JP2021072667A - 直流電源装置および冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

Abstract

【課題】交流を直流に変換し、複数のコンデンサを用いて負荷に供給する電圧を制御する構成において、複数のコンデンサの電圧アンバランスを抑制可能な直流電源装置を得ること。【解決手段】交流を直流に変換して負荷１１に供給する直流電源装置１００であって、交流を整流する整流回路２と、整流回路２の前段または後段に接続されたリアクトル３と、負荷１１に対して並列に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方または両方を選択的に充電する充電部７と、第１のコンデンサ６ａの充電電流および第２のコンデンサ６ｂの充電電流を検出し、検出値を出力する電流検出部９と、検出値を用いて、充電部７による第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電を制御する制御部８と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、交流を直流に変換する直流電源装置および冷凍サイクル適用機器に関する。

従来、直流電源装置には、負荷に対して並列に複数のコンデンサを直列に接続し、各コンデンサを充電することによって、負荷に供給する電圧を制御するものがある。このような直流電源装置は、負荷への供給電圧を安定させ高信頼性を図るとともに、各コンデンサの長寿命化を図るためには、複数のコンデンサの電圧をバランスさせる必要がある。特許文献１には、直流電源装置が、直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサ、第１のコンデンサの電圧を検出する電圧検出器、および第２のコンデンサの電圧を検出する電圧検出器を備え、各電圧情報を用いて各コンデンサの電圧アンバランスを抑制する技術が開示されている。

特許第６０７２９２４号公報

しかしながら、特許文献１に記載の直流電源装置は、コンデンサ毎に専用の電圧検出器が必要なため、装置が大型化し、製品コストが増加する、という問題があった。また、特許文献１に記載の直流電源装置は、複数の電圧検出器を使用するため、各電圧検出器の誤差によっては電圧アンバランスを抑制できない場合がある、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、交流を直流に変換し、複数のコンデンサを用いて負荷に供給する電圧を制御する構成において、装置の大型化を抑制しつつ、複数のコンデンサの電圧アンバランスを抑制可能な直流電源装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置である。直流電源装置は、交流を整流する整流回路と、整流回路の前段または後段に接続されたリアクトルと、負荷に対して並列に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの一方または両方を選択的に充電する充電部と、第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの接続点と充電部との間に配置され、第１のコンデンサの充電電流および第２のコンデンサの充電電流を検出し、検出値を出力する電流検出部と、検出値を用いて、充電部による第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの充電を制御する制御部と、を備える。

本発明によれば、直流電源装置は、交流を直流に変換し、複数のコンデンサを用いて負荷に供給する電圧を制御する構成において、装置の大型化を抑制しつつ、複数のコンデンサの電圧アンバランスを抑制できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る直流電源装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置における各動作モードでの各スイッチング素子のスイッチング状態を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置の昇圧モードａにおいて、正しいタイミングでスイッチ動作した例を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置の昇圧モードａにおいて、第１のスイッチング素子のオンタイミングが遅延した例を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置の制御部の一構成例を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置の倍電圧モードである昇圧モードａにおける電圧アンバランス抑制制御例を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置の昇圧モードｂにおける電圧アンバランス抑制制御例を示す図 実施の形態１に係る直流電源装置の制御部が電圧アンバランス抑制制御を実施する動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る直流電源装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器の一構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係る直流電源装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置１００の構成例を示す図である。直流電源装置１００は、交流電源１から供給される三相交流を直流に変換して負荷１１に供給する。交流電源１は、三相電源を想定しているが、単相電源であってもよい。負荷１１は、例えば、冷凍サイクル適用機器に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータ負荷などを想定しているが、一例であり、これに限定されない。

直流電源装置１００は、三相交流を整流する整流回路２と、整流回路２の出力側に接続されたリアクトル３と、負荷１１に対して並列に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、を備える。また、直流電源装置１００は、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方または両方を選択的に充電する充電部７と、充電部７を制御する制御部８と、第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐおよび第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎを検出する電流検出部９と、を備える。整流回路２は、６つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路である。なお、整流回路２は、交流電源１が単相電源の場合は、単相交流を整流する回路構成となる。リアクトル３は、図１の例では、整流回路２の出力側に接続されているが、整流回路２の入力側に相毎に接続された構成であってもよい。すなわち、リアクトル３は、整流回路２の前段に接続されていてもよいし、整流回路２の後段に接続されていてもよい。整流回路２の前段とは、交流電源１と整流回路２との間である。整流回路２の後段とは、整流回路２と充電部７との間である。

充電部７は、制御部８の制御によって、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方または両方を選択的に充電する。充電部７は、第１のスイッチング素子４ａと、第２のスイッチング素子４ｂと、第１の逆流防止素子５ａと、第２の逆流防止素子５ｂと、を備える。第１のスイッチング素子４ａは、第１のコンデンサ６ａの充電と非充電とをスイッチング、すなわち切り替える。第２のスイッチング素子４ｂは、第２のコンデンサ６ｂの充電と非充電とをスイッチング、すなわち切り替える。第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体素子が用いられる。第１の逆流防止素子５ａは、第１のスイッチング素子４ａのコレクタから第１のコンデンサ６ａと負荷１１との接続点に向けて順方向に接続されている。第１の逆流防止素子５ａは、第１のコンデンサ６ａの充電電荷の第１のスイッチング素子４ａへの逆流を防止する。第２の逆流防止素子５ｂは、第２のコンデンサ６ｂと負荷１１との接続点から第２のスイッチング素子４ｂのエミッタに向けて順方向に接続されている。第２の逆流防止素子５ｂは、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷の第２のスイッチング素子４ｂへの逆流を防止する。

第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点と、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点とが、電流検出部９を介して接続されている。すなわち、電流検出部９は、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの接続点と充電部７との間に配置されている。電流検出部９は、第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐを検出し、検出した充電電流Ｉｐを検出値として制御部８へ出力する。電流検出部９は、第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎを検出し、検出した充電電流Ｉｎを検出値として制御部８へ出力する。第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂには、同容量のコンデンサが用いられる。

制御部８は、充電部７を制御して、具体的には、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンオフを制御することによって、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。また、制御部８は、電流検出部９から検出値を取得し、電流検出部９から取得した検出値を用いて、充電部７による第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電を制御する。制御部８は、電流検出部９から取得した検出値を用いて充電部７を制御し、第１のコンデンサ６ａの両端電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの両端電圧Ｖｎとの電圧アンバランスを抑制する。以下の説明において、第１のコンデンサ６ａの両端電圧Ｖｐを単に第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと称し、第２のコンデンサ６ｂの両端電圧Ｖｎを単に第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎと称することがある。制御部８による第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング制御について説明する。

図２は、実施の形態１に係る直流電源装置１００におけるスイッチング制御状態を示す図である。なお、図２に示す例では、各構成要素の符号を省略している。

状態Ａは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが双方ともオフ制御されている状態を示している。この状態では、直流電源装置１００において、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電が行われる。

状態Ｂは、第１のスイッチング素子４ａのみオン制御されている状態を示している。この状態では、直流電源装置１００において、第２のコンデンサ６ｂのみ充電が行われる。

状態Ｃは、第２のスイッチング素子４ｂのみオン制御されている状態を示している。この状態では、直流電源装置１００において、第１のコンデンサ６ａのみ充電が行われる。

本実施の形態では、制御部８が、図２に示す各状態を適宜切り替えることによって、負荷１１に供給する直流電圧を制御する。

図３は、実施の形態１に係る直流電源装置１００における各動作モードでの各スイッチング素子のスイッチング状態を示す図である。図３に示すように、直流電源装置１００において制御部８は、充電部７の動作を制御する動作モードとして、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モードと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する昇圧モードとを有している。

昇圧モードとしては、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％の昇圧モードａと、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％未満の昇圧モードｂとがある。なお、昇圧モードａのことを、倍電圧モードと称することがある。

全波整流モードでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とする。このときの直流電源装置１００からの出力電圧は、整流回路２によって全波整流された電圧となる。

昇圧モードａでは、第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオフタイミングとがほぼ同時となり、第１のスイッチング素子４ａのオフタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングとがほぼ同時となり、図２に示す状態Ｂと状態Ｃとが繰り返される。このときの直流電源装置１００からの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧の略２倍となる。

昇圧モードｂでは、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂが共にオフとなる同時オフ期間を設けている。このとき、図２に示す状態Ｂ→状態Ａ→状態Ｃ→状態Ａの状態遷移が周期的に繰り返される。このときの直流電源装置１００からの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧と、倍電圧モードである昇圧モードａにおける出力電圧との中間電圧となる。

このように、本実施の形態では、制御部８は、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることによって、負荷１１に供給する直流電圧を制御することが可能である。

つぎに、実施の形態１に係る直流電源装置１００の各昇圧モードにおける第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数について、図１を参照して説明する。ここで、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数とは、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間とを組み合わせた期間、つまり、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの１組のオン期間とオフ期間とを組み合わせた期間を１周期とするとき、この１周期の逆数であるスイッチング周波数を示すものとする。なお、以下の説明では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂを主体とする表現においては「充電周波数」を用いて説明し、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを主体とする表現においては「スイッチング周波数」を用いて説明する。

本実施の形態では、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍となるように制御するようにしている。なお、ｎは自然数とする。つまり、スイッチング周波数を三相交流の周波数の３ｎ倍とし、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する。このようにすれば、直流電源装置１００は、スイッチング制御を行った際に各相電流に現れる歪みが各相毎に等しい位相で発生するため、各相電流の波形を電源周期に対して１２０度ずつずれた相似形とすることができ、三相交流の各相電流の不平衡を解消することができる。すなわち、交流が三相交流の場合、制御部８は、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間を１周期とするときの当該１周期の逆数である充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍となるように充電部７を制御する。

これに対し、スイッチング周波数を三相交流の周波数の３ｎ倍以外の周波数とした場合、直流電源装置１００では、各相電流の波形が相似形とならず、各相電流の不平衡が生じることとなる。また、直流電源装置１００では、三相交流の周波数に同期してスイッチング制御を行う場合においても同様に、三相交流の各相電流の不平衡が生じる。つまり、直流電源装置１００では、三相交流の周波数の３ｎ倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われず、各相毎に異なる位相でスイッチングが行われた場合には、各相電流の不平衡が生じることとなり、延いては、各相電流の歪み率が大きくなり、力率の悪化や高調波電流の増加を招くこととなる。

本実施の形態では、上述したように、制御部８は、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数、つまり、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍となるように制御する。これにより、直流電源装置１００では、電源周期に対して１２０度ずつずれた三相交流の各相の同一位相で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われる。この結果、直流電源装置１００では、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂの同時オフ期間が生じる昇圧モードｂであっても、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。

また、制御部８は、ｎ＝１、つまり、三相交流の周波数の３倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御するようにすれば、ノイズの発生量も少なく、交流電源１と同一の系統に接続された他の機器に与える影響を少なくすることが可能となる。

また、電源周波数は５０Ｈｚおよび６０Ｈｚが広く用いられており、設置場所に応じて使い分ける必要がある場合、直流電源装置１００は、電源電圧を検出するセンサなどの図示しない電源電圧検出手段を設け、電源電圧のゼロクロスタイミングを検出することで、交流電源１の周波数を把握することが可能である。また、制御部８は、５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数である３００Ｈｚの３ｍ倍でスイッチング動作を行うことによって、交流電源１の周波数を把握することなく各相電流の不平衡を解消することが可能であり、電源電圧検出手段を設ける必要がなくなるため低コスト化にも寄与する。なお、ｍは自然数とする。

つぎに、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎがアンバランスとなる具体例について、図１、図４および図５を参照して説明する。図４は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の昇圧モードａにおいて、正しいタイミングでスイッチ動作した例を示す図である。また、図５は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の昇圧モードａにおいて、第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングが遅延した例を示す図である。

図４および図５に示す例では、ｎ＝１、つまり、三相交流の周波数の３倍で第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂを交互にオン制御した例を示している。図４（ａ）および図５（ａ）は、交流電源１の各相電源電圧波形を示し、図４（ｂ）および図５（ｂ）は、整流回路２の出力電圧波形を示している。また、図４（ｃ）および図５（ｃ）は、第１のスイッチング素子４ａのスイッチング波形を示し、図４（ｄ）および図５（ｄ）は、第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング波形を示している。また、図４（ｅ）および図５（ｅ）は、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐ波形および第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎ波形を示している。

図４および図５において、第１のスイッチング素子４ａのオン期間Ｔ１は、第２のコンデンサ６ｂの充電期間に等しく、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔ２は、第１のコンデンサ６ａの充電期間に等しい。図４に示すように、第１のスイッチング素子４ａのオン期間Ｔ１、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間と、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔ２、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間とが等しい場合には（図４（ｃ），（ｄ）参照）、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとが等値となる（図４（ｅ）参照）。

これに対し、図５に示すように、素子ばらつきなどにより第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングがΔｔだけ遅延し、第１のスイッチング素子４ａのオン期間Ｔ１、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間が、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔ２、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間よりも短くなった場合には（Ｔ１＝Ｔ２−Δｔ＜Ｔ２、図５（ｃ），（ｄ）参照）、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎよりも大きくなり、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとがアンバランス状態となる（Ｖｐ＞Ｖｎ、図５（ｅ）参照）。この場合、このまま昇圧モードａ、つまり、倍電圧モードで運転を継続して行うと、一方のコンデンサ（ここでは、第１のコンデンサ６ａ）の電圧（ここでは、Ｖｐ）が高電圧となり、コンデンサ（ここでは、第１のコンデンサ６ａ）の寿命が短くなる、あるいは、素子耐圧を超える電圧が印加される虞がある。このため、制御部８は、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとが等値となるように制御する必要がある。以下、この制御を「電圧アンバランス抑制制御」という。

ここで、電流検出部９は、第１のスイッチング素子４ａの立ち上がりを検知した場合は第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎを検出し、検出値すなわち充電電流Ｉｎを制御部８へ出力することが可能である。また、電流検出部９は、第２のスイッチング素子４ｂの立ち上がりを検知した場合は第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐを検出し、検出値すなわち充電電流Ｉｐを制御部８へ出力することが可能である。電流検出部９は、第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎと第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐとでは電流の流れる向きが異なるため、検出した電流の向きによって、第１のスイッチング素子４ａの立ち上がりおよび第２のスイッチング素子４ｂの立ち上がりを検知することができる。

図６は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の制御部８の一構成例を示す図である。制御部８は、実効値算出部８１ａ，８１ｂと、加算部８２と、増幅部８３と、差分値算出部８４ａ，８４ｂと、ＰＩ（Proportional Integral）制御部８５ａ，８５ｂと、補正部８６と、比較部８７ａ，８７ｂと、を備える。

実効値算出部８１ａは、電流検出部９から取得した検出値である充電電流Ｉｎを用いて、第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎの実効値Ｉｎ’を算出する。実効値算出部８１ｂは、電流検出部９から取得した検出値である充電電流Ｉｐを用いて、第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐの実効値Ｉｐ’を算出する。加算部８２は、実効値算出部８１ａで算出された第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎの実効値Ｉｎ’および実効値算出部８１ｂで算出された第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐの実効値Ｉｐ’を加算し、加算した値を中間電流Ｉｍとして出力する。増幅部８３は、加算部８２から出力された中間電流Ｉｍを０．５倍にして、第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎの実効値Ｉｎ’および第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐの実効値Ｉｐ’の目標電流Ｉｍ＊を得る。

差分値算出部８４ａは、増幅部８３の出力値である目標電流Ｉｍ＊と、第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎの実効値Ｉｎ’との差分値ΔＩｎを算出する。差分値算出部８４ｂは、増幅部８３の出力値である目標電流Ｉｍ＊と、第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐの実効値Ｉｐ’との差分値ΔＩｐを算出する。ＰＩ制御部８５ａは、差分値ΔＩｎがゼロになるような制御値Ｓ１を求めて出力する。ＰＩ制御部８５ｂは、差分値ΔＩｐがゼロになるような制御値Ｓ２を求めて出力する。補正部８６は、１から制御値Ｓ１を差し引いた補正値である制御値Ｓ１’を出力する。比較部８７ａは、キャリア信号と制御値Ｓ１’とを比較して、第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１を生成する。比較部８７ａは、生成した第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１を、充電部７の第１のスイッチング素子４ａへ出力する。比較部８７ｂは、キャリア信号と制御値Ｓ２とを比較して、第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２を生成する。比較部８７ｂは、生成した第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２を、充電部７の第２のスイッチング素子４ｂへ出力する。

制御部８は、第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐの実効値Ｉｐ’および第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎの実効値Ｉｎ’が目標電流Ｉｍ＊に近づくように制御することで、電圧アンバランス抑制制御を実現する。

なお、ＰＩ制御部８５ａ，８５ｂについて、ここでは、ＰＩ制御すなわち比例積分制御を行うことを想定しているが、これに限定されない。差分値ΔＩｎ，ΔＩｐをそれぞれゼロにするような制御値Ｓ１，Ｓ２を得ることができればよいので、ＰＩ制御部８５ａ，８５ｂに替えて、Ｐ（Proportional）制御すなわち比例制御を行う制御部を用いてもよいし、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential）制御すなわち比例積分微分制御を行う制御部を用いてもよい。ＰＩ制御部８５ａ，８５ｂにおける制御手法により本発明が限定されるものではない。また、比例積分制御では、目標電流Ｉｍ＊と、第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐの実効値Ｉｐ’または第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎの実効値Ｉｎ’とが性能の限界によって完全に一致しない場合、差分値ΔＩｐ，ΔＩｎの誤差が蓄積されて、例えば、マイコン（マイクロコンピュータ）などで比例積分制御を実現した場合に、オーバーフローなどにより誤動作が発生する可能性がある。このような場合には、制御値Ｓ１，Ｓ２に上下限のリミッタを設けることで信頼性を向上させることが可能である。なお、この場合には、キャリア信号の底点と頂点とを上下限リミッタの値として設定することが望ましい。

図７は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の倍電圧モードである昇圧モードａにおける電圧アンバランス抑制制御例を示す図である。図８は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の昇圧モードｂにおける電圧アンバランス抑制制御例を示す図である。図７および図８は、制御部８による充電部７に対する制御状態の推移を示すものである。図７および図８に示す例では、初期状態において第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎよりも誤差電圧ΔＶだけ大きい例を示している。

昇圧モードａでは、上述した電圧アンバランス抑制制御によって、図７に示すように、第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１のハイ期間が徐々に長くなり、第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２のハイ期間が徐々に短くなる。この結果、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが変化し、第１のスイッチング素子４ａのオン期間、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間が長くなり、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間が短くなる。これにより、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが低下し、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎが上昇することで、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとの電圧アンバランスが抑制される。

昇圧モードｂでは、昇圧モードａと同様、上述した電圧アンバランス抑制制御によって、図８に示すように、第１のスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１のハイ期間が徐々に長くなり、第２のスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２のハイ期間が徐々に短くなる。この結果、第１のスイッチング素子４ａおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティが変化し、第１のスイッチング素子４ａのオン期間、つまり、第２のコンデンサ６ｂの充電期間が長くなり、第２のスイッチング素子４ｂのオン期間、つまり、第１のコンデンサ６ａの充電期間が短くなる。これにより、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐが低下し、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎが上昇することで、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとの電圧アンバランスが抑制される。

このように、制御部８は、第１のコンデンサ６ａの充電期間および第２のコンデンサ６ｂの充電期間のうち少なくとも一方を制御することによって、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとの電圧アンバランスを抑制する。

制御部８の動作を、フローチャートを用いて説明する。図９は、実施の形態１に係る直流電源装置１００の制御部８が電圧アンバランス抑制制御を実施する動作を示すフローチャートである。制御部８は、第１のスイッチング素子４ａがオンしている期間において、電流検出部９から、検出値として第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎを取得する（ステップＳＴ１）。制御部８は、自身で第１のスイッチング素子４ａに対する駆動信号ＳＷ１および第２のスイッチング素子４ｂに対する駆動信号ＳＷ２を出力しているので、各駆動信号ＳＷ１，ＳＷ２の出力期間から、電流検出部９から取得した検出値が、第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐなのか、第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎなのかを判定することができる。この場合、制御部８は、第１のスイッチング素子４ａのオン時に第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎとして電流検出部９から検出値を取得し、第２のスイッチング素子４ｂのオン時に第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐとして電流検出部９から検出値を取得する。なお、前述のように、電流検出部９は、検出した電流が第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐか、または第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎかを判定することが可能である。この場合、制御部８は、電流検出部９から、検出値とともに、検出値が第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎであるのか、または第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐであるのかの情報を取得してもよい。

制御部８は、第２のスイッチング素子４ｂがオンしている期間において、電流検出部９から、検出値として第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐを取得する（ステップＳＴ２）。なお、制御部８は、ステップＳＴ１およびステップＳＴ２の順番を入れ替えてもよい。制御部８は、第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐ、および第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎを用いて、前述のような制御によって、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐおよび第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎの電圧アンバランスを抑制するような駆動信号ＳＷ１，ＳＷ２を生成する（ステップＳＴ３）。制御部８は、駆動信号ＳＷ１を第１のスイッチング素子４ａへ出力し、駆動信号ＳＷ２を第２のスイッチング素子４ｂへ出力する（ステップＳＴ４）。制御部８は、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティおよび第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティのうち少なくとも一方を制御して、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとの電圧アンバランスを抑制する。

つづいて、直流電源装置１００が備える制御部８のハードウェア構成について説明する。図１０は、実施の形態１に係る直流電源装置１００が備える制御部８を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部８は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。

プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large Scale Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital Versatile Disc）でもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、直流電源装置１００において、制御部８は、電流検出部９から検出値として、第１のコンデンサ６ａの充電電流Ｉｐおよび第２のコンデンサ６ｂの充電電流Ｉｎを取得し、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの充電期間を制御するなどの手法を用いて、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとの電圧アンバランスを抑制することとした。これにより、直流電源装置１００は、装置が大型化することなく、また、製品コストが増加することなく、負荷１１の両端間に直列接続される複数のコンデンサの電圧アンバランスを抑制することができ、負荷１１を安定駆動するとともに、コンデンサの長寿命化を図り高信頼性に寄与することができる。また、直流電源装置１００は、１つの電流検出部９からの検出値のみで抑制できるため、複数の検出器を用いた場合に想定される検出器間の誤差を考慮する必要が無く、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとの電圧アンバランスを精度良く抑制することができる。

実施の形態２．
本実施の形態では、実施の形態１に記載した直流電源装置１００を適用した冷凍サイクル適用機器について説明する。

ここでは、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器のより具体的な構成について、図１１を参照して説明する。図１１は、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器１１０の一構成例を示す図である。冷凍サイクル適用機器１１０は、実施の形態１の直流電源装置１００を備える。冷凍サイクル適用機器１１０としては、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機などを想定しており、図１１に示す例では、実施の形態１において図１で説明した直流電源装置１００の負荷１１として、インバータ２０、圧縮機２１、モータ２２、冷凍サイクル２３を含み構成される冷凍空調装置を接続した構成例を示している。

インバータ２０は、直流電源装置１００から供給される直流電圧によって動作し、圧縮機２１に内蔵されるモータ２２を可変速度、可変電圧で駆動することで、圧縮機２１にて冷凍サイクル２３内の冷媒を圧縮して冷凍サイクル２３と動作させる。これにより、冷凍サイクル適用機器１１０は、冷房、暖房など所望の動作を行う。

図１１に示すように構成された冷凍サイクル適用機器１１０では、上述した実施の形態１において説明した直流電源装置１００により得られる効果を享受することができる。

つまり、全波整流モード、昇圧モードａ、および昇圧モードｂの何れの動作モードにおいても、実施の形態１において説明した電圧アンバランス抑制制御により、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐと第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎとの電圧アンバランスが抑制される。

以上説明したように、実施の形態２の冷凍サイクル適用機器１１０によれば、上述した実施の形態１に記載の直流電源装置１００を用いて構成することにより、実施の形態１において説明した直流電源装置１００により得られる効果を享受することができる。

なお、上述した実施の形態１，２において、充電部７を構成するスイッチング素子および逆流防止素子としては、一般的には珪素（Ｓｉ：シリコン）を材料とするＳｉ系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、またはダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ（ＷＢＧ：Wide Band Gap）半導体を用いてもよい。すなわち、第１のスイッチング素子４ａ、第２のスイッチング素子４ｂ、第１の逆流防止素子５ａ、および第２の逆流防止素子５ｂのうちの少なくとも１つがＷＢＧ半導体で形成されていてもよい。このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子および逆流防止素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子および逆流防止素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子および逆流防止素子を用いることにより、これらの素子を用いて構成した直流電源装置１００の小型化が可能となる。

また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子および逆流防止素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化、および水冷部の空冷化が可能であるので、直流電源装置１００の一層の小型化が可能になる。さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子および逆流防止素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子および逆流防止素子の高効率化が可能であり、延いては直流電源装置１００の高効率化が可能になる。なお、スイッチング素子および逆流防止素子の両方がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がＷＢＧ半導体によって形成されていてもよく、上述した効果を得ることが可能である。

また、上述した実施の形態では、スイッチング素子として、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴを例として挙げたが、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ、絶縁ゲート半導体装置、バイポーラトランジスタなどを用いても、同様の効果を得ることが可能である。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ 整流回路、３ リアクトル、４ａ 第１のスイッチング素子、４ｂ 第２のスイッチング素子、５ａ 第１の逆流防止素子、５ｂ 第２の逆流防止素子、６ａ 第１のコンデンサ、６ｂ 第２のコンデンサ、７ 充電部、８ 制御部、９ 電流検出部、１１ 負荷、２０ インバータ、２１ 圧縮機、２２ モータ、２３ 冷凍サイクル、８１ａ，８１ｂ 実効値算出部、８２ 加算部、８３ 増幅部、８４ａ，８４ｂ 差分値算出部、８５ａ，８５ｂ ＰＩ制御部、８６ 補正部、８７ａ，８７ｂ 比較部、１００ 直流電源装置、１１０ 冷凍サイクル適用機器。

Claims (11)

1. 交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、
   前記交流を整流する整流回路と、
   前記整流回路の前段または後段に接続されたリアクトルと、
   前記負荷に対して並列に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの一方または両方を選択的に充電する充電部と、
   前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの接続点と前記充電部との間に配置され、前記第１のコンデンサの充電電流および前記第２のコンデンサの充電電流を検出し、検出値を出力する電流検出部と、
   前記検出値を用いて、前記充電部による前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの充電を制御する制御部と、
   を備える直流電源装置。
2. 前記制御部は、前記第１のコンデンサの充電期間および前記第２のコンデンサの充電期間のうち少なくとも一方を制御することによって、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との電圧アンバランスを抑制する請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記充電部は、
   前記第１のコンデンサの充電と非充電とを切り替える第１のスイッチング素子と、
   前記第２のコンデンサの充電と非充電とを切り替える第２のスイッチング素子と、
   前記第１のコンデンサの充電電荷の前記第１のスイッチング素子への逆流を防止する第１の逆流防止素子と、
   前記第２のコンデンサの充電電荷の前記第２のスイッチング素子への逆流を防止する第２の逆流防止素子と、
   を備える請求項１または２に記載の直流電源装置。
4. 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子のオン時に前記第２のコンデンサの充電電流として前記電流検出部から前記検出値を取得し、前記第２のスイッチング素子のオン時に前記第１のコンデンサの充電電流として前記電流検出部から前記検出値を取得する請求項３に記載の直流電源装置。
5. 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子のオンデューティおよび前記第２のスイッチング素子のオンデューティのうち少なくとも一方を制御して、前記第１のコンデンサの電圧と前記第２のコンデンサの電圧との電圧アンバランスを抑制する請求項４に記載の直流電源装置。
6. 前記制御部は、前記充電部の動作を制御する動作モードとして、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を常時オフ状態とした全波整流モードと、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を交互にオン制御する昇圧モードとを有する請求項５に記載の直流電源装置。
7. 前記交流は三相交流であり、
   前記制御部は、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間を１周期とするときの当該１周期の逆数である充電周波数が、前記三相交流の周波数の３ｎ倍となるように前記充電部を制御し、前記ｎは自然数である請求項１に記載の直流電源装置。
8. 前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第１の逆流防止素子、および前記第２の逆流防止素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項３に記載の直流電源装置。
9. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドである請求項８に記載の直流電源装置。
10. 請求項１から９のいずれか一項に記載の直流電源装置を備える冷凍サイクル適用機器。
11. 前記直流電源装置に接続される負荷は、モータを駆動するインバータである請求項１０に記載の冷凍サイクル適用機器。

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