１１に示す所定値Ｐ１から所定値Ｐ２に至る過程では、負荷１１の消費電力量に応じて第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを上昇させていく。
このようにすれば、負荷１１の消費電力量に応じた最適な出力電圧値とすることができ、例えば、負荷１１が上述したような圧縮機モータ等を駆動するインバータ負荷である場合に、圧縮機モータの回転数の上昇に応じて消費電力量が増加した場合でも、出力電流の増加を抑制することが可能となる。
また、負荷１１の消費電力が所定値Ｐ２以下である領域では、全領域において倍電圧動作させる場合に対して、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの導通損失を低減することができ、高効率化を図ることができる。
なお、図１１に示す例では、全波整流モードから昇圧モードａ（倍電圧モード）までの領域を出力電圧の変化範囲とし、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティの変化範囲を０％〜５０％とした例を示したが、昇圧モードｃ、つまり、昇圧モードａ（倍電圧モード）を超える領域まで出力電圧の変化範囲とすることも可能である。この場合には、所定値Ｐ２をより大きくして、例えば、昇圧モードｃにおいて第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを６０％まで許容し、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティの変化範囲を０％〜６０％とする。また、逆に、全波整流モードから昇圧モードａ（倍電圧モード）に満たない領域を出力電圧の変化範囲とすることも可能である。このように、消費電力量に応じた出力電圧の変化範囲の自由度が大きく、汎用性の高い直流電源装置を得ることができる。
以上説明したように、実施の形態３の直流電源装置によれば、負荷の状態を検出する負荷状態検出手段として、負荷への出力電圧を検出する出力電圧検出手段を備え、出力電圧検出手段の検出結果である負荷への出力電圧値に応じて、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させることにより、負荷の状況の変化、例えば、負荷が圧縮機モータ等を駆動するインバータ負荷である場合に、圧縮機モータの回転数が変化する等、直流電源装置の出力電流が変動することによる出力電圧の変動を吸収して、負荷への出力電圧を安定化することができ、出力電圧の低下に伴う圧縮機モータの出力低下を抑制することができる。
さらに、負荷状態検出手段として、負荷への出力電流を検出する出力電流検出手段を備え、出力電圧検出手段の検出結果である負荷への出力電圧値と、出力電流検出手段の検出結果である負荷への出力電流値とから負荷の消費電力を算出し、この負荷の消費電力に応じて、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させることにより、負荷の消費電力量に応じた最適な出力電圧値とすることができ、例えば、負荷が圧縮機モータ等を駆動するインバータ負荷である場合に、圧縮機モータの回転数の上昇に応じて消費電力量が増加した場合でも、出力電流の増加を抑制することが可能となる。
また、負荷の消費電力が低い領域では、全領域において倍電圧動作させる場合に対して、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の導通損失を低減することができ、高効率化を図ることができる。
また、消費電力量に応じた出力電圧の変化範囲の自由度が大きく、汎用性の高い直流電源装置を得ることができる。
実施の形態４．
図１３は、実施の形態４にかかる直流電源装置の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
図１３に示すように、実施の形態４にかかる直流電源装置１００ｂは、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路に並列接続した平滑コンデンサ４０と、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂにそれぞれ並列接続したバランス抵抗４１，４２を具備した構成としている。なお、図１３に示す例では、実施の形態１において図１で説明した電源電圧検出手段９を省略している。
負荷１１の状況の変化、例えば、実施の形態３において説明したように、負荷１１が圧縮機モータ等を駆動するインバータ負荷である場合に、圧縮機モータの回転数の変化に伴う消費電力の変化等により、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの両端電圧に不平衡が生じることが考えられる。このような場合には、負荷１１への出力電圧が不安定となり、後段のインバータによる圧縮機モータの安定駆動が困難となる。
本実施の形態では、上述したように、平滑コンデンサ４０を第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路に並列接続する、あるいは、バランス抵抗４１，４２を第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂにそれぞれ並列接続することにより、負荷１１への出力電圧を安定化することができ、後段のインバータによる圧縮機モータの安定駆動が容易となる。
なお、図１３に示す例では、平滑コンデンサ４０とバランス抵抗４１，４２とを双方とも具備した構成例を示したが、平滑コンデンサ４０あるいはバランス抵抗４１，４２のいずれか一方を具備することで、負荷１１への出力電圧を安定化することも可能であり、平滑コンデンサ４０あるいはバランス抵抗４１，４２のいずれか一方を具備した構成であってもよいことは言うまでもない。
以上説明したように、実施の形態４の直流電源装置によれば、平滑コンデンサを第１のコンデンサおよび第２のコンデンサからなる直列回路に並列接続する、あるいは、バランス抵抗を第１のコンデンサおよび第２のコンデンサにそれぞれ並列接続することにより、負荷の状況の変化、例えば、負荷が圧縮機モータ等を駆動するインバータ負荷である場合に、圧縮機モータの回転数の変化に伴い、消費電力が変化する場合等においても、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの両端電圧に不平衡が生じることなく、負荷への出力電圧を安定化することができ、後段のインバータによる圧縮機モータの安定駆動が容易となる。
実施の形態５．
本実施の形態では、実施の形態１〜４に記載した直流電源装置を適用した冷凍サイクル適用機器について説明する。
ここでは、実施の形態５にかかる冷凍サイクル適用機器のより具体的な構成について、図１４を参照して説明する。
図１４は、実施の形態５にかかる冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図である。なお、図１４に示す例では、実施の形態３において図１０で説明した直流電源装置１００ａの負荷として、インバータ３０を接続した構成例を示している。
実施の形態５にかかる冷凍サイクル適用機器としては、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機等を想定しており、図１４に示すように、冷凍サイクル２００を有している。
冷凍サイクル２００は、圧縮機３１と、四方弁３２と、内部熱交換器３３と、膨張機構３４と、熱交換器３５とが冷媒配管３６を介して順次接続され形成される。圧縮機３１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構３７と、この圧縮機構３７を動作させる圧縮機モータ３８とが設けられている。
圧縮機モータ３８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻線を有する三相モータであり、直流電源装置１００ａの負荷として接続されたインバータ３０により駆動制御される。
図１４に示すように構成された冷凍サイクル適用機器では、上述した実施の形態１〜４において説明した直流電源装置により得られる効果を享受することができる。
つまり、昇圧モードにおいて、電源電圧検出手段の検出結果から得た三相交流の周波数の３ｎ倍で、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を交互にオン制御することにより、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
また、電源電圧検出手段の検出結果から得た三相交流の検出電圧値に応じて、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させることにより、三相交流の電圧の変動分を吸収することができ、負荷への出力電圧を安定化することができる。
また、電源電圧検出手段の検出結果から得た電圧ゼロクロスを基準として、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンデューティに応じた最適なタイミングでスイッチング制御を行うことにより、力率改善や高調波電流の低減効果をより高めることができる。
また、負荷への出力電圧値に応じて、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させることにより、負荷への出力電圧を安定化することができ、出力電圧の低下に伴う圧縮機モータの出力低下を抑制することができる。
さらに、負荷の消費電力に応じて、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させることにより、負荷の消費電力量に応じた最適な出力電圧値とすることができ、圧縮機モータの回転数の上昇に応じて消費電力量が増加した場合でも、出力電流の増加を抑制することが可能となる。
また、負荷の消費電力が低い領域では、全領域において倍電圧動作させる場合に対して、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の導通損失を低減することができ、高効率化を図ることができる。
また、消費電力量に応じた出力電圧の変化範囲の自由度が大きく、冷凍サイクル適用機器としての汎用性を高めることができる。
以上説明したように、実施の形態５の冷凍サイクル適用機器によれば、上述した実施の形態１〜４に記載の直流電源装置を用いて構成することにより、実施の形態１〜４において説明した直流電源装置により得られる効果を享受することができる。
なお、上述した実施の形態において、コンデンサの充電手段を構成するスイッチング素子や逆流防止素子としては、一般的には珪素（Ｓｉ：シリコン）を材料とするＳｉ系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）半導体を用いてもよい。
このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子や逆流防止素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子や逆流防止素子を用いることにより、これらの素子を用いて構成した直流電源装置の小型化が可能となる。
また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、直流電源装置の一層の小型化が可能になる。
さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子や逆流防止素子の高効率化が可能であり、延いては直流電源装置の高効率化が可能になる。
なお、スイッチング素子および逆流防止素子の両方がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がＷＢＧ半導体よって形成されていてもよく、上述した効果を得ることが可能である。
また、上述した実施の形態では、スイッチング素子として、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴを例として挙げたが、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、絶縁ゲート半導体装置、バイポーラトランジスタ等を用いても、同様の効果を得ることが可能である。
また、制御部は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能であるが、その他にもアナログ回路やデジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
以上のように、本発明は、直流電源装置の高調波電流の増加や力率の悪化を抑制する技術として有用であり、特に、三相交流を直流に変換して負荷に供給する構成の直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器に適している。
１ 交流電源、２ 整流回路、３ リアクトル、４ａ 第１のスイッチング素子、４ｂ 第２のスイッチング素子、５ａ 第１の逆流防止素子、５ｂ 第２の逆流防止素子、６ａ 第１のコンデンサ、６ｂ 第２のコンデンサ、７ 充電手段、８，８ａ 制御部、９ 電源電圧検出手段、１１ 負荷、２０ 出力電圧検出手段、２１ 出力電流検出手段、２２ 負荷状態検出手段、３０ インバータ、３１ 圧縮機、３２ 四方弁、３３ 内部熱交換器、３４ 膨張機構、３５ 熱交換器、３６ 冷媒配管、３７ 圧縮機構、３８ 圧縮機モータ、４０ 平滑コンデンサ、４１，４２ バランス抵抗、１００，１００ａ，１００ｂ 直流電源装置、２００ 冷凍サイクル。

Claims (20)

  1. 三相交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、
    前記三相交流を整流する整流回路と、
    前記整流回路の入力側あるいは出力側に接続されたリアクトルと、
    前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、
    前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電手段と、
    前記充電手段を制御する制御部と、
    を備え、
    前記制御部は、
    前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間を１周期とするときの当該１周期の逆数である充電周波数が前記三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように、前記充電手段を制御する
    ことを特徴とする直流電源装置。
  2. 前記制御部は、前記充電周波数が複数種の前記三相交流の周波数の最小公倍数の３ｍ倍（ｍは自然数）となるように、前記充電手段を制御することを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 前記充電手段は、
    前記第１のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子と、
    前記第２のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子と、
    前記第１のコンデンサの充電電荷の前記第１のスイッチング素子への逆流を防止する第１の逆流防止素子と、
    前記第２のコンデンサの充電電荷の前記第２のスイッチング素子への逆流を防止する第２の逆流防止素子と、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  4. 前記制御部は、
    前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオフ制御状態とする全波整流モードと、
    前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を交互に前記充電周波数でオン制御する昇圧モードと、
    を有し、
    前記昇圧モードにおいて、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させて、出力電圧を制御する
    ことを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
  5. 前記三相交流の電圧を検出する電源電圧検出手段を備え、
    前記制御部は、前記昇圧モードにおいて、前記電源電圧検出手段の出力に基づき、前記三相交流の電圧周期の（１／３ｎ）倍に同期して、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をオン制御することを特徴とする請求項４に記載の直流電源装置。
  6. 前記制御部は、前記電源電圧検出手段の出力に基づき、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させることを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
  7. 前記制御部は、前記三相商用交流の電圧が閾値以上である場合に、前記オンデューティを５０％未満とし、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の同時オフ区間を設けることを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
  8. 前記制御部は、前記三相商用交流の電圧が閾値未満である場合に、前記オンデューティを５０％以上とし、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の同時オン区間を設けることを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。
  9. 前記制御部は、前記電源電圧検出手段の出力に基づき、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンタイミングを制御することを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
  10. 前記負荷の状態を検出する負荷状態検出手段を備え、
    前記制御部は、前記負荷状態検出手段の出力に基づき、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
  11. 前記負荷状態検出手段は、前記負荷への出力電圧を検出する出力電圧検出手段を含むことを特徴とする請求項１０に記載の直流電源装置。
  12. 前記制御部は、前記負荷への出力電圧が閾値以上である場合に、前記オンデューティを５０％未満とし、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の同時オフ区間を設けることを特徴とする請求項１１に記載の直流電源装置。
  13. 前記制御部は、前記負荷への出力電圧が閾値未満である場合に、前記オンデューティを５０％以上とし、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の同時オン区間を設けることを特徴とする請求項１１に記載の直流電源装置。
  14. 前記負荷状態検出手段は、前記負荷への出力電流を検出する出力電流検出手段をさらに含み、
    前記制御部は、前記負荷の消費電力に基づき、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティを変化させることを特徴とする請求項１１に記載の直流電源装置。
  15. 前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサからなる直列回路に平滑コンデンサを並列接続したことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  16. 前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサにそれぞれバランス抵抗を並列接続したことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  17. 前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第１の逆流防止素子、および前記第２の逆流防止素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
  18. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項１７に記載の直流電源装置。
  19. 請求項１〜１８のいずれか一項に記載の直流電源装置を備えることを特徴とする冷凍サイクル適用機器。
  20. 前記負荷として、圧縮機モータを駆動するインバータを備えることを特徴とする請求項１９に記載の冷凍サイクル適用機器。
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