JP7175364B2 - 直流電源装置および空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源装置および空気調和機に関する。

電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するようになっている。このような直流電源装置は、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
特許文献１には、交流電源に接続され、４つのダイオードを有するダイオードブリッジ回路を備え、交流電源を整流して空調機に設けられた圧縮機へ供給する空調機のコンバータ装置であって、双方向にオンオフ可能に構成され、上記ダイオードの少なくとも１つに互いに並列接続されると共に、該ダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低く構成され且つ該ダイオードがオフする方向に対して耐電圧性を有するスイッチング素子を備える空調機のコンバータ装置が記載されている。

特許文献２には、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流手段としてＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を備える直流電源装置が記載されている。

特開２００８－６１４１２号公報 特開２０１２－１４３１５４号公報

ところで、直流電源装置には省エネルギ化の他に、電子機器や配電・受電設備の保護といった観点から高調波電流の低減が求められている。そのためには電源力率の改善が必要である。一般的に１次電源側を短絡させて、回路に短絡電流を通流させることで力率を改善することが行われる。負荷が大きい領域では、短絡回数が１回であると力率の改善には不十分である。この場合、短絡回数を複数増やすことで力率を更に改善することが可能であるものの、スイッチング損失は悪化してしまう。また、高出力領域ほど力率は悪化し、高調波電流の許容値に対して厳しくなるため、低出力領域以上に力率の改善が必要である。
しかし、前述したように短絡回数を増やすことはスイッチング損失の悪化に繋がるため、省エネルギ化と高調波電流の抑制を両立させるための最適な制御が求められるという課題があった。

本発明の目的は、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および空気調和機を提供することを課題とする。

上記課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、交流電源に接続され、ダイオードを有する第１乃至第４のスイッチング素子と、前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される
電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１乃至第４のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段と、を備え、前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、前記レグ１のスイッチング素子は、前記リアクトルに通流する回路電流に同期してスイッチングを行い、前記レグ２のスイッチング素子は、交流電源電圧に同期してスイッチングを行い、前記制御手段は、前記回路電流に基づいて、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流モード及び前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチングモードのいずれかに切り替えることを特徴とする。

本発明によれば、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および空気調和機を提供することができる。

本発明の実施形態に係る直流電源装置を示す構成図である。 スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴの高速タイプと低速タイプの電流容量、逆回復時間およびオン抵抗を比較して示す図である。 ダイオードおよびＭＯＳＦＥＴにおけるＶ－Ｉ特性を示す図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の交流電源電圧が正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置のダイオード整流時における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の交流電源電圧が正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の交流電源電圧が負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の同期整流時における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の交流電源電圧が正の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示す図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の交流電源電圧が負の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示す図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の部分スイッチング（２ショット）を行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置のＶｓ＞０の場合において、部分スイッチングの概要を説明する図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置のＶｓ＜０の場合において、部分スイッチングの概要を説明する図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の高速スイッチングを行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の負荷の大きさに応じた動作モードの切り替えを説明する図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明する図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の変形例を説明する図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の変形例を説明する図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置を用いた空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。 本発明の実施形態に係る直流電源装置の負荷の大きさに応じて直流電源装置の動作モードと空気調和機の運転領域を切り替える様子を説明する概要図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の実施形態に係る直流電源装置を示す構成図である。各図において共通の構成要素には、同一の符号を付して重複する説明を省略する。
［構成］
図１に示すように、直流電源装置１は、交流電源ＶＳから供給される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータなど）に出力するコンバータである。直流電源装置１は、その入力側が交流電源ＶＳに接続され、出力側が負荷Ｈに接続される。

直流電源装置１は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１乃至Ｄ４、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）およびシャント抵抗Ｒ１を備える。ダイオードＤ１乃至Ｄ４と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）とは、ブリッジ整流回路１０（ダイオードブリッジ回路）を構成する。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、スイッチング素子であり、ダイオードＤ１乃至Ｄ４はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の寄生ダイオードである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の飽和電圧は、寄生ダイオードＤ１乃至Ｄ４の順方向電圧降下よりも低い。

直流電源装置１は更に、電流検出部１１と、ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８とを備える。
ダイオードＤ１乃至Ｄ４とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、ブリッジ接続される。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインに接続され、その接続点Ｎ１は配線ｈａとリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一端に接続される。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、接続点Ｎ１で直列接続されている（以降、この直列回路をレグ１と呼ぶ）。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソースは、接続点Ｎ２と配線ｈｂを介して交流電源ＶＳの一端に接続される。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、接続点Ｎ２で直列接続されている（以降、この直列回路をレグ２と呼ぶ）。

ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のソースに接続されている。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のドレインに接続されている。
また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のドレインは、配線ｈｃを介して平滑コンデンサＣ１の正極と負荷Ｈの一端に接続されている。更にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のソースは、シャント抵抗Ｒ１と配線ｈｄを介して、それぞれ平滑コンデンサＣ１の負極および負荷Ｈの他端に接続されている。

リアクトルＬ１は、配線ｈａ上に、すなわち交流電源ＶＳとブリッジ整流回路１０との間に設けられている。リアクトルＬ１は、交流電源ＶＳから供給される電力をエネルギとして蓄え、更にこのエネルギを放出することで昇圧を行う。
平滑コンデンサＣ１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）やＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Ｖｄとする。平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されており、正極側が配線ｈｃに接続され、負極側が配線ｈｄに接続される。

スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフ制御される。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を用いることで、スイッチングを高速で行うことができ、更に電圧ドロップの小さいＭＯＳＦＥＴに電流を流すことで、いわゆる同期整流制御を行うことが可能であり、回路の導通損失を低減できる。

本実施形態では、このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）として、オン抵抗（ＭＯＳＦＥＴが動作している時の動作抵抗）の小さいスーパージャンクション（Super Junction、ＳＪ）構造を採用したＭＯＳＦＥＴ（以下、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴという）を用いる。特に、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのうち、高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）として、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いる構成の詳細については後記する。

シャント抵抗Ｒ１は、回路に通流する瞬時電流を検出する機能を有する。
電流検出部１１は、回路に通流する平均電流を検出する機能を有する。
ゲイン制御部１２は、回路電流実効値Ｉｓと直流電圧昇圧比ａから決定される電流制御ゲインＫｐを制御する機能を有する。このときＫｐ×Ｉｓを所定値に制御することで、交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄをａ倍に昇圧することができる。
交流電圧検出部１３は、交流電源ＶＳから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。
ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電源電圧Ｖｓの値に関して、その正負が切り替わったか否か（ゼロクロス点に達したか否か）を判定する機能を有する。ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓの極性を検出する極性検出部である。例えば、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。

負荷検出部１５は、例えば不図示のシャント抵抗によって構成され、負荷Ｈに流れる電流を検出する機能を有する。なお、負荷Ｈがインバータやモータである場合、負荷検出部１５によって検出した負荷電流によってモータの回転速度やモータの印加電圧を演算してもよい。また、後記する直流電圧検出部１７によって検出した直流電圧とモータの印加電圧から、インバータの変調率を演算してもよい。負荷検出部１５は、検出値（電流、モータ回転速度、変調率等）を昇圧比制御部１６に出力する。
昇圧比制御部１６は、負荷検出部１５の検出値から直流電圧Ｖｄの昇圧比ａを選定し、選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。そしてコンバータ制御部１８は、目標電圧まで直流電圧Ｖｄを昇圧するようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）に駆動パルスを出力して、スイッチング制御を行う。
直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｄを検出する。直流電圧検出部１７は、正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続される。直流電圧検出部１７は、検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。

コンバータ制御部１８を含むブロックＭ（図１の破線囲み）は、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部１８は、電流検出部１１、シャント抵抗Ｒ１、ゲイン制御部１２、ゼロクロス判定部１４、昇圧比制御部１６、および直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。

<ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）>
次に、レグ１とレグ２のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の構成について説明する。
直流電源装置１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のリアクトル側であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とが直列接続されて構成される回路をレグ１、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）と、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）との逆回復時間の特性が異なる。具体的には、下記である。

（１）相対的にレグ２の逆回復時間（ｔｒｒ：Reverse Recovery Time）に対してレグ１の逆回復時間が小さい。すなわち、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）よりも逆回復時間が小さいスイッチング素子を用いる。
（２）相対的にレグ１のオン抵抗（ＭＯＳＦＥＴが動作している時の動作抵抗）に対してレグ２のオン抵抗が小さい。すなわち、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）よりもオン抵抗が小さいスイッチング素子を用いる。
（３）レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）よりスイッチング速度が速いスイッチング素子を用いる。
（４）レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の逆回復時間は、２００ｎｓ以下である。
（５）レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のオン抵抗は、最大入力が１０Ａを超える場合は１００ｍΩ以下、最大入力が１０Ａより小さい場合は１５０ｍΩ以下である。

上記（１）～（５）の制約条件から、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）には、高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ（後記）を用いる。
あるいは、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング素子に、高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いる構成に代えて、レグ１で使用するスイッチング素子としてＳｉＣ（Silicon carbide）－ＦＥＴ、ＧａＮ（Gallium nitride）－ＦＥＴ、およびＩＧＢＴ（Insulated-Gate-Bipolar-Transistor）、およびＦＲＤ（Fast-Recovery-Diode）から選択される少なくとも１つを用いる。ただし、レグ１で使用するスイッチング素子としてＦＲＤを用いる場合、当該ＦＲＤはレグ２で使用するスイッチング素子より逆回復時間が小さいことが条件とされる。

以下、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）に、高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いる理由について説明する。
まず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）に、オン抵抗の小さいＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ（高速タイプ／低速タイプ（通常タイプ）を問わない）を用いることで、通常のＭＯＳＦＥＴを用いた場合よりも導通損失を低減することが可能である。
次に、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのうち、高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いる理由は、下記の通りである。
一般に、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードには、回路短絡動作時に逆回復電流が発生する。特に、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、通常のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに対して逆回復電流が大きく、スイッチング損失が大きい。

図２は、高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴと低速タイプ（通常タイプ）のＳＪ－ＭＯＳＦＥＴの特性（電流容量、逆回復時間およびオン抵抗）を比較して示す図である。図２に示すように、高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴは、低速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴよりもオン抵抗は若干大きいものの、逆回復時間は約３倍小さい。逆回復時間が小さいと、スイッチング損失を低減することができる。ちなみに、低オン抵抗、高速スイッチングが可能なＳＪ－ＭＯＳＦＥＴが、従来インバータ回路等で使用されなかったのは、通常のＭＯＳＦＥＴに比べて逆回復時間が大きく、スイッチング損失が大きいからであった。

本実施形態では、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのうち、逆回復時間が小さく、かつ、スイッチング速度の速い高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチング損失を低減する。逆回復時間が小さいスイッチング素子としては、高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのほか、ＳｉＣ、ＧａＮ、ＩＧＢＴ、またはＦＲＤ（ただしＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）で使用するスイッチング素子より逆回復時間が短いＦＲＤ）が挙げられる。ただし、ＳｉＣ、ＧａＮは、高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴに比べ高価であり、また、ＩＧＢＴ、ＦＲＤは、オン抵抗が大きい。

一方、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、アクティブ動作時においても逆回復電流が発生しないため、オン抵抗が小さい素子を使用することで導通損失を低減することが可能である。具体的には、オン抵抗の小さい通常のＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失を低減することが可能である。

次に、ＭＯＳＦＥＴの逆回復時間およびオン抵抗と、レグ１およびレグ２との関係について説明する。
一般的に、ＭＯＳＦＥＴは、逆回復時間が大きいとオン抵抗は小さくなり、逆回復時間が小さいとオン抵抗は大きくなることが知られている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインが直列接続されてなる回路をレグ１とし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のドレインが直列接続されてなる回路をレグ２としたとき、逆回復時間はレグ１＜レグ２、オン抵抗はレグ１＞レグ２であることが望ましい。
つまり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の逆回復時間は、２００ｎｓ以下であることが望ましい。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の逆回復時間が２００ｎｓを超えるとスイッチング損失が大きくなったり、上下短絡により素子が破損したりするおそれがある。本発明者らは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の逆回復時間が２００ｎｓ以下にするとよいことをシミュレーション等により確かめた。

図３は、ダイオードおよびＭＯＳＦＥＴにおけるＶ－Ｉ特性を示す図である。
図３に示すように、従来のダイオードに比べて導通損失を低減させるため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３，Ｑ４）のオン抵抗は最大入力が１０Ａを超える場合は１００ｍΩ以下、最大入力が１０Ａより小さい場合は１５０ｍΩ以下が望ましい。スイッチング損失の低減のため、レグ１で使用するスイッチング素子のスイッチング速度は、レグ２で使用するスイッチング素子より速いことが望ましい。本発明者らは、上記条件についてシミュレーション等により確かめた。また、レグ１のスイッチング素子としてＦＲＤを用いる場合、当該ＦＲＤはレグ２のスイッチング素子より逆回復時間が小さくするとよいことも確かめた。

以下、上述のように構成された直流電源装置１００の動作について説明する。
本実施形態では、直流電源装置１は、複数の動作モードを有する。
直流電源装置１の動作モードを大別すると、「ダイオード整流モード」、「同期整流モード」、「部分スイッチングモード」、「高速スイッチングモード」の４つである。
「ダイオード整流モード」は、４つの寄生ダイオードＤ１～Ｄ４を用いて全波整流を行うモードである。
「同期整流モード」は、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をスイッチング制御する同期整流制御を行うモードである。

「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」は、コンバータがアクティブ動作（力率改善動作）をするモードである。「部分スイッチングモード」および「高速スイッチングモード」は、ブリッジ整流回路１０に力率改善電流を通流させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行うモードである。例えば、インバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧することが好ましい。また、負荷が大きくなり、直流電源装置１に流れる電流が大きくなるに従って高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、「部分スイッチングモード」または「高速スイッチングモード」に切り替えて、昇圧を行い、高調波電流を低減して電源入力の力率を改善させる。

［ダイオード整流モード］
「ダイオード整流モード」は、４つの寄生ダイオードＤ１～Ｄ４を用いて全波整流を行うモードである。「ダイオード整流モード」では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）はオフ状態である。
図４は、直流電源装置１の交流電源電圧Ｖｓが正の極性（Ｖｓ＞０）の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。図４中の破線矢印は、電流が流れる経路を示している。
図４に示すように、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→寄生ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ４→交流電源ＶＳの順に流れる。
また、図示は省略するが、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、電流は、交流電源ＶＳ→寄生ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に流れる。

図５は、直流電源装置１のダイオード整流時における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。図５は、ダイオード整流を行った場合における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ＩｓとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の関係を示す。なお、回路電流ＩｓはリアクトルＬ１に通流する電流である。
図５（ａ）（ｂ）に示すように、回路電流リアクトル電流Ｉｓは、略正弦波状の波形の交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄ（図示略）を引いたような波形となる。図５（ｃ）～（ｆ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）はオフ状態（駆動パルス（Ｑ１）～（Ｑ４）は０）である。

［同期整流モード］
<同期整流モード：電流経路>
「同期整流モード」は、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をスイッチング制御する同期整流制御を行うモードである。「同期整流モード」は、「ダイオード整流モード」よりも高効率動作を行うためのものである。
図６は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。
図６に示すように、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、図６の破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）→交流電源ＶＳの順に流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ３）は、常時オフである。

図７は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。すなわち、交流電源ＶＳ→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に電流が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ４）は常時オフである。
例えば、交流電源電圧Ｖｓが正のとき、仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）がオン状態で無い場合には、前述のダイオード整流動作のように電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の寄生ダイオードＤ１，Ｄ４を流れる。しかし通常、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、交流電源電圧Ｖｓに同期してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。

<同期整流モード：駆動パルス>
図８は、同期整流時における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ＩｓとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）～ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスの波形図である。図８（ａ）は、交流電源電圧の瞬時値の波形を示し、図８（ｂ）は、回路電流Ｉｓの波形を示す。図８（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図８（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示す。図８（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）の駆動パルス波形を示し、図８（ｆ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルス波形を示す。なお、所定時間ｄｔについては後記する。
図８（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値は、略正弦波状の波形である。
基本的に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、回路電流Ｉｓに同期させてスイッチングを行い、またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は、交流電源電圧Ｖｓに同期させてスイッチングを行う。

例えば、前記図６に示すように、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）はＬレベルであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は交流電源電圧Ｖｓに同期してＨレベルである。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓのゼロクロスを基準にＨ、Ｌの信号を出力している。一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に関しては、回路電流Ｉｓに同期してＨレベルの信号を出力している（回路電流のゼロクロスを基準にＨ、Ｌの信号を出力している）。言い換えると、回路電流が通流しているときにＨレベルの信号を出力している。これは、平滑コンデンサＣ１からの逆流電流を防ぐためである。

通常、回路電流Ｉｓが通流するのは、交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さいときである。例えば、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、回路電流Ｉｓが通流していない区間、つまり直流電圧Ｖｄが交流電源電圧Ｖｓよりも大きいときにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）が両方ともオン状態であると、平滑コンデンサＣ１側から交流電源Ｖｓ側へ逆流電流が流れてしまう。しかし、このときＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ３）のどちらかがオフ状態であるならば、ダイオードＤ１またはダイオードＤ４があるために、逆流電流が流れるループが生じることはない。

そのため、図８（ｆ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態とし、その後、図８（ａ）に示すタイミングでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を回路電流Ｉｓが流れている区間（図８（ｂ）参照）でのみオンさせている。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオンさせる場合（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）はオフ）、まずＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態としてから、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を回路電流Ｉｓが流れている区間（図８（ｂ）参照）でオンさせる。そして、回路電流Ｉｓが流れている区間が終わるとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフし、交流電源電圧Ｖｓの極性反転でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオフさせる。これにより、まずＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオン状態としてから、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせることで、平滑コンデンサＣ１側から交流電源Ｖｓ側への逆流電流を確実に防いでいる。

なお、変形例としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を回路電流Ｉｓに同期してスイッチングを行ってもよい。
また、上記回路電流Ｉｓに同期させてスイッチングするのではなく、直流電圧Ｖｄを検出して、交流電源電圧Ｖｓ＞直流電圧Ｖｄの区間を検出してスイッチングを行ってもよい。
更に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は回路電流が通流していないとき、つまり交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄよりも小さいとき（図８のｄｔ参照）はオフ状態にする。

交流電源電圧Ｖｓが負の区間においても、交流電源電圧Ｖｓが正の場合と同様の考え方でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をスイッチングする。つまり、図８（ｄ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態とし、その後、図８（ｅ）に示すタイミングでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）を回路電流Ｉｓが流れている区間（図８（ｂ）参照）でのみオンさせている。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をオンさせる場合（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）はオフ）、まずＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態としてから、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）を回路電流Ｉｓが流れている区間（図８（ｅ）参照）でオンさせる。そして、回路電流Ｉｓが流れている区間が終わるとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をオフし、交流電源電圧Ｖｓの極性反転でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフさせる。

<同期整流モード：同期整流後ＭＯＳＦＥＴオフ>
次に、同期整流後にＭＯＳＦＥＴがオフする場合の動作を考える。
交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、上述したようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオンにして同期整流を行う。ここで、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値が直流電圧Ｖｄより小さくなったときに、回路電流Ｉｓは通流しなくなる。しかし実際には、図８（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄを下回った瞬間に電流がゼロになることは無く、リアクトルＬ１の特性に応じて所定時間ｄｔ経過後に電流はゼロになる。
すなわち、同期整流後にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のどちらか一方をオフするタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄを下回った後所定時間ｄｔ経過後にオフすればよい。
所定時間をｄｔとすると次式（１）で表すことができる。

以上のように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をスイッチング制御することで高効率動作が可能となる。

［部分スイッチングモード（部分スイッチング動作）］
<力率改善動作>
まず、力率改善電流を通流させた場合の動作について説明する。
交流電源電圧Ｖｓが正の極性で同期整流を行った場合、電流の流れは、前記図６の通りである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の動作については上述した通りである。このとき、図８（ｂ）に示したように、交流電源電圧Ｖｓに対して回路電流Ｉｓは歪んで（正弦波波形からずれて）いる。これは、電流が流れるタイミングが交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さくなった場合のみであることと、リアクトルＬ１の特性から生じるものである。

そこで、複数回に亘って回路に力率改善電流Ｉｓｐ（後記）を通流させ、回路電流Ｉｓを正弦波に近づけるように波形成形を行う。これによって力率の改善を行うことができ、高調波電流を低減することが可能である。
また、波形成形を行うことで平滑コンデンサＣ１に蓄えられる直流電圧が増える効果がある。
例えば、負荷Ｈがモータ等である場合、回転速度の増加に伴いモータの誘起電圧が上昇してしまい、モータをある回転速度以上で駆動することができなくなる。そこで波形成形を行い、直流電圧の増加によってモータの駆動回転速度を増やすことができる効果がある。

図９は、直流電源装置１の交流電源電圧が正の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示す図である。図９は、電源電圧が正の極性でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオンさせた場合に流れる力率改善電流Ｉｓｐの経路を示す。
図９に示すように、力率改善電流Ｉｓｐの経路としては、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）→交流電源ＶＳ、の順である。このとき、リアクトルＬ１には、次式（２）で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されることで、直流電圧Ｖｄが昇圧される。

交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルで同期整流を行った場合の電流の流れは前記図７の通りである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の動作については上述した通りである。

図１０は、直流電源装置１の交流電源電圧が負の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示す図である。図１０は、電源電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ３）をオンさせて力率改善電流Ｉｓｐを通流させた場合の経路を示す。
図１０に示すように、電流の経路としては、交流電源ＶＳ→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順となる。このときも、前記したようにリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Ｖｄが昇圧される。

<力率改善電流の複数回通流>
図１１は、直流電源装置１の部分スイッチングを行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。図１１は、力率改善電流Ｉｓｐを２回通流させた場合（２ショットと呼ぶ）における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ＩｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形を示す。
図１１（ａ）は、交流電源電圧の瞬時値の波形を示し、図１１（ｂ）は回路電流Ｉｓの波形を示す。図１１（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図１１（ｄ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示す。図１１（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）の駆動パルス波形を示し、図１１（ｆ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルス波形を示す。
図１１（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値は、略正弦波状の波形である。

図１１（ｆ）に示すように、例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスはＨレベルとなり、図１１（ｄ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは所定タイミングで２回のＨレベルのパルスとなる。また、図１１（ｅ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）の駆動パルスはＬレベルであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスがＬレベル、かつ、回路電流Ｉｓが通流している区間でＨレベルとなっている。

<力率改善動作と同期整流動作の組み合わせ>
図１１（ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、所定のタイミングでＨレベルとＬレベルを出力している。これは、力率改善動作と同期整流動作を組み合わせて行っているためである。例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオンさせることで力率改善動作を行う。その後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフした後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンしている区間は同期整流動作となる。このように、力率改善動作と同期性流動作を組み合わせることで、力率改善を行いつつ高効率動作が可能である。

更に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の１ショット目の前の区間、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオフさせている。これは、前述した平滑コンデンサＣ１からの逆流電流を防ぐためである。つまり、直流電圧Ｖｄよりも交流電圧Ｖｓが大きい区間でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて、力率の改善と昇圧動作を行う。
図１１（ｂ）に示すように、回路電流Ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが正極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。これにより、力率が改善される。

交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合においても、上述した交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合と同様の考えでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をスイッチングすればよい。
例えば、交流電源電圧Ｖｓが正の場合、力率改善動作中の電流経路は、前記図９のようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンとなって同期整流動作に切り替わったときの電流経路は、前記図６のようになる。

<力率改善動作とダイオード整流動作の組み合わせ>
なお、上記力率改善動作と前述したダイオード整流動作（図４および図５参照）を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、力率改善動作中の電流経路は、前記図９のようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフした後、寄生ダイオードＤ１がオンとなってダイオード整流動作に切り替わったときの電流経路は、前記図４のようになる。

<部分スイッチング動作>
次に、部分スイッチング動作について説明する。
部分スイッチング動作とは、交流電源電圧Ｖｓの半サイクルの中で、所定の位相で複数回力率改善動作を行うことで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う動作モードである。高速スイッチング動作の場合と比べてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失の低減が可能である。以下、図１２、図１３を用いて部分スイッチング動作の説明を行う。

<部分スイッチング動作（Ｖｓ＞０の場合）>
図１２は、直流電源装置１のＶｓ＞０の場合において、部分スイッチングの概要を説明する図である。図１２は、交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスと交流電源電圧Ｖｓ、回路電流Ｉｓの関係を示す。

図１２（ａ）は、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値を示し、図１２（ｂ）は、回路電流Ｉｓを示す。図１２（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示し、図１２（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスを示す。図１２（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示す。
図１２（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値は、略正弦波状である。
図１２（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流Ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点Ｐ１での傾きをdi(P2)/dtとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton1_Q2に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton1_Q2)/dtとおく。さらに時間ton1_Q2に亘ってオンした後、時間toff_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff1_Q2)/dtとおく。このときdi(ton1_Q2)/dtとdi(toff1_Q2)/dtとの平均値が点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるように制御する。

次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton2_Q2に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton2_Q2)/dtとおき、時間toff2_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff2_Q2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、di(ton2_Q2)/dtとdi(toff2_Q2)/dtの平均値が点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。

なお、図１２に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチングを相補に切り替え、かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は交流電源電圧に同期させてオン状態にしているのは、部分スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせて実行しているためである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の１ショット目の前に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフにしているのは、前述した平滑コンデンサＣ１からの逆流電流を防ぐためである。つまり、直流電圧Ｖｄに対して交流電源電圧Ｖｓが大きい区間で力率改善動作を行っている。

<部分スイッチング動作（Ｖｓ＜０の場合）>
図１３は、直流電源装置１のＶｓ＜０の場合において、部分スイッチングの概要を説明する図である。図１３は、交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスと交流電源電圧Ｖｓ、回路電流Ｉｓの関係を示す。

図１３（ａ）は、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値を示し、図１３（ｂ）は、回路電流Ｉｓを示す。図１３（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示し、図１３（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルスを示す。図１３（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示す。
図１３（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値は、略正弦波状である。
図１３（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流Ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
理想電流上の点Ｐ３を考えた場合、この点Ｐ３での傾きをdi(P3)/dtとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton1_Q1に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton1_Q1)/dtとおく。さらに時間ton1_Q1に亘ってオンした後、時間toff_Q1に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff1_Q1)/dtとおく。このときdi(ton1_Q1)/dtとdi(toff1_Q1)/dtとの平均値が点Ｐ３における傾きdi(P3)/dtと等しくなるように制御する。

次に、点Ｐ３と同様に、点Ｐ４での電流の傾きをdi(P4)/dtとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton2_Q1に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton2_Q1)/dtとおき、時間toff2_Q1に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff2_Q1)/dtとおく。点Ｐ３の場合と同様に、di(ton2_Q1)/dtとdi(toff2_Q1)/dtの平均値が点Ｐ４における傾きdi(P4)/dtと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。
なお、場合によっては部分スイッチング動作とダイオード整流動作を組み合わせて実行してもよい。

［高速スイッチングモード（高速スイッチング動作）］
次に、高速スイッチング動作について説明する。
回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなる。このため、入力電流が大きいほど高力率を確保する必要がある。
前述した「部分スイッチングモード」によっては、力率の確保が難しい場合には「高速スイッチングモード」でスイッチング制御を行う。
「高速スイッチングモード」は、ある一定のスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をスイッチング制御することで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。

図１４は、直流電源装置１の高速スイッチングを行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。図１４は、高速スイッチングを行った場合の交流電源電圧Ｖｓと回路電流ＩｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図を示す。
図１４（ａ）は、交流電源電圧の瞬時値の波形を示し、図１４（ｂ）は、回路電流Ｉｓの波形を示す。図１４（ｃ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図１４（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示す。図１４（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）の駆動パルス波形を示し、図１４（ｆ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の駆動パルス波形を示す。

図１４（ａ）に示すように、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値は、略正弦波状の波形である。
高速スイッチング動作においては、例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、力率改善動作時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン、かつＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフ状態とすることで、力率改善電流Ｉｓｐを通流させる。更に、交流電源電圧Ｖｓに同期させてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオン状態にしている。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンからオフにした後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン状態とする。つまり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態にしつつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は交互にスイッチングさせている。このようなスイッチング制御を行っているのは、高速スイッチングを行うと同時に同期整流を行うためである。なお、単純に高速スイッチング動作を行うためには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ４）はオフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を一定周波数でスイッチング動作を行えばよい。

しかし、このときＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）オフ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）もオフ状態であると、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１），ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の寄生ダイオードＤ１，Ｄ４を流れることになる。前記したように、この寄生ダイオードは逆回復時間の特性が悪く、電圧ドロップが大きいために、導通損失が大きくなってしまう。

そこで本実施形態では、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）は交流電源電圧Ｖｓに同期させてオン状態とし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）オフ時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にして同期整流を行うことで、導通損失を低減する。交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合も同様である。つまり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）は交流電源電圧Ｖｓの極性に合わせてオン状態とし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせて同期整流を行う。

［制御モードの切り替え］
直流電源装置１は、前記のように「ダイオード整流モード」、「同期整流モード」、「部分スイッチングモード」、「高速スイッチングモード」を有し、それぞれ、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチング制御を実行する。
次に、これら制御モードの切り替えについて説明する。
低負荷の場合には高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。しかし、高負荷の場合には高調波電流も大きくなるので、「高速スイッチングモード」を用いてショット数を増やして力率を確保する必要がある。しかし、低負荷時に高速スイッチングを行った場合、必要以上に力率を確保することになり、更にスイッチング損失も同期整流制御に対して増大する。換言すれば、負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適なスイッチング制御を行って力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。

直流電源装置１は、上記したように、ダイオード整流制御と同期整流制御と部分スイッチング制御と高速スイッチング制御を実行可能である。また、使用する機器の負荷条件によっては、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能が変わる場合がある。
そこで本実施形態では、上記各制御モードを、予め決められた閾値情報を基にして負荷に応じて選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立可能とする。

図１５は、直流電源装置１の負荷の大きさに応じた動作モードの切り替えを説明する図である。図１５において、第１の閾値を「閾値＃１」、第２の閾値を「閾値＃２」と省略して記載している。同様に、第１～第８の制御方法を単に「＃１」から「＃８」と省略して記載している。
第１制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。なお、図面では、部分スイッチング制御のことを「部分ＳＷ」と省略して記載している。
第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。なお、図面では、高速スイッチング制御のことを「高速ＳＷ」と省略して記載している。

第３制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を行うモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードと、を切り替える。
なお、この第３制御方法は、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に、高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失とスイッチング損失の低減を両立させる効果が最も良く現わされる制御モードである。

第４制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。
第５制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。
第６制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。
第７制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。
第８制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実行するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実行するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実行するモードとを切り替える。

例えば、効率向上と高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第１～第３制御方法で切り替えればよい。また、効率はあまり優先ではなく、高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第４～第６制御方法等のモードで切り替えればよい。例えば、部分スイッチング動作や高速スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせる場合は、交流電源電圧半周期の中で２つのＭＯＳＦＥＴを制御する必要があるため、制御としては複雑になる。しかし、ダイオード整流との組み合わせであれば、半周期のうち制御するＭＯＳＦＥＴは１つであるため、制御の簡略化にも繋がる。効率や高調波の低減や制御性など、必要に応じて最適な制御を選択すればよい。

なお、制御切り替えのトリガとなる閾値情報としては、例えば電流検出部１１（図１）のレントトランス（図示省略）で検出される回路電流がある。あるいは負荷検出部１５（図１）にて検出した負荷情報を用いてもよい。負荷情報として例えば、負荷Ｈ（図１）がモータやインバータの場合はモータ電流、モータ回転速度、変調率、または直流電圧等を用いればよい。

更に、第１，第２，第４，第５制御方法のように２つのモードの間で制御を切り替える場合には、閾値情報は１つ（第１の閾値情報）であればよい。第３、第６、第７、第８制御方法のように３つのモードの間で切り替える場合には、閾値情報は２つ（第１の閾値情報と第２の閾値情報）用意する。更に、第１の閾値情報と第２の閾値情報は負荷の大きさに関連されている。つまり、第１の閾値情報は、第２の閾値情報よりも大きいという関係がある。

例えば、第３制御方法では、第１の閾値未満の領域では同期整流動作で動作させ、第１の閾値以上で第２の閾値未満の領域では同期整流動作＋部分スイッチング動作で動作させ、第２の閾値以上の領域では同期整流動作＋高速スイッチング動作で動作させる。その他のモードに関しても同様である。

また、第３，第６～第８制御方法のように部分スイッチング動作中から高速スイッチング動作に切り替える場合に、直流電圧が変動する場合がある。部分スイッチング動作中から高速スイッチング動作に切り替える場合の直流電圧変動を回避するために、部分スイッチングの動作から高速スイッチングへの切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替える。

図１６は、部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明する図である。
図１６（ａ）は、部分スイッチング制御時の交流電源電圧Ｖｓの瞬時値と入力電流Ｉｓとを模式的に示している。
図１６（ｂ）は、高速スイッチング制御に切り替えたときの交流電源電圧Ｖｓの瞬時値と入力電流Ｉｓとを模式的に示している。このときの電流Ｉｓのピークは、図１６（ａ）に示した電流Ｉｓのピークよりも小さくなっている。このようにオン時間を調整して切り替えることで直流電圧の変動を抑えることが可能である。これは、部分スイッチングに対して高速スイッチング時は力率が良いため電流は小さくなる。つまり、部分スイッチングの電流振幅と同じになるように切り替えてしまうと、直流電圧が昇圧されすぎてしまうためである。これにより、直流電圧Ｖｄの変動を抑えることが可能である。

同様に、高速スイッチングから部分スイッチングへの切り替え時には、上記の場合とは逆に電流の振幅が大きくなるようにオン時間を調整して切り替えることで、逆に直流電圧の低下を防ぐことが可能である。
更に、各制御の切り替えは電源電圧ゼロクロスのタイミングで行うことで安定的に制御の切り替えを行うことができる。
また、本実施形態では、瞬時電流の検出にシャント抵抗Ｒ１（図１）を用いているが、シャント抵抗の代わりに高速の電流トランスを用いてもよい。

［変形例］
図１７は、本発明の実施形態に係る直流電源装置１Ａの変形例を示す構成図である。本変形例の説明に当たり、図１と同一構成部分には同一符号を付している。
図１７に示すように、直流電源装置１Ａは、レグ２側にも第２のリアクトルであるリアクトルＬ２を備える。
このように、レグ２側にリアクトルＬ２を配置することで、短絡動作に発生するノイズをさらに低減する効果がある。また、リアクトルＬ１およびリアクトルＬ２のインダクタンスの値は、図１のようにリアクトルＬ１のみの場合に対して、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２ではそれぞれ約半分にすることが可能であり、リアクトルの小型化に効果がある。

図１８は、本発明の実施形態に係る直流電源装置１Ｂの変形例を示す構成図である。本変形例の説明に当たり、図１と同一構成部分には同一符号を付している。
図１８に示すように、直流電源装置１Ｂは、図１の直流電源装置１のレグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）（第１のスイッチング素子）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）（第２のスイッチング素子）を、それぞれＩＧＢＴとＦＲＤで構成する。

以上説明したように、本実施形態に係る直流電源装置１（図１）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のリアクトルＬ１側であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とが直列接続されて構成される回路をレグ１、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、レグ１とレグ２のスイッチング素子の逆回復時間の特性が異なる。特に、レグ１を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、レグ２を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）よりも逆回復時間が小さい高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いる。

そして、コンバータ制御部１８（図１）は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、リアクトルＬ１に電流が通流しているときにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）両方をオン状態にし、一方、リアクトルＬ１に電流が通流していないとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のうち少なくとも１つをオフ状態とし、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合、リアクトルＬ１に電流が通流しているときにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）両方をオン状態にし、一方、リアクトルＬ１に電流が通流していないとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のうち少なくとも１つをオフ状態とする。

また、コンバータ制御部１８は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、リアクトルＬ１に通流する電流の波形成形を行うときには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）を電源半周期の一部区間若しくは半周期の間オン状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を交互にオン、オフさせ、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合、リアクトルＬ１に通流する電流の波形成形を行うときには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）を電源半周期の一部区間若しくは半周期の間オン状態にし、前記ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を交互にオン、オフさせる。
この場合、コンバータ制御部１８は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）をオン状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンした後、一定時間経過後にオフさせ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフ後にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせ、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）をオン状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンした後、一定時間経過後にオフさせ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ後にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせる。

この構成により、ダイオード特性を有する第１乃至第４のスイッチング素子として、オン抵抗の小さいＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることで、通常のＭＯＳＦＥＴを用いた場合よりも導通損失を低減することできる。また、レグ１のスイッチング素子は、逆回復時間が小さく、かつ、スイッチング速度の速い高速タイプのＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることで、スイッチング損失を低減することができる。
更に、直流電源装置１は、「ダイオード整流モード」、「同期整流モード」、「部分スイッチングモード」、「高速スイッチングモード」を有し、負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適なスイッチング制御を行って力率を確保する。ここで、使用する機器の負荷条件によって、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能を考慮する。本実施形態では、各制御モードを、予め決められた閾値情報を基にして負荷に応じて選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立することができる。

［空気調和機］
図１９は、本実施形態の直流電源装置１，１Ａ，１Ｂを用いた空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの構成図である。
図１９に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンであり、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、図示しない直流電源装置１，１Ａ，１Ｂ（図１、図１７および図１８参照。以下同様。）とを備えている。
室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示省略）を介して互いに情報を送受信するようになっている。更に室外機２００には配線（図示省略）で繋がれており室内機１００を介して交流電圧が供給されている。直流電源装置は、室外機２００に備えられており、室内機１００側から供給された交流電力を直流電力に変換している。

リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。

空気調和機Ａに搭載された直流電源装置１，１Ａ，１Ｂの動作の流れについて説明する。
直流電源装置１，１Ａ，１Ｂは、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うものである。そして、動作モードとしては前記のように、ダイオード整流動作、同期整流動作、高速スイッチング動作、部分スイッチング動作の４つの動作モードを備えている。
例えば、負荷Ｈ（図１、図１７および図１８参照）として空気調和機Ａのインバータやモータを考えた場合、負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂを同期整流モードで動作させるとよい。

負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂに高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。なお、部分スイッチングと高速スイッチング時にはダイオード整流と同期整流のどちらを組み合わせてもよい。

図２０は、負荷の大きさに応じて直流電源装置１，１Ａ，１Ｂの動作モードと空気調和機Ａの運転領域を切り替える様子を説明する概要図である。
負荷に、閾値＃１，＃２を設けて、かつ機器として空気調和機Ａを考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂは同期整流を行い、定格運転時には部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、必要に応じて高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。

定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。

以上のように、直流電源装置は、空気調和機Ａの運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。

なお、負荷Ｈがインバータやモータなどの場合、負荷の大きさを決めるパラメータとして、インバータやモータに流れる電流、インバータの変調率、モータの回転速度が考えられる。また、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂに通流する回路電流Ｉｓで負荷Ｈの大きさを判断してもよい。また、直流電圧で負荷の大きさを判断してもよい。
例えば、負荷の大きさが閾値＃１以下ならば、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂは同期整流を行い、閾値＃１を超えたならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。または負荷の大きさが閾値＃２を超えたならば、直流電源装置１，１Ａ，１Ｂは、高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、閾値＃２を以下ならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
以上のように直流電源装置１，１Ａ，１Ｂは、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。

このように、本実施形態の直流電源装置１，１Ａ，１Ｂを空気調和機Ａに備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）を高く、また、信頼性を高めることができる。
空気調和機以外の機器に、本実施形態の直流電源装置１，１Ａ，１Ｂを搭載してもよく、空気調和機以外の機器において高効率かつ信頼性を高めることができる。

本発明は上記の実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
例えば、本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）としてＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを使用した例を説明した。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴに代えて、このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）乃至ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）としてＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ－ＭＯＳＦＥＴを用いたスイッチング素子を用いることで、更なる高効率動作を実現することが可能である。
また、上記した実施形態例は本発明をわかりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態例の構成の一部を他の実施形態例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態例の構成に他の実施形態例の構成を加えることも可能である。また、各実施形態例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの記録媒体に置くことができる。
各実施形態において、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１，１Ａ，１Ｂ 直流電源装置
１０ 整流回路（ダイオードブリッジ回路）
１１ 電流検出部
１２ ゲイン制御部
１３ 交流電圧検出部
１４ ゼロクロス判定部
１５ 負荷検出部
１６ 昇圧比制御部
１７ 直流電圧検出部
１８ コンバータ制御部（制御手段）
１９ 電源回路
１００ 室内機
２００ 室外機
Ｖｓ 交流電源
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１ ダイオード（第１のダイオード）
Ｄ２ ダイオード（第２のダイオード）
Ｄ３ ダイオード（第３のダイオード）
Ｄ４ ダイオード（第４のダイオード）
ｈａ，ｈｂ，ｈｃ，ｈｄ 配線
Ｌ１ リアクトル
Ｌ２ 第２のリアクトル
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ（第１のスイッチング素子）
Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ（第２のスイッチング素子）
Ｑ３ ＭＯＳＦＥＴ（第３のスイッチング素子）
Ｑ４ ＭＯＳＦＥＴ（第４のスイッチング素子）
Ｒ１ シャント抵抗
Ａ 空気調和機

Claims (5)

1. 交流電源に接続され、ダイオードを有する第１乃至第４のスイッチング素子と、
   前記交流電源と前記第１乃至第４のスイッチング素子からなるダイオードブリッジ回路との間に設けられるリアクトルと、
   前記ダイオードブリッジ回路の出力側に接続され、当該ダイオードブリッジ回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
   前記第１乃至第４のスイッチング素子をオン／オフ制御する制御手段と、を備え、
   前記第１乃至第４のスイッチング素子のリアクトル側である第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ１、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列接続されて構成される回路をレグ２とした場合、前記レグ１のスイッチング素子は、前記リアクトルに通流する回路電流に同期してスイッチングを行い、前記レグ２のスイッチング素子は、交流電源電圧に同期してスイッチングを行い、
   前記制御手段は、前記回路電流に基づいて、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流モード及び前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチングモードのいずれかに切り替える
   ことを特徴とする直流電源装置。
2. 交流電源電圧が正の極性の場合、前記リアクトルに電流が通流しているときに前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子両方をオン状態にし、一方、前記リアクトルに電流が通流していないとき、前記第１のスイッチング素子または前記第４のスイッチング素子のうち少なくとも１つをオフ状態とし、
   前記交流電源電圧が負の極性の場合、前記リアクトルに電流が通流しているときに前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子両方をオン状態にし、一方、前記リアクトルに電流が通流していないとき、前記第２のスイッチング素子または前記第３のスイッチング素子のうち少なくとも１つをオフ状態とする
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記レグ２のスイッチング素子は、前記レグ１のスイッチング素子よりもオン抵抗が小さい
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の直流電源装置。
4. 前記レグ１のスイッチング素子は、前記レグ２のスイッチング素子よりもスイッチング速度が速い
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の直流電源装置。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の直流電源装置を備える
   ことを特徴とする空気調和機。

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